JP2012016259A - 電力変換機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、素子の熱的保護を効果的に行う。
【解決手段】電力変換機の制御装置は、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部２０２と、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部２０４とを備える。部分温度変化推定部２０４は、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定し、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出し、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、半導体素子の温度変化を推定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換機の制御装置に関する。

従来から、インバータ装置における半導体スイッチング素子（以後、「素子」と略する）を熱的破壊から保護する技術が知られている（特許文献１参照）。

特許文献１では、出力電流１周期における平均損失から素子の平均温度を推定している。また、出力電流１周期の間に素子の温度がほとんど脈動しないモータ回転数が高い領域では平均温度を推定温度としている。そして、出力電流１周期の間に素子温度が大きく脈動するモータ回転数が低い領域では、上記の平均温度に対して、回転数に基づいた係数を乗じることで、脈動する温度のピーク値を推定温度としている。

特開２０００−２２８８８２号公報

特許文献１に開示された技術では、モータ回転数が低い領域において、素子の温度変化の時定数に比べて十分長い時間、一定の損失が発生して平均温度が飽和している飽和状態では、素子を保護することができる。しかし、素子の温度変化の時定数に比べて短い時間で損失が変化して、素子の平均温度が飽和していない過渡状態では、脈動する温度の極大値が推定温度を超えてしまい、素子を保護することができない。

本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、素子の熱的保護を効果的に行う電力変換機の制御装置を提供することである。

本発明の特徴に係わる電力変換機の制御装置は、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部と、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部とを備える。部分温度変化推定部は、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定し、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出し、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、半導体素子の温度変化を推定する。

本発明の電力変換機の制御装置によれば、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、半導体素子の熱的保護を効果的に行うことができる。

本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機及びその制御装置を含む電力変換システムの全体構成を示す概略図である。 図１の制御装置において、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定する演算処理の概略を示すブロック図である。 図３（ａ）は、半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子の具体的な構成例を示す断面図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の半導体素子の３次の熱回路網モデルの一例を示す回路図である。 図２の演算処理により算出される各要素の波形例を示し、図４（ａ）は、位相が異なる２つの半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴ及び推定素子温度ＥＤＴを示し、図４（ｂ）は、平均温度ＡＶＴ、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢ、及び脈動分包絡温度ＷＩＴを示す。 第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第１の例を示すブロック図である。 図７（ａ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図７（ｂ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１を示すグラフである。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第２の例を示すブロック図である。 図９（ａ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図９（ｂ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２を示すグラフである。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第３の例を示すブロック図である。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第３の例を示すブロック図である。 第１の比較例に係わる推定素子温度の一例を示すグラフであり、図１２（ａ）は半導体素子Ａ、Ｂに発生する損失の時間変化ＲＡＬ、ＲＢＬ及び平均値ＡＶＬを示し、図１２（ｂ）は推定素子温度ｅｄｔ、平均温度ＡＶＴ、半導体素子Ａ、Ｂの瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴを示す。 第５の実施形態に係わる脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 図１３に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。 図１３に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図 図１６（ａ）は周波数（半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数）ω≠０とした場合における入力波形を例示するグラフであり、図１６（ｂ）は周波数ω≠０とした場合における出力波形を例示するグラフである。 図１７（ａ）は、周波数ω≠０とした場合における入力波形を例示するグラフであり、図１７（ｂ）は、周波数ω≠０とした場合における出力波形を例示するグラフである。 位相進み補償器６５からローパスフィルタ８７へと至る一連のパスを等価的に示すブロック図である。 周波数ω≠０に関する出力波形に、周波数ω＝０に関する出力波形（第１次単周波脈動分包絡温度のみ）を重ね合わせた結果を示す図である。 図２０（ａ）は出力波形を例示するグラフであり、図２０（ｂ）は上限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。 図２１（ａ）はある条件における入力波形を例示するグラフであり、図２１（ｂ）はある条件における入力波形を例示するグラフである。 図２２（ａ）は図２１（ａ）に示す６相分の入力（瞬時損失）波形を示すグラフであり、図２２（ｂ）は図２１（ｂ）出力（瞬時温度）波形を示すグラフである。 入力振幅をｕ’＝ｕ_１，ｕ＝ｕ_１＋ｕ_２となるように２つ入力振幅ｕ_１，ｕ_２に分解した状態を示すグラフである。 図２４（ａ）は入力振幅ｕ_１に対応する最大相の出力波形を示すグラフであり、図２４（ｂ）は入力振幅ｕ_２に対応する最大相の出力波形を示すグラフであり、図２４（ｃ）は、合成した最大相の出力波形を示すグラフである。 図２５（ａ）は出力波形を例示するグラフであり、図２５（ｂ）は下限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。 第５の実施形態の変形例の一例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 第５の実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 第５の実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 図２８に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。 図２８に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図

