WO2023068012A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2023068012A1
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ripple current
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世裕 笠原
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サンデン株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that detects a phase current using a current detection element connected to the DC side of an inverter circuit and drives a motor.
  • a conventional motor control device for driving a motor for example, performs PWM (Pulse Width Modulation) control of the switching elements of each UVW phase of a three-phase inverter circuit.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a current detection element a shunt resistor or a hall element
  • detect the current on the DC side of the inverter circuit for example, a current detection element (a shunt resistor or a hall element) is provided to detect the current on the DC side of the inverter circuit.
  • the phase currents of the maximum and minimum phases of UVW are detected by setting the current detection timing according to the energization pattern of the PWM signal. detected, and finally obtained the phase current of each phase. Further, when the current detection time cannot be secured, current detection is made possible by shifting the phase of the PWM signal (pulse shift) (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • the detected current has an error with respect to the sinusoidal phase current (ideal current) that flows when an ideal sinusoidal voltage is applied.
  • This error is called a ripple current, and since the magnitude of this ripple current varies depending on the timing of detection, a different error (ripple current) is included in the detected current each time the current is detected.
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems. It is to provide a motor control device capable of
  • a motor control device of the present invention includes an inverter circuit composed of a plurality of switching elements, and a control section that generates an energization pattern for switching the switching elements.
  • a current detection element that is connected to the DC side of an inverter circuit and generates a signal corresponding to the current value, and a motor current based on the signal generated by the current detection element.
  • a phase current detector that detects the phase current of the phase current
  • a predicted ripple current calculator that predicts the ripple current included in the phase current detected by the phase current detector, and a ripple current predicted by the predicted ripple current calculator.
  • a phase current correction unit for correcting the phase current detected by the phase current detection unit based on the phase current correction unit, and the control unit generates an energization pattern based on the phase current corrected by the phase current correction unit.
  • the predicted ripple current calculation unit includes an energization pattern, a predetermined reference point for an ideal current, detection timing of the phase current detection unit, and ripple current per unit time. is characterized by predicting the ripple current based on the amount of change in
  • the predicted ripple current calculation unit includes the energization pattern, the beginning of the carrier cycle, the detection timing of the phase current detection unit, and the ripple current per unit time. It is characterized by predicting the ripple current based on the amount of change.
  • the predicted ripple current calculation unit calculates the amount of change in the ripple current per unit time according to the pattern of the line voltage within the carrier cycle. It is characterized by calculating.
  • a motor control device according to the second to fourth aspects of the invention, wherein the predicted ripple current calculation unit calculates the ripple current per unit time from the DC voltage, the phase voltage, and the inductance of the circuit including the motor. It is characterized by calculating the amount of change.
  • a motor control apparatus according to the first aspect of the present invention, wherein the predictive ripple current calculating section prepares a data table of ripple currents set in advance corresponding to the DC voltage, the phase voltage, and the rotor position of the motor. and extracting ripple current from a data table based on DC voltage, phase voltage, and rotor position.
  • a motor control device in which the current detection element is connected to the DC bus in each of the above inventions, and the phase current detection section detects the phase current of the motor based on the signal generated by the current detection element and the energization pattern. It is characterized by detecting current.
  • an inverter circuit configured from a plurality of switching elements and a control section that generates an energization pattern for switching the switching elements are provided, and the switching elements are switched according to the energization pattern to convert a DC voltage to an AC voltage.
  • a motor control device that drives a motor by converting to to detect the phase current of the motor based on
  • the predicted ripple current calculator predicts a ripple current included in the phase current detected by the phase current detector, and the phase current corrector calculates the phase current based on the ripple current predicted by the predicted ripple current calculator.
  • the phase current detected by the detection unit is corrected, and the control unit generates an energization pattern based on the phase current corrected by the phase current correction unit.
  • Detected current is corrected to an ideal current or a value close to it by a phase current correction unit, and based on the corrected phase current, a control unit generates an energization pattern for switching switching elements of an inverter circuit.
  • the predicted ripple current calculator obtains the ripple current contained in the phase current by prediction. By predicting the ripple current based on the detection timing of the detector and the amount of change in the ripple current per unit time, it is possible to accurately predict the ripple current and accurately correct the detected current.
  • the predictive ripple current calculating section uses the energization pattern, the beginning of the carrier cycle, the detection timing of the phase current detecting section, and the unit time
  • the ripple current may be predicted based on the amount of change in the ripple current per hit.
  • the predicted ripple current calculation unit It is preferable to calculate the amount of change in ripple current per unit time according to the pattern.
  • the amount of change in the ripple current varies depending on the DC voltage, the phase voltage, and the inductance of the circuit including the motor. It is preferable to calculate the amount of change in the ripple current of . These make it possible to predict and calculate the ripple current with high accuracy.
  • the data table may be used to predict the ripple current.
  • the predictive ripple current calculation unit is made to hold in advance a data table of the ripple current set corresponding to the DC voltage, the phase voltage, and the rotor position of the motor as in the sixth aspect of the invention.
  • the ripple current will be extracted (predicted) from the data table based on voltage, phase voltage and rotor position.
  • the current detection element is connected to the DC bus as in the seventh invention, and the phase current detection section detects the phase current of the motor based on the signal generated by the current detection element and the conduction pattern. This is extremely effective in the case of so-called one-shunt current detection.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of a motor control device according to one embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 2 is a functional block diagram of the motor control device of FIG. 1
  • FIG. 3 is a diagram showing an energization pattern (PWM signal) in one carrier cycle and maximum-phase and minimum-phase ripple currents output by the control unit in FIG. 2
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between an ideal current that flows when an ideal sinusoidal voltage is applied to a motor and a current that flows due to a voltage actually applied by an energization pattern (PWM signal)
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a method of obtaining the slope of the ripple current in FIG. 4 (amount of change in ripple current per unit time)
  • FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a method of obtaining the slope of the ripple current in FIG. 5
  • FIG. 4 is a diagram showing seven phase regions within one carrier period of FIG. 3;
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of a motor control device 1 of one embodiment to which the present invention is applied
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the motor control device 1. As shown in FIG.
  • the motor control device 1 of the embodiment includes an inverter circuit 4 and a control board 6, and converts a DC voltage (hereinafter referred to as an HV voltage VHV ) supplied from a vehicle HV battery 7, which is a DC power source, to a predetermined frequency.
  • the motor 8 is driven by converting it into a three-phase AC voltage and applying it to the motor 8 .
  • the motor 8 driven and controlled by the motor control device 1 of the embodiment drives a compression mechanism of an in-vehicle electric compressor (not shown), and is an interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM).
  • IPMSM interior permanent magnet synchronous motor
  • PMSM Permanent Magnet Synchronous Motor
  • This motor 8 (IPMSM in this embodiment) has a stator in which UVW axis windings 2U, 2V, and 2W (FIG. 2) are wound around teeth by concentrated winding, and a predetermined air gap inside the stator. It consists of a rotor embedded with permanent magnets arranged and forming the magnetic poles.
  • the inverter circuit 4 is a circuit that converts the HV voltage V HV (for example, 350 V) of the HV battery 7 into a three-phase AC voltage and applies it to the motor 8 .
  • This inverter circuit 4 has a U-phase half-bridge circuit 11U, a V-phase half-bridge circuit 11V, and a W-phase half-bridge circuit 11W. 12B, 12C and lower arm switching elements 12D, 12E, 12F are individually provided. Further, a flywheel diode 13 is connected in antiparallel to each of the switching elements 12A to 12F.