以下図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

（第１の実施の形態）
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機及びその制御装置を含む電力変換システムの全体構成を説明する。電力変換システムは、例えば、電池１０１の直流電力を、例えば三相交流モータ１０５等の三相誘導電動機を駆動するための交流電力に変換するインバータ装置を構成する半導体モジュール１０４と、その電力の大きさを制御する制御装置１０６とを備える。

半導体モジュール１０４は、半導体スイッチング素子（以後、「半導体素子」と略する）を６個用いたインバータ装置（三相出力インバータ）を構成している。具体的には、電池１０１の両端子間に、直列に接続された２つの半導体素子を３組、並列に接続されている。直列に接続された２つの半導体素子の間の電位が、それぞれ三相交流モータ１０５の３つの入力端子に印加されている。各半導体素子の制御電極は制御装置１０６に接続され、制御装置１０６は、各半導体素子に対して、ＰＷＭ方式による電圧・周波数可変制御を行う。

例えば、制御装置１０６は、車両がドライバーの意図に従った走行をするために、ドライバーの加減速要求に応じて、駆動用モータから発生すべきトルクを演算する。そして、演算されたトルクの大きさに基づいて、半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子のスイッチング制御を行うことにより、電池１０１から駆動用モータである三相交流モータ１０５に供給する電力量を制御する。

また、一般的に、半導体モジュール１０４のスイッチング周波数は、三相交流モータ１０５の相電流周波数よりおよそ５倍以上高い、１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度に設定されている。そして、半導体モジュールの入力電流１０７には、スイッチング周波数に近い周波数のリプルが多く含まれている。このため、入力電流１０７を総てバッテリなどの電池１０１からまかなうとすると、電力ケーブルを含む電池１０１側のインピーダンス１０２が
大きくなり、電力変換システムの構成部品の耐電圧を超えるような電圧脈動が発生する。そこで、半導体モジュール１０４の直近に、電池１０１よりもインピーダンスが低い平滑コンデンサ１０３を並列に接続して、上記した電圧脈動を抑制する。

半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子は、その駆動時において流れる電流の大きさに応じた損失を発生する。そして、その損失によって半導体素子は発熱し、半導体素子の温度が上昇する。半導体素子の温度が過度に上昇すると故障に到ることが知られている。よって、図１の制御装置１０６は、半導体素子の過度の温度上昇を抑制するための制御を行う。

半導体素子の過度の温度上昇を抑制するため、例えば、半導体素子の近傍に測温素子を取付けた場合、測温素子と制御装置との間に絶縁処理が必要となり、回路構成が複雑になる。そこで、本発明の第１の実施の形態に係わる制御装置１０６は、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定し、推定された半導体素子の温度に基づいて、半導体素子の電流量を制御する。

図２を参照して、制御装置１０６が、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定する演算処理の概略を説明する。制御装置１０６は、以下に示す平均損失算出部２０２、損失脈動周波数算出部２０３、部分温度変化推定部２０４、及び素子温度変化推定部２０８としての演算機能を備える。

平均損失算出部２０２は、三相交流モータ１０５及び電力変換機の運転条件２０１に基づいて、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する。半導体素子の平均損失に主に寄与する運転条件としては、例えば、スイッチング周波数、相電流実効値、変調率、力率が挙げられる。

損失脈動周波数算出部２０３は、三相交流モータ１０５及び電力変換機の運転条件２０１に基づいて、半導体素子の損失の脈動周波数を算出する。半導体素子の損失の脈動周波数に主に寄与する運転条件としては、例えば、モータ回転数及び極対数が挙げられる。