  • the upper end sides of the upper arm switching elements 12A to 12C of the inverter circuit 4 are connected to the DC bus 10 on the positive electrode side of the HV battery 7 .
  • the lower end sides of the lower arm switching elements 12D to 12F of the inverter circuit 4 are connected to the DC bus 15 on the negative electrode side of the HV battery 7 .
  • these switching elements 12A to 12F are composed of insulated gate bipolar transistors (IGBTs) or the like incorporating a MOS structure in the gate portion.
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • the upper arm switching element 12A and the lower arm switching element 12D of the U-phase half bridge circuit 11U are connected in series
  • the upper arm switching element 12B and the lower arm switching element 12E of the V-phase half bridge circuit 11V are connected in series
  • An upper arm switching element 12C and a lower arm switching element 12F of the W-phase half bridge circuit 11W are connected in series.
  • a connection point P1 (U-phase voltage V u ) between the upper arm switching element 12A and the lower arm switching element 12D of the U-phase half-bridge circuit 11U is connected to the U-phase winding 2U of the motor 8, and the V-phase half-bridge circuit 11U is connected to the U-phase winding 2U.
  • a connection point P2 (V-phase voltage V v ) between the upper arm switching element 12B and the lower arm switching element 12E of the circuit 11V is connected to the V-phase winding 2V of the motor 8, and the upper arm switching of the W-phase half bridge circuit 11W is connected.
  • connection point P3 (W-phase voltage V w ) between the element 12C and the lower arm switching element 12F is connected to the W-phase winding 2W of the motor 8 .
  • the inverter circuit 4 switches the HV voltage V HV (DC voltage) input from the HV battery 7 by ON-OFF operation of these switching elements 12A to 12F, converts it into a three-phase AC voltage, and converts it into a three-phase AC voltage. applied to
  • a signal corresponding to the value of the DC current (phase current: shunt current) flowing through the inverter circuit 4 is applied to the DC bus 15 on the negative electrode side between the HV battery 7 and the inverter circuit 4 (the DC side of the inverter circuit 4).
  • a generated current sensing element 16 is connected.
  • this current detection element 16 is connected to the DC bus 15 in the embodiment, it may be connected to the DC bus 10 on the positive electrode side.
  • the current detection element 16 can be composed of a shunt resistor or a Hall element, but in the embodiment, it is composed of a shunt resistor.
  • FIG. 2 shows functional blocks (mainly functions of the microcomputer) of the control board 6 of the motor control device 1.
  • the motor control device 1 includes a control unit 21, a phase current correction unit 22, a DC voltage detection unit 23, a phase current detection unit 24, and a predicted ripple as functions of a microcomputer mounted on the control board 6.
  • a current calculator 26 is provided.
  • phase current detector 24 detects the phase current (U-phase current i U , V-phase current i V , W-phase current i W ) are detected and output.
  • the upper arm switching element 12A of the U-phase half bridge circuit 11U is turned ON, and the lower arm switching element 12E and the lower arm switching element 12F of the W-phase half bridge circuit 11W are turned ON.
  • the U-phase current iU flows from the switching element 12A to the U-phase winding 2U of the motor 8
  • the V-phase current iV flows from the flywheel diode 13 connected in parallel to the switching element 12E to the motor 8.
  • the W-phase current i W flows through the V-phase winding 2V and the W-phase current i W flows out from the W-phase winding 2W of the motor 8 to the switching element 12F.
  • the U-phase current iU flows through the current detection element 16 and can be detected.
  • the upper arm switching element 12A of the U-phase half bridge circuit 11U and the upper arm switching element 12B of the V-phase half bridge circuit 11V are turned ON, and the lower arm switching element 12F of the W-phase half bridge circuit 11W is turned ON.
  • U-phase current iU and V-phase current iV flow from switching elements 12A and 12B to U-phase and V-phase windings 2U and 2V of motor 8, respectively, and W-phase current iW flows through motor 8 flows out from the W-phase winding 2W to the switching element 12F.
  • the W-phase current i W flows through the current detection element 16 and can be detected.
  • phase currents (detected currents) i U , i V , and i W detected by the phase current detection unit 24 include ripple currents (ripple currents ⁇ i rpli , ⁇ i rplk described later) that are errors from the ideal currents. included, which will be discussed in more detail later.
  • the DC voltage detector 23 detects and outputs the HV voltage VHV of the HV battery 7 . Then, the HV voltage VHV detected and output by the DC voltage detection unit 23 and the energization pattern (PWM signal) calculated and output by the control unit 21 as described later are input to the predicted ripple current calculation unit 26. be.
  • Predicted ripple current calculator 26 The predicted ripple current calculation unit 26 calculates the maximum phase ripple current ⁇ i rpli and the minimum phase ripple current ⁇ i rplk based on the HV voltage V HV , the conduction pattern, the inductance of the circuit, and the like. Predict and output ⁇ i rpli and ⁇ i rplk . These ripple currents ⁇ i rpli and ⁇ i rplk are included in the phase currents output by the phase current detector 24 . Predictive control of rplk will be detailed later.
  • the current i U , the V-phase current i V , and the W-phase current i W (phase current) are input to the phase current correction section 22 .
  • phase current correction unit 22 corrects the U phase detected by the phase current detection unit 24 based on the maximum phase ripple current ⁇ i rpli and the minimum phase ripple current ⁇ i rplk calculated (predicted) by the predicted ripple current calculation unit 26.
  • the current i U , the V-phase current i V , and the W-phase current i W (phase current) are corrected and output. For example, when the U phase is the maximum phase, the ripple current ⁇ i rpli is subtracted from the U phase current i U and output as the corrected U phase current i U ′.
  • the ripple current ⁇ i rplk is subtracted from the W phase current i W and output as the corrected U phase current i W ′.
  • Control unit 21 The control unit 21 of the embodiment estimates the electrical angular velocity of the motor 8 from the phase currents i U ', i V ', i W ' corrected by the phase current correcting unit 22, and calculates the estimated electrical angular velocity and the electrical angular velocity command value.
  • An energization pattern (PWM signal) for switching the switching elements 12A to 12F of the inverter circuit 4 is generated based on the d-axis current and the q-axis current obtained from , and output to the inverter circuit 4 .
  • PWM signal for switching the switching elements 12A to 12F of the inverter circuit 4 is generated based on the d-axis current and the q-axis current obtained from , and output to the inverter circuit 4 .
  • the motor 8 is driven by position sensorless vector control.
  • FIG. 3 shows an energization pattern (PWM signal) in one carrier period.
  • the uppermost stage is the maximum phase i
  • the lower is the intermediate phase j
  • the lower is the minimum phase k.
  • 12D to 12F are OFF
  • the lower arm switching elements 12D to 12F are ON while the upper arm switching elements 12A to 12C are OFF.
  • the phase in which the upper arm switching elements 12A to 12C are ON is the longest phase i
  • the shortest phase is the minimum phase k
  • the intermediate phase is the intermediate phase j.
  • the W phase is the minimum phase k
  • the intermediate V phase is the intermediate phase.
  • FIG. 3 shows, for example, the energization pattern described above.
  • each half bridge circuit 11U to 11W whenever the upper arm switching elements 12A to 12C are ON, the lower arm switching elements 12D to 12F are OFF and the lower arm switching elements 12D to 12F are ON. When the switch is on, the upper arm switching elements 12A to 12C are always off. In order to prevent a short circuit in each of the half bridge circuits 11U to 11W, a dead time is actually provided in the ON-OFF timing of the upper and lower arm switching elements 12A to 12F.
  • the current i i of the maximum phase i (in the case of FIG. 3, the U phase current i U ) can be detected as described above, and from t jon
  • the current i k of the minimum phase k (the W-phase current i W in FIG. 3) can be detected at the current detection timing t ad2 during the period until the minimum phase k rises.
  • the ripple current i rpl is the sum of the sinusoidal phase current that flows when an ideal sinusoidal voltage is applied (hereinafter referred to as the ideal current i ideal ) and the voltage actually applied by the PWM output (pulse-like
  • the current i real is the difference (error: i real ⁇ i ideal ) from the current i real flowing due to the applied voltage), and the phase currents (detection currents) i U , i V , and i W described above are this current i real . That is, the phase currents (detected currents) i U , i V , and i W contain the ripple current i rpl as an error from the ideal current i ideal (FIG. 4).
  • the difference between the voltage v real actually applied by the PWM output and the ideal voltage v ideal can be expressed by the following formula (II) using the ripple current i rpl .
  • L in the formula (II) is the inductance of the single-phase circuit shown in FIG.
  • di rpl / dt is the amount of change (hereinafter referred to as the slope ) of the ripple current i rpl per unit time.
  • the maximum phase ripple ⁇ i rpli is the difference (error: i i ⁇ i i ') between the maximum phase current i i ' at the beginning of the carrier cycle and the detected maximum phase current i i
  • the minimum The phase ripple ⁇ i rplk is the difference (error: i k ⁇ i k ') between the minimum phase current i k ' at the beginning of the carrier period and the minimum phase detected current i k .
  • one carrier period shown in FIG. 3 is classified into seven phase regions F1 to F7 shown in FIG. 7 according to combinations of ON-OFF states of respective phases. Further, each line voltage in one carrier cycle is divided into three types of line voltage patterns Pt1 to Pt3 with respect to the energization pattern (PWM signal). It corresponds to patterns Pt1 to Pt3.
  • ⁇ Line voltage pattern Pt1 Phase regions F1, F4, F7
  • ⁇ Line voltage pattern Pt2 Phase regions F2, F6
  • Pt3 phase regions F3, F5
  • L i , L j , and L k are the inductances of the maximum phase, intermediate phase, and minimum phase, respectively. These inductances L i , L j , L k are the inductances of the paths from the connection points P1, P2, P3 to the neutral point P C (the inductances of the circuit including the motor 8). Also, VHV is the aforementioned HV voltage (DC voltage). Furthermore, V i , V j , and V k are the effective voltages (phase voltages) of the maximum phase, intermediate phase, and minimum phase, respectively. This effective voltage is obtained from the command value, but the command value itself may be employed (same below).
  • the slope di rpli /dt of the maximum phase ripple current ⁇ i rpli in the line voltage pattern Pt2 and the slope di rplk /dt of the minimum phase ripple current ⁇ i rplk are obtained from the following formulas (V) and (VI ).
  • the first term on the right side of the formula (VIII) is the gradient of the maximum phase ripple current in the line voltage pattern Pt1 (formula (III)). ) is the amount of change in the ripple current ⁇ irpli from the beginning (0) to the rise of the maximum phase i (U phase) (t ion ).
  • the second term on the right side is the slope of the ripple current (formula (V)) in the line voltage pattern Pt2, which is obtained by multiplying this slope by the time from t ion to the current detection timing t ad1 (t ad1 ⁇ t ion ). is the change amount of the ripple current ⁇ i rpli from t ion to the current detection timing t ad1 . Then, the sum of the first and second terms is calculated as the final value of the maximum phase ripple current ⁇ irpli .
  • the first term on the right side of the formula (IX) is the gradient of the ripple current of the minimum phase in the line voltage pattern Pt1 (formula (IV)), and this gradient corresponds to the top (0) of the carrier cycle to the maximum phase i (U phase ) is the amount of change in the ripple current ⁇ i rplk from the top (0) to the rise of the maximum phase i (U phase) (t ion ).
  • the second term on the right side is the slope of the ripple current of the minimum phase in the line voltage pattern Pt2 (formula (VI)), and this slope is the time from t ion to the rising time (t jon ) of the intermediate phase j (V phase).
  • Multiplied by time (t jon -t ion ) is the change in ripple current ⁇ i rplk from t ion to t jon .
  • the third term on the right side is the gradient of the minimum phase ripple current (formula (VII)) in the line voltage pattern Pt3 .
  • the result of multiplication is the amount of change in ripple current ⁇ i rplk from t jon to current detection timing t ad2 .
  • the sum of the first, second and third terms is calculated as the final value of the ripple current ⁇ i rplk of the minimum phase.
  • the U-phase current i U , the V-phase current i V , and the W-phase current i W are corrected to the ideal currents or values close thereto, and the corrected phase currents i U ′, i V ', i W ' are input to the control unit 21 .
  • control unit 21 estimates the electrical angular velocity of the motor 8 from the phase currents i U ', i V ', i W ' corrected by the phase current correcting unit 22 as described above, and the estimated electrical angular velocity and the electrical angular velocity command
  • An energization pattern (PWM signal) for switching the switching elements 12A to 12F of the inverter circuit 4 is generated based on the d-axis current and the q-axis current obtained from the values, and is output to the inverter circuit 4.
  • phase currents (detected currents) i U , i V , and i W including the ripple current detected by the phase current detection unit 24 are corrected by the phase current correction unit 22 to the ideal currents or Corrected to a value close to that, based on the corrected phase currents i U ', i V ', i W ', the control unit 21 switches the switching elements 12A to 12F of the inverter circuit 4
  • An energization pattern (PWM signal) will be able to generate
  • the predicted ripple current calculator 26 obtains the ripple current contained in the phase current by prediction. time t ion , time t jon until the intermediate phase j (V phase) rises), a predetermined reference point (the beginning of the carrier cycle in the embodiment) of the ideal current, and the detection timing t ad1 of the phase current detector 24 , t ad2 and the amount of change (inclination) of the ripple current per unit time, the ripple current can be accurately predicted and the detected current can be accurately corrected.
  • the predicted ripple current calculator 26 calculates the line voltage patterns Pt1 to Pt1 to The amount of change (slope) of the ripple current per unit time is calculated according to Pt3.
  • the amount of change in the ripple current is the HV voltage V HV (DC voltage), the phase voltages (V i , V j , V k ), and the inductances (L i , L j , L k ) of the circuit including the motor 8. Therefore, in the embodiment, the predicted ripple current calculator 26 calculates the amount of change (slope) of the ripple current per unit time from these values. These make it possible to predict and calculate the ripple current with high accuracy.
  • the current detection element 16 is connected to the DC bus 15 as in the embodiment, and the phase current detection section 24 detects the current of the motor 8 based on the signal generated by the current detection element 16 and the conduction pattern (PWM signal). This is extremely effective in the case of so-called one-shunt current detection for detecting phase currents iU , iV , and iW .
  • the top of the carrier cycle is set as the reference point of the ideal current, and the ripple current is predicted based on the time from the top to the detection timing of the phase current detector 24.
  • the present invention is not limited to this.
  • the center of the carrier cycle can be regarded as the ideal current
  • the center may be used as the reference point.
  • the ripple current is predicted and calculated using a formula, but the ripple current may be predicted using a data table.