部分温度変化推定部２０４は、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を２組以上（図２ではｍ組）有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、組毎の部分温度の変化を推定する。具体的に、部分温度変化推定部２０４は、半導体の平均損失及び損失の脈動周波数に基づいて、１つの熱抵抗と熱時定数の組毎に部分温度を算出する。

部分温度変化推定部２０４は、上記した熱回路網が有する熱抵抗と熱時定数の組の数（ｍ）に応じて、第１組部分温度変化推定部２０４１、第２組部分温度変化推定部２０４２、第３組部分温度変化推定部２０４３、・・・、及び第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍから構成される。

第１組〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４１〜２０４ｍは、それぞれ、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定する平均温度推定部２０６と、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出する脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７とを有する。第１組〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４１〜２０４ｍは、それぞれ、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、組毎の部分温度の変化を推定する。

素子温度変化推定部２０８は、組毎に推定された部分温度の変化を合成して、半導体素子の温度変化を推定する。

図３を参照して、熱抵抗と熱時定数の組を３組有する熱回路網としてとらえた半導体素子について説明する。図３（ａ）は１つの半導体素子の断面構成を示す。図１の半導体素子は、当該半導体素子が形成された半導体チップ１１が、複数の基板１３、１５、１６及び複数の接続層１２、１４が介して、ヒートシンク１７に接続された積層構造を有する。半導体チップ１１の損失により発生する熱は、この積層構造を経てヒートシンク１７内の冷却液１８へ伝達される。そこで、半導体チップ１１から冷却液１８までの間に、複数の点ｊ、ｃ、ｆ、ｗを設定し、ｊ−ｃ間の熱抵抗ｒ_ｊｃ及び熱時定数ｒ_ｊｃｃ_ｊ、ｃ−ｆ間の熱抵抗ｒ_ｃｆ及び熱時定数ｒ_ｃｆｃ_ｃ、ｆ−ｗ間の熱抵抗ｒ_ｆｗ及び熱時定数ｒ_ｆｗｃ_ｆを規定する。これにより、図３（ａ）の半導体素子を、図３（ｂ）に示すように、熱抵抗ｒと熱時定数（τ＝ｒ・ｃ）の組を３組有する熱回路網としてとらえることができる。

図２に示した部分温度変化推定部２０４では、図３の熱回路網モデルに基づいて、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組をｍ組有する熱回路網としてとらえた場合を示している。すなわち、部分温度変化推定部２０４は、図３（ａ）の半導体チップ１１から冷却液１８までの間に、ｍ＋１個の点を設定した場合を示している。

図４を参照して、図２の演算処理により算出される各要素の波形例を示す。図４の横軸は時間を示し、縦軸は素子温度を示す。図４（ａ）は、通電位相が異なる２つの半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴ、及び素子温度変化推定部２０８から出力される推定素子温度ＥＤＴを示す。図４（ｂ）は、半導体素子Ａ、Ｂに共通の平均温度ＡＶＴ、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢ、及び半導体素子Ａ、Ｂに共通の脈動分包絡温度ＷＩＴを示す。

図４（ｂ）に示すように、脈動分包絡温度ＷＩＴが、半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値を上回っているのが分る。図４（ａ）に示すように、推定素子温度ＥＤＴが、半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値を上回っているのが分る。

また、脈動分包絡温度ＷＩＴ及び推定素子温度ＥＤＴは、半導体素子の平均温度が飽和している飽和状態のみならず、半導体素子の平均温度が飽和していない過渡状態においても、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値及び瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値をそれぞれ上回っている。

詳細には、飽和状態のみならず、過渡状態においても、脈動分包絡温度ＷＩＴは、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値を包絡するように推移している。同様に、推定素子温度ＥＤＴは、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値を包絡するように推移している。

更に詳細には、飽和状態のみならず、過渡状態においても、脈動分包絡温度ＷＩＴの曲線は、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの曲線の包絡線に対して所定温度だけ上方に移動させた曲線を成している。同様に、推定素子温度ＥＤＴの曲線は、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの曲線の包絡線に対して所定温度だけ上方に移動させた曲線を成している。