  • a position sensor such as a Hall IC or a rotary encoder is arranged on the rotor of the motor 8 to detect the rotor position.
  • HV voltage V HV DC voltage
  • phase voltages V U , V V , V W or Vi , V j , V k
  • rotor position of motor 8 are supplied to predictive ripple current calculator 26 .
  • V HV DC voltage
  • phase voltages V U , V V , V W or Vi , V j , V k
  • the saliency of the embedded magnet rotor is taken into consideration for the inductance (L i , L j , L k ) of each phase. good too.
  • the present invention is effective when, for example, the current detection timing is shifted.
  • the present invention is applied to the motor control device 1 that drives and controls the motor 8 of the electric compressor, but the present invention is not limited to this and is effective for drive control of motors of various devices.
  • motor controller 4 inverter circuit 7 HV battery (DC power supply) 8 motor 12A to 12F switching element 15 DC bus 16 current detection element 21 control section 22 phase current correction section 24 phase current detection section 26 predicted ripple current calculation section

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

【課題】理想電流からの誤差分であるリップル電流が含まれる検出電流を精度良く補正して、制御性を向上させることができるモータ制御装置を提供する。 【解決手段】インバータ回路４の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子１６と、電流検出素子が発生した信号に基づいてモータ８の相電流を検出する相電流検出部２４と、相電流検出部が検出した相電流に含まれるリップル電流を予測する予測リップル電流算出部２６と、予測リップル電流算出部により予測されたリップル電流に基づいて相電流検出部が検出した相電流を補正する相電流補正部２２を備え、制御部２１は、相電流補正部にて補正された相電流に基づいて通電パターンを生成する。

Description

モータ制御装置
　本発明は、インバータ回路の直流側に接続された電流検出素子を用いて相電流を検出し、モータを駆動するモータ制御装置に関するものである。
　従来よりモータを駆動するためのモータ制御装置は、例えば三相のインバータ回路のＵＶＷ各相のスイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御するものであるが、制御に用いる相電流を検出するために、インバータ回路の直流側の電流を検出する電流検出素子（シャント抵抗やホール素子）を設けている。
　特に、１シャント電流検出方式と云われる一つのシャント抵抗を用いる場合には、ＰＷＭ信号による通電パターンに応じて電流検出タイミングを設定することで、ＵＶＷのうちの最大相と最小相の相電流を検出し、最終的に各相の相電流を求めていた。また、電流検出時間を確保できない場合には、ＰＷＭ信号の位相をシフト（パルスシフト）することで、電流検出を可能としていた（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
特許第５９５１２０８号公報 特開２０１０－８８２６０号公報
　しかしながら、電流検出タイミングとパルスシフト等により、検出した電流は、理想的な正弦波の電圧が印加された際に流れる正弦波の相電流（理想電流）に対して誤差を持つ。この誤差はリップル電流と云われるものであるが、このリップル電流の大きさは検出するタイミングによって異なるため、電流を検出する毎に異なる誤差（リップル電流）が検出電流に含まれることになる。
　この問題は、例えばセンサレス制御でロータ位置を推定する場合等に影響を及ぼし、制御性が悪化してしまうため、前述した特許文献１では同じ通電パターン（ＰＷＭパターン）を二回出力し、同相の電流を異なるタイミングで２回検出して、それらの差から変化度合いを算出して誤差を補正していたが、相毎に異なる波形のキャリアを用いたり、電流制御よりも電流検出の周期を早くしなければならないなど、制御が複雑化する欠点がある。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、理想電流からの誤差分であるリップル電流が含まれる検出電流を精度良く補正して、制御性を向上させることができるモータ制御装置を提供するものである。
　本発明のモータ制御装置は、複数のスイッチング素子から構成されたインバータ回路と、スイッチング素子をスイッチングする通電パターンを生成する制御部を備え、スイッチング素子を通電パターンにてスイッチングすることにより、直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するものであって、インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、この電流検出素子が発生した信号に基づいてモータの相電流を検出する相電流検出部と、この相電流検出部が検出した相電流に含まれるリップル電流を予測する予測リップル電流算出部と、この予測リップル電流算出部により予測されたリップル電流に基づいて相電流検出部が検出した相電流を補正する相電流補正部を備え、制御部は、相電流補正部にて補正された相電流に基づいて通電パターンを生成することを特徴とする。
　請求項２の発明のモータ制御装置は、上記発明において予測リップル電流算出部は、通電パターンと、理想電流となる所定の基準点と、相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいてリップル電流を予測することを特徴とする。
　請求項３の発明のモータ制御装置は、請求項１の発明において予測リップル電流算出部は、通電パターンと、キャリア周期の先頭と、相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいてリップル電流を予測することを特徴とする。
　請求項４の発明のモータ制御装置は、請求項２又は請求項３の発明において予測リップル電流算出部は、キャリア周期内の線間電圧のパターンに応じて単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出することを特徴とする。
　請求項５の発明のモータ制御装置は、請求項２乃至請求項４の発明において予測リップル電流算出部は、直流電圧と、相電圧と、モータを含む回路のインダクタンスから単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出することを特徴とする。
　請求項６の発明のモータ制御装置は、請求項１の発明において予測リップル電流算出部は、直流電圧と、相電圧と、モータのロータ位置に対応して予め設定されたリップル電流のデータテーブルを有し、直流電圧と、相電圧と、ロータ位置に基づいてデータテーブルからリップル電流を抽出することを特徴とする。
　請求項７の発明のモータ制御装置は、上記各発明において電流検出素子は、直流母線に接続されており、相電流検出部は、電流検出素子が発生した信号と通電パターンに基づいてモータの相電流を検出することを特徴とする。
　本発明によれば、複数のスイッチング素子から構成されたインバータ回路と、スイッチング素子をスイッチングする通電パターンを生成する制御部を備え、スイッチング素子を通電パターンにてスイッチングすることにより、直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するモータ制御装置において、インバータ回路の直流側に接続された電流検出素子は、電流値に対応する信号を発生し、相電流検出部は、電流検出素子が発生した信号に基づいてモータの相電流を検出する。そして、予測リップル電流算出部は、相電流検出部が検出した相電流に含まれるリップル電流を予測すると共に、相電流補正部は、予測リップル電流算出部により予測されたリップル電流に基づいて相電流検出部が検出した相電流を補正し、更に制御部は、相電流補正部にて補正された相電流に基づいて通電パターンを生成するので、相電流検出部が検出したリップル電流を含む相電流（検出電流）を、相電流補正部により理想電流、若しくは、それに近い値に補正し、その補正された相電流に基づいて制御部が、インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングする通電パターンを生成することができるようになる。
　これにより、リップル電流の影響を解消、若しくは、抑制して、モータの制御性を改善することが可能となる。この場合、予測リップル電流算出部は相電流に含まれるリップル電流を予測により求めるものであるが、例えば、請求項２の発明の如く通電パターンと、理想電流となる所定の基準点と、相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいてリップル電流を予測することにより、的確にリップル電流を予測して、検出電流を精度良く補正することが可能となる。
　尚、キャリア周期の先頭ではリップル電流は零になるので、請求項３の発明の如く予測リップル電流算出部が、通電パターンと、キャリア周期の先頭と、相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいてリップル電流を予測するようにしてもよい。
　また、単位時間当たりのリップル電流の変化量は、キャリア周期内の各線間の電圧のパターン毎に変わるので、予測リップル電流算出部は、請求項４の発明の如くキャリア周期内の線間電圧のパターンに応じて単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出するとよい。
　以上において、リップル電流の変化量は、直流電圧と、相電圧と、モータを含む回路のインダクタンスにより変化するので、予測リップル電流算出部は、請求項５の発明の如くそれらの値から単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出するとよい。これらにより、精度良くリップル電流を予測演算することが可能となる。
　一方、上記のようにリップル電流を算出すること以外に、データテーブルを用いてリップル電流を予測してもよい。その場合は、請求項６の発明の如く予測リップル電流算出部に、直流電圧と、相電圧と、モータのロータ位置に対応して設定されたリップル電流のデータテーブルを予め保有させておき、直流電圧と、相電圧と、ロータ位置に基づいてデータテーブルからリップル電流を抽出（予測）することになる。
　そして、上記各発明は請求項７の発明の如く電流検出素子を直流母線に接続して、相電流検出部が当該電流検出素子が発生した信号と通電パターンに基づき、モータの相電流を検出する所謂１シャント電流検出の場合に極めて有効となる。
本発明の一実施例のモータ制御装置の電気回路図である。 図１のモータ制御装置の機能ブロック図である。 図２の制御部が出力する１キャリア周期の通電パターン（ＰＷＭ信号）と最大相、最小相のリップル電流を示す図である。 理想的な正弦波の電圧がモータに印加された際に流れる理想電流と通電パターン（ＰＷＭ信号）によって実際に印加される電圧によって流れる電流の関係を説明する図である。 図４のリップル電流の傾き（単位時間当たりのリップル電流の変化量）を求める方法を説明する図である。 図５のリップル電流の傾きを求める方法を説明するための回路図である。 図３の１キャリア周期内における７つの位相領域を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明を適用した一実施例のモータ制御装置１の電気回路図、図２はモータ制御装置１の機能ブロック図である。
　（１）モータ制御装置１
　実施例のモータ制御装置１は、インバータ回路４と、制御基板６を備え、直流電源である車両のＨＶバッテリ７から供給された直流電圧（以下、ＨＶ電圧ＶHVと称する）を所定の周波数の三相交流電圧に変換してモータ８に印加し、当該モータ８を駆動する構成とされている。
　また、実施例のモータ制御装置１が駆動制御するモータ８は、図示しない車載用の電動圧縮機の圧縮機構を駆動するものであり、永久磁石埋込型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）に代表される永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）により構成されている。このモータ８（実施例ではＩＰＭＳＭ）はＵＶＷ軸の巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ（図２）が集中巻きでティースに巻装されたステータと、このステータの内側に所定のエアギャップを有して配置され、磁極を構成する永久磁石が埋め込まれたロータから構成されている。
（２）インバータ回路４
　インバータ回路４は、ＨＶバッテリ７のＨＶ電圧ＶHV（例えば、３５０Ｖ）を三相交流電圧に変換してモータ８に印加する回路である。このインバータ回路４は、Ｕ相ハーフブリッジ回路１１Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１１Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１１Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路１１Ｕ～１１Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃと、下アームスイッチング素子１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１２Ａ～１２Ｆには、それぞれフライホイールダイオード１３が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路４の上アームスイッチング素子１２Ａ～１２Ｃの上端側は、ＨＶバッテリ７の正極側の直流母線１０に接続されている。一方、インバータ回路４の下アームスイッチング素子１２Ｄ～１２Ｆの下端側は、ＨＶバッテリ７の負極側の直流母線１５に接続されている。
　これら複数のスイッチング素子１２Ａ～１２Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等から構成されている。また、Ｕ相ハーフブリッジ回路１１Ｕの上アームスイッチング素子１２Ａと下アームスイッチング素子１２Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１１Ｖの上アームスイッチング素子１２Ｂと下アームスイッチング素子１２Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１１Ｗの上アームスイッチング素子１２Ｃと下アームスイッチング素子１２Ｆが直列に接続されている。
　そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路１１Ｕの上アームスイッチング素子１２Ａと下アームスイッチング素子１２Ｄの接続点Ｐ１（Ｕ相電圧Ｖu）は、モータ８のＵ相の巻線２Ｕに接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路１１Ｖの上アームスイッチング素子１２Ｂと下アームスイッチング素子１２Ｅの接続点Ｐ２（Ｖ相電圧Ｖv）は、モータ８のＶ相の巻線２Ｖに接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路１１Ｗの上アームスイッチング素子１２Ｃと下アームスイッチング素子１２Ｆの接続点Ｐ３（Ｗ相電圧Ｖw）は、モータ８のＷ相の巻線２Ｗに接続されている。そして、インバータ回路４は、これらのスイッチング素子１２Ａ～１２ＦのＯＮ－ＯＦＦ動作によって、ＨＶバッテリ７から入力されたＨＶ電圧ＶHV（直流電圧）をスイッチングし、三相交流電圧に変換してモータ８に印加する。