（第１の比較例）
図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、第１の比較例に係わる推定素子温度の一例を示すグラフである。第１の比較例は、特許文献１に開示された技術である。横軸に時間をとり、図１２（ａ）の縦軸に半導体素子に発生している損失を示し、図１２（ｂ）の縦軸に半導体素子の温度を示す。図１２（ａ）は、半導体素子Ａ、Ｂに発生する損失の時間変化ＲＡＬ、ＲＢＬ及びその平均値ＡＶＬを示し、図１２（ｂ）は推定素子温度ｅｄｔ、半導体素子Ａ、Ｂの平均温度ＡＶＴ、半導体素子Ａ、Ｂの瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴを示す。

時刻ｔ０以前は半導体素子Ａ及びＢ共に損失が０で、温度も飽和している。時刻ｔ０以降にモータへの通電を開始し、一定の平均損失を発生し、素子温度が上昇して飽和状態に向かっている。

半導体素子Ａ及びＢは、電流一周期の平均損失は同等であるものの、通電位相が異なる関係にあるため、モータ回転角に応じた瞬時損失の推移は異なっている。また、半導体素子Ａ及びＢの温度は、電流一周期の平均損失から計算される平均温度ＡＶＴは、半導体素子Ａ、Ｂで共通しているが、瞬時温度は脈動している。

図１２（ａ）及び図１２（ｂ）に示すように、例えば、三相交流モータ１０５のモータ回転数が低い領域において、半導体素子の温度変化の時定数に比べて十分長い時間、一定の損失が発生している場合、半導体素子の平均温度が飽和する飽和状態となる。特許文献１に開示された技術では、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定することができるので、半導体素子を保護することができる。しかし、半導体素子の温度変化の時定数に比べて短い時間で損失が変化して、素子の平均温度が飽和していない過渡状態では、脈動する温度の極大値が推定温度を超えてしまい、半導体素子を保護することができない。

これに対して、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機の制御装置１０６は、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、半導体素子の熱的保護を効果的に行うことができる。

更に、本発明の第１の実施の形態では、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえて、組毎の部分温度の変化を推定し、組毎に推定された部分温度の変化を合成して、半導体素子の温度変化を推定している。これにより、半導体素子の温度の推定精度を向上させることができる。

（第２の比較例）
第２の比較例は、特開平９−２３３８３２号公報に開示された技術である。第２の比較例では、インバータの出力電流の変化を検出できるほど十分に短い周期において、半導体素子の損失から半導体素子の温度を逐次演算している。モータの回転数が高いほど出力電流の変化率が大きくなり、演算周期を短くする必要がある。また、半導体素子の通電電流パターン及びスイッチングパターンが異なる数だけ、個別に温度を推定する必要がある。即ち、相数に比例して演算量が増加する。よって、制御装置内のＣＰＵの演算負荷が増大してしまう。

これに対して、本発明の第１の実施の形態では、半導体素子の平均損失を用いているため、モータトルクの変化を検出できる演算周期（２ｍｓ以上）で損失を計算すればよい。よって、演算負荷を軽減することができる。

なお、本発明は、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえる場合のみに限定されない。半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を１組有する熱回路網としてとらえても構わない。この場合、組毎に推定された複数の部分温度の変化を合成する処理は不要となり、上記した１組の部分温度の変化を、そのまま、半導体素子の温度変化として推定することになる。これにより、制御装置１０６の演算負荷を軽減することができる。

（第２の実施の形態）
図５を参照して、第１組〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４１〜２０４ｍの各々が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の一例について説明する。ここでは、
第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７を例にとり説明するが、第２組部分温度変化推定部２０４２〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍが備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７も同様な構成を有する。また、図２の制御装置１０６における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。

脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出する。

周波数成分毎の部分フィルタは、熱抵抗と熱時定数と、周波数成分に対応した周波数とに基づいて構成する。そして、フーリエ級数展開におけるフーリエ係数に基づいて、周波数成分毎のフィルタ出力の合成を行う。

具体的には、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形における損失脈動周波数の次数毎に単周波脈動分包絡温度を算出する単周波脈動分抽出フィルタ（部分フィルタ）を有する。ここでは、一例として、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７が、第１次〜第ｎ次の単周波脈動分包絡温度をそれぞれ算出する第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１、第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・・・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎを有する場合について説明する。

第１次〜第ｎ次の単周波脈動分包絡温度の各々に対して、第１次、第２次、・・・、第ｎ次のフーリエ係数５７１、５７２、・・・、５７ｎを乗じ、更にこれらを合成することにより