　（３）電流検出素子１６
　また、ＨＶバッテリ７とインバータ回路４の間の負極側の直流母線１５（インバータ回路４の直流側）には、インバータ回路４に流れる直流電流（相電流：シャント電流）の値に対応する信号を発生する電流検出素子１６が接続されている。この電流検出素子１６は実施例では直流母線１５に接続されているが、正極側の直流母線１０に接続してもよい。また、電流検出素子１６はシャント抵抗やホール素子にて構成可能であるが、実施例ではシャント抵抗にて構成されているものとする。
　（４）制御基板６
　一方、実施例のモータ制御装置１の制御基板６には、プロセッサを有するマイクロコンピュータ及び制御回路が実装されており、更にそれら素子の電源となるＬＶバッテリ１４が制御基板６に接続されている（図１）。図２はこのモータ制御装置１の制御基板６の機能ブロック（主としてマイクロコンピュータの機能）を示している。図２において、モータ制御装置１は、制御基板６に実装されたマイクロコンピュータの機能として制御部２１と、相電流補正部２２と、直流電圧検出部２３と、相電流検出部２４と、予測リップル電流算出部２６を備えている。
　（４－１）相電流検出部２４
　相電流検出部２４は、電流検出素子１６が発生した信号（直流電流の値に対応する信号）と、各スイッチング素子１２Ａ～１２Ｆをスイッチングする通電パターンに基づいてモータ８の相電流（Ｕ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉW）を検出し、出力する。
　例えば、１キャリア周期内でＵ相ハーフブリッジ回路１１Ｕの上アームスイッチング素子１２ＡがＯＮ、Ｖ相ハーフブリッジ回路１１Ｖの下アームスイッチング素子１２ＥとＷ相ハーフブリッジ回路１１Ｗの下アームスイッチング素子１２ＦがＯＮしている通電パターンでは、Ｕ相電流ｉUはスイッチング素子１２Ａからモータ８のＵ相の巻線２Ｕに流れ、Ｖ相電流ｉVはスイッチング素子１２Ｅに並列接続されたフライホイールダイオード１３からモータ８のＶ相の巻線２Ｖに流れ、Ｗ相電流ｉWはモータ８のＷ相の巻線２Ｗからスイッチング素子１２Ｆに流れ出る。この場合、電流検出素子１６にはＵ相電流ｉUが流れて検出可能となる。
　他方、１キャリア周期内でＵ相ハーフブリッジ回路１１Ｕの上アームスイッチング素子１２ＡとＶ相ハーフブリッジ回路１１Ｖの上アームスイッチング素子１２ＢがＯＮ、Ｗ相ハーフブリッジ回路１１Ｗの下アームスイッチング素子１２ＦがＯＮしている通電パターンでは、Ｕ相電流ｉUとＶ相電流ｉVはスイッチング素子１２Ａ、１２Ｂからそれぞれモータ８のＵ相とＶ相の巻線２Ｕ、２Ｖに流れ、Ｗ相電流ｉWはモータ８のＷ相の巻線２Ｗからスイッチング素子１２Ｆに流れ出る。この場合、電流検出素子１６にはＷ相電流ｉWが流れて検出可能となる。
　このように求めたＵ相電流ｉUとＷ相電流ｉWから、残りのＶ相電流ｉVは巻線２Ｕ、２Ｖ、２Ｗの中性点ＰCにおいて、キルヒホッフの電流の法則を適用することで求められる。尚、相電流検出部２４が検出する各相電流（検出電流）ｉU、ｉV、ｉWには、理想電流からの誤差分となるリップル電流（後述するリップル電流Δｉrpli、Δｉrplk）が含まれているが、これについては後に詳述する。
　（４－２）直流電圧検出部２３
　直流電圧検出部２３は、ＨＶバッテリ７のＨＶ電圧ＶHVを検出し、出力する。そして、この直流電圧検出部２３で検出され、出力されたＨＶ電圧ＶHVと、制御部２１が後述する如く算出して出力する通電パターン（ＰＷＭ信号）は、予測リップル電流算出部２６に入力される。
　（４－３）予測リップル電流算出部２６
　予測リップル電流算出部２６は、ＨＶ電圧ＶHVや通電パターン、及び、回路のインダクタンス等に基づいて最大相のリップル電流Δｉrpliと、最小相のリップル電流Δｉrplkを算出することで、これらリップル電流Δｉrpli、Δｉrplkを予測し、出力する。これらリップル電流Δｉrpli、Δｉrplkは、相電流検出部２４が出力する相電流に含まれるものであるが、予測リップル電流算出部２６における最大相のリップル電流Δｉrpliと、最小相のリップル電流Δｉrplkの予測制御については後に詳述する。
　この予測リップル電流算出部２６で算出（予測）され、出力された最大相のリップル電流Δｉrpli、及び、最小相のリップル電流Δｉrplkと、相電流検出部２４で検出され、出力されたＵ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉW（相電流）は、相電流補正部２２に入力される。
　（４－４）相電流補正部２２
　相電流補正部２２は、予測リップル電流算出部２６により算出（予測）された最大相のリップル電流Δｉrpli、及び、最小相のリップル電流Δｉrplkに基づき、相電流検出部２４が検出したＵ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉW（相電流）を補正して出力する。例えば、Ｕ相が最大相である場合、Ｕ相電流ｉUからリップル電流Δｉrpliを差し引き、補正後のＵ相電流ｉU’として出力する。同様にＷ相が最小相である場合、Ｗ相電流ｉWからリップル電流Δｉrplkを差し引き、補正後のＵ相電流ｉW’として出力する。尚、中間相であるＶ相については、キルヒホッフの電流の法則により、補正後のＶ相電流ｉV’＝－ｉU’－ｉW’で算出し、出力する。そして、算出された補正後の相電流ｉU’、ｉV’、ｉW’は制御部２１に入力される。
　（４－５）制御部２１
　実施例の制御部２１は、相電流補正部２２で補正された相電流ｉU’、ｉV’、ｉW’からモータ８の電気角速度を推定し、推定された電気角速度と電気角速度指令値から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づいてインバータ回路４の各スイッチング素子１２Ａ～１２Ｆをスイッチングするための通電パターン（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ回路４に出力する。これにより、位置センサレスベクトル制御にてモータ８を駆動する。
　（５）リップル電流Δｉrpli、Δｉrplkの予測制御
　次に、図３～図７を参照しながら実施例のモータ制御装置１の予測リップル電流算出部２６によるリップル電流Δｉrpli、Δｉrplkの予測制御について説明する。図３は、或る１キャリア周期における通電パターン（ＰＷＭ信号）を示している。図中において、最上段が最大相ｉ、その下が中間相ｊ、その下が最小相ｋの通電パターンであり、立ち上がっている期間に上アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＣがＯＮし、下アームスイッチング素子１２Ｄ～１２ＦはＯＦＦしており、立ち下がっている期間に下アームスイッチング素子１２Ｄ～１２ＦがＯＮし、上アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＣはＯＦＦしている。
　即ち、上アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＣがＯＮしている期間が最も長い相が最大相ｉ、最も短い相が最小相ｋ、中間の相が中間相ｊとなる。例えば、Ｕ相ハーフブリッジ回路１１Ｕの上アームスイッチング素子１２ＡがＯＮしている期間が最も長い場合は、Ｕ相が最大相ｉとなり、Ｗ相ハーフブリッジ回路１１Ｗの上アームスイッチング素子１２ＣがＯＮしている期間が最も短い場合は、Ｗ相が最小相ｋとなり、中間のＶ相が中間相になる。図３は、例えば上記の通電パターンであるものとする。
　尚、各ハーフブリッジ回路１１Ｕ～１１Ｗにおいては、上アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＣがＯＮしているときには必ず、下アームスイッチング素子１２Ｄ～１２ＦはＯＦＦしており、下アームスイッチング素子１２Ｄ～１２ＦがＯＮしているときには、必ず上アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＣはＯＦＦしている。また、各ハーフブリッジ回路１１Ｕ～１１Ｗでは短絡を防止するため、実際には上下アームスイッチング素子１２Ａ～１２ＦのＯＮ－ＯＦＦタイミングにデッドタイムが設けられる。
　また、図３においてキャリア周期の先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまでの時間をｔion、中間相ｊ（Ｖ相）が立ち上がるまでの時間をｔjonとすると、最大相ｉのみが立ち上がっているｔionとｔjonの間の期間における電流検出タイミングｔad1で前述したように最大相ｉの電流ｉi（図３の場合Ｕ相電流ｉU）を検出でき、ｔjonから最小相ｋが立ち上がるまでの期間における電流検出タイミングｔad2で前述したように最小相ｋの電流ｉk（図３の場合Ｗ相電流ｉW）を検出することができる。
　（５－１）リップル電流ｉrpl
　そして、図３の最下段に最小相のリップル電流Δｉrplkを示し、その上には最大相のリップル電流Δｉrpliを示している。このリップル電流（ｉrplと総称する）について、図４を参照しながら説明する。リップル電流ｉrplとは、理想的な正弦波の電圧が印加された際に流れる正弦波相電流（以下、理想電流ｉidealと称する）と、ＰＷＭ出力によって実際に印加される電圧（パルス状の印加電圧）によって流れる電流ｉrealとの差（誤差：ｉreal－ｉideal）であり、前述した各相電流（検出電流）ｉU、ｉV、ｉWが、この電流ｉrealである。即ち、相電流（検出電流）ｉU、ｉV、ｉWにはリップル電流ｉrplが理想電流ｉidealからの誤差分として含まれることになる（図４）。
　（５－２）リップル電流（ｉrpl）予測の原理
　次に、このリップル電流ｉrplを予測する原理について、図５、図６を参照しながら説明する。先ず、図６のような単相の回路の場合を考える。１キャリア周期の間の実効電圧（正弦波交流）の変化が十分小さい場合、その間の理想電圧ｖideal（図５中の破線）は指令電圧ｖcom（図５中の水平な実線）とおけるので、ＰＷＭ出力によって実際に印加される電圧ｖreal（図５中のパルス状の印加電圧の高さ）と、理想電圧ｖidealとの差Δｖは、下記数式（Ｉ）となる。
　Δｖ＝ｖreal－ｖcom　　・・・（Ｉ）
　従って、ＰＷＭ出力によって実際に印加される電圧ｖrealと理想電圧ｖidealとの差はリップル電流ｉrplにより下記数式（ＩＩ）で表せる。尚、数式（ＩＩ）中のＬは図６に示す単相の回路のインダクタンスである。また、ｄｉrpl／ｄｔはリップル電流ｉrplの単位時間当たりの変化量（以下、傾きと称する）であり、通電パターンが一定でｖrealが一定とみなせれば、リップル電流ｉrplの傾きも一定とみなすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　（５－３）リップル電流Δｉrpli、Δｉrplkの予測演算
　これを実施例の図３に示すような三相のモータ８の場合について考えると、キャリア周期の先頭ではリップル電流は零になるので、この先頭を理想電流となる基準点として考えることができる。そして、キャリア周期の先頭における最大相の電流（推定値）をｉi’、最小相の電流（推定値）をｉk’、最大相の検出電流をｉi、最小相の検出電流をｉkとすると、最大相のリップルΔｉrpliは、キャリア周期の先頭における最大相の電流ｉi’と、最大相の検出電流をｉiとの差（誤差：ｉi－ｉi’）であり、最小相のリップルΔｉrplkは、キャリア周期の先頭における最小相の電流ｉk’と、最小相の検出電流をｉkとの差（誤差：ｉk－ｉk’）である。
　また、図３に示した１キャリア周期は、各相のＯＮ－ＯＦＦ状態の組み合わせから図７に示す七つの位相領域Ｆ１～Ｆ７に区別される。更に、１キャリア周期の各線間の電圧は、通電パターン（ＰＷＭ信号）に対し、三種類の線間電圧パターンＰｔ１～Ｐｔ３に分けられ、各位相領域Ｆ１～Ｆ７は、下記のように各線間電圧パターンＰｔ１～Ｐｔ３に対応する。
　・線間電圧パターンＰｔ１：位相領域Ｆ１、Ｆ４、Ｆ７
　・線間電圧パターンＰｔ２：位相領域Ｆ２、Ｆ６
　・線間電圧パターンＰｔ３：位相領域Ｆ３、Ｆ５
　単位時間当たりのリップル電流Δｉrpli、Δｉrplkの変化量は、１キャリア周期内の各線間電圧のパターン毎に変わるので、上記線間電圧パターンＰｔ１～Ｐｔ３毎に単位時間当たりのリップル電流Δｉrpli、Δｉrplkの変化量（傾き）を算出する。
　今、相互インダクタンスの影響を無視、モータ８の中性点ＰCに流れ込む電流の合計は０（寄生容量の影響を無視、中性点に電荷はたまらない、漏れ電流は０）とすると、線間電圧パターンＰｔ１での最大相のリップル電流Δｉrpliの傾きｄｉrpli／ｄｔと、最小相のリップル電流Δｉrplkの傾きｄｉrplk／ｄｔは、それぞれ下記数式（ＩＩＩ）、（ＩＶ）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　尚、Ｌi、Ｌj、Ｌkは、それぞれ最大相、中間相、最小相のインダクタンスである。これらインダクタンスＬi、Ｌj、Ｌkは各接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３から中性点ＰCまでの経路のインダクタンスである（モータ８を含む回路のインダクタンス）。また、ＶHVは前述したＨＶ電圧（直流電圧）である。更に、Ｖi、Ｖj、Ｖkはそれぞれ最大相、中間相、最小相の実効電圧（相電圧）である。この実効電圧は指令値から求められるが、指令値そのものを採用してもよい（以下、同じ）。
　また、同様に線間電圧パターンＰｔ２での最大相のリップル電流Δｉrpliの傾きｄｉrpli／ｄｔと、最小相のリップル電流Δｉrplkの傾きｄｉrplk／ｄｔは、それぞれ下記数式（Ｖ）、（ＶＩ）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　更に、同様に線間電圧パターンＰｔ３での最小相のリップル電流Δｉrplkの傾きｄｉrplk／ｄｔは、下記数式（ＶＩＩ）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図３における最大相のリップル電流Δｉrpliと、最小相のリップル電流Δｉrplkは、図３のキャリア周期の先頭（０）から電流検出タイミングｔad1、ｔad2までのリップル電流の変化量（傾き）であるから、通電パターン（ＰＷＭ信号：ｔion、ｔjon）と、キャリアの先頭（基準点）と、各電流検出タイミングｔad1、ｔad2と、数式（ＩＩＩ）～（ＶＩＩ）で求めた最大相のリップル電流Δｉrpliの傾きｄｉrpli／ｄｔと、最小相のリップル電流Δｉrplkの傾きｄｉrplk／ｄｔから、下記数式（ＶＩＩＩ）、（ＩＸ）のように算出（予測演算）することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　尚、数式（ＶＩＩＩ）、（ＩＸ）で使用する傾きを前述した線間電圧パターンＰｔ１～Ｐｔ３との関係で示すと下記のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　数式（ＶＩＩＩ）の右辺の第１項は線間電圧パターンＰｔ１における最大相のリップル電流の傾き（数式（ＩＩＩ））であり、この傾きにキャリア周期の先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまでの時間ｔionを乗算したものが、先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまで（ｔion）のリップル電流Δｉrpliの変化量である。右辺の第２項は線間電圧パターンＰｔ２におけるリップル電流の傾き（数式（Ｖ））であり、この傾きにｔionから電流検出タイミングｔad1までの時間（ｔad1－ｔion）を乗算したものが、ｔionから電流検出タイミングｔad1までのリップル電流Δｉrpliの変化量である。そして、それら第１項と第２項を加算したものが最大相のリップル電流Δｉrpliの最終的な値として算出される。
　数式（ＩＸ）の右辺の第１項は線間電圧パターンＰｔ１における最小相のリップル電流の傾き（数式（ＩＶ））であり、この傾きにキャリア周期の先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまでの時間ｔionを乗算したものが、先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまで（ｔion）のリップル電流Δｉrplkの変化量である。右辺の第２項は線間電圧パターンＰｔ２における最小相のリップル電流の傾き（数式（ＶＩ））であり、この傾きにｔionから中間相ｊ（Ｖ相）が立ち上がる時間（ｔjon）までの時間（ｔjon－ｔion）を乗算したものが、ｔionからｔjonまでのリップル電流Δｉrplkの変化量である。右辺の第３項は線間電圧パターンＰｔ３における最小相のリップル電流の傾き（数式（ＶＩＩ））であり、この傾きにｔjonから電流検出タイミングｔad2までの時間（ｔad2－ｔjon）を乗算したものが、ｔjonから電流検出タイミングｔad2までのリップル電流Δｉrplkの変化量である。そして、それら第１項、第２項、第３項を加算したものが最小相のリップル電流Δｉrplkの最終的な値として算出される。
　（６）リップル電流Δｉrpli、Δｉrplkを考慮したモータ８の制御
　このようにして予測リップル電流算出部２６で算出され、予測された最大相のリップル電流Δｉrpliと、最小相のリップル電流Δｉrplkは、前述した如く相電流補正部２２に入力される。相電流補正部２２では、相電流検出部２４が検出したＵ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉW（相電流）から、前述した如く最大相のリップル電流Δｉrpli、最小相のリップル電流Δｉrplkを差し引くことで、Ｕ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉWを補正する。これによって、Ｕ相電流ｉU、Ｖ相電流ｉV、Ｗ相電流ｉWは、理想電流、若しくは、それに近い値に補正されることになり、これら補正後の相電流ｉU’、ｉV’、ｉW’は制御部２１に入力される。
　そして、制御部２１は前述した如く相電流補正部２２で補正された相電流ｉU’、ｉV’、ｉW’からモータ８の電気角速度を推定し、推定された電気角速度と電気角速度指令値から得られるｄ軸電流、ｑ軸電流に基づいてインバータ回路４の各スイッチング素子１２Ａ～１２Ｆをスイッチングするための通電パターン（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ回路４に出力することになる。
　以上詳述した如く本発明によれば、相電流検出部２４が検出したリップル電流を含む相電流（検出電流）ｉU、ｉV、ｉWを、相電流補正部２２により理想電流、若しくは、それに近い値に補正し、その補正された相電流ｉU’、ｉV’、ｉW’に基づいて制御部２１が、インバータ回路４のスイッチング素子１２Ａ～１２Ｆをスイッチングする通電パターン（ＰＷＭ信号）を生成することができるようになる。
　これにより、リップル電流の影響を解消、若しくは、抑制して、モータ８の制御性を改善することができるようになる。この場合、予測リップル電流算出部２６は相電流に含まれるリップル電流を予測により求めるので、上記実施例の如く通電パターン（キャリア周期の先頭（０）から最大相ｉ（Ｕ相）が立ち上がるまでの時間ｔion、中間相ｊ（Ｖ相）が立ち上がるまでの時間ｔjon）と、理想電流となる所定の基準点（実施例ではキャリア周期の先頭）と、相電流検出部２４の検出タイミングｔad1、ｔad2と、単位時間当たりのリップル電流の変化量（傾き）に基づいてリップル電流を予測することにより、的確にリップル電流を予測して、検出電流を精度良く補正することが可能となる。
　また、単位時間当たりのリップル電流の変化量は、１キャリア周期内の各線間電圧のパターン毎に変わるので、実施例では予測リップル電流算出部２６は、１キャリア周期内の線間電圧パターンＰｔ１～Ｐｔ３に応じて単位時間当たりのリップル電流の変化量（傾き）を算出している。
　また、リップル電流の変化量は、ＨＶ電圧ＶHV（直流電圧）と、相電圧（Ｖi、Ｖj、Ｖk）と、モータ８を含む回路のインダクタンス（Ｌi、Ｌj、Ｌk）より変化するので、実施例では予測リップル電流算出部２６が、それらの値から単位時間当たりのリップル電流の変化量（傾き）を算出している。これらにより、精度良くリップル電流を予測演算することが可能となる。
　そして、本発明は実施例の如く電流検出素子１６を直流母線１５に接続して、相電流検出部２４が当該電流検出素子１６が発生した信号と通電パターン（ＰＷＭ信号）に基づいてモータ８の相電流ｉU、ｉV、ｉWを検出する所謂１シャント電流検出の場合に極めて有効となる。
　尚、上述した実施例ではキャリア周期の先頭を理想電流となる基準点とし、先頭から相電流検出部２４の検出タイミングまでの時間に基づいてリップル電流を予測するようにしたが、それに限らず、例えばキャリア周期の中央が理想電流と見なせる制御方式の場合には、中央を基準点としてもよい。
　また、実施例では数式を用いてリップル電流を予測演算するようにしたが、データテーブルを用いてリップル電流を予測するようにしてもよい。その場合は、モータ８のロータに、例えばホールＩＣやロータリエンコーダ等の位置センサを配置してロータ位置を検出する。そして、予測リップル電流算出部２６に、ＨＶ電圧ＶHV（直流電圧）と、相電圧（ＶU、ＶV、ＶW、又は、Ｖi、Ｖj、Ｖk）と、モータ８のロータ位置に対応して設定されたリップル電流のデータテーブルを予め書き込んでおき、ＨＶ電圧ＶHV（直流電圧）と、相電圧（ＶU、ＶV、ＶW、又は、Ｖi、Ｖj、Ｖk）と、位置センサが検出したロータ位置に基づいてデータテーブルからリップル電流を抽出することで、当該リップル電流を予測する。
　また、実施例では各相のインダクタンス（Ｌi、Ｌj、Ｌk）について、埋め込み磁石型ロータの突極性を考慮したが、それに限らず、インダクタンスを固定値Ｌとしてリップルの予測演算に用いてもよい。
　また、実施例では所謂１シャント電流検出の場合で説明したが、請求項７の発明以外では電流検出素子をＵ、Ｖ、Ｗの各相に挿入して検出する所謂３シャント電流検出の場合においても、例えば電流検出タイミングをずらす場合等に本発明は有効である。
　更に、実施例では電動圧縮機のモータ８を駆動制御するモータ制御装置１に本発明を適用したが、それに限らず、各種機器のモータの駆動制御に本発明は有効である。
　１　モータ制御装置
　４　インバータ回路
　７　ＨＶバッテリ（直流電源）
　８　モータ
　１２Ａ～１２Ｆ　スイッチング素子
　１５　直流母線
　１６　電流検出素子
　２１　制御部
　２２　相電流補正部
　２４　相電流検出部
　２６　予測リップル電流算出部

Claims (7)

  1. 　複数のスイッチング素子から構成されたインバータ回路と、前記スイッチング素子をスイッチングする通電パターンを生成する制御部を備え、前記スイッチング素子を前記通電パターンにてスイッチングすることにより、直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するモータ制御装置において、
    　前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
    　該電流検出素子が発生した信号に基づいて前記モータの相電流を検出する相電流検出部と、
    　該相電流検出部が検出した相電流に含まれるリップル電流を予測する予測リップル電流算出部と、
    　該予測リップル電流算出部により予測されたリップル電流に基づいて前記相電流検出部が検出した相電流を補正する相電流補正部を備え、
    　前記制御部は、前記相電流補正部にて補正された相電流に基づいて前記通電パターンを生成することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記予測リップル電流算出部は、前記通電パターンと、理想電流となる所定の基準点と、前記相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいて前記リップル電流を予測することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記予測リップル電流算出部は、前記通電パターンと、キャリア周期の先頭と、前記相電流検出部の検出タイミングと、単位時間当たりのリップル電流の変化量に基づいて前記リップル電流を予測することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記予測リップル電流算出部は、キャリア周期内の線間電圧のパターンに応じて前記単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記予測リップル電流算出部は、前記直流電圧と、相電圧と、前記モータを含む回路のインダクタンスから前記単位時間当たりのリップル電流の変化量を算出することを特徴とする請求項２乃至請求項４のうちの何れかに記載のモータ制御装置。
  6. 　前記予測リップル電流算出部は、前記直流電圧と、相電圧と、前記モータのロータ位置に対応して予め設定された前記リップル電流のデータテーブルを有し、前記直流電圧と、前記相電圧と、前記ロータ位置に基づいて前記データテーブルから前記リップル電流を抽出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記電流検出素子は、直流母線に接続されており、
    　前記相電流検出部は、前記電流検出素子が発生した信号と前記通電パターンに基づいて前記モータの相電流を検出することを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れかに記載のモータ制御装置。
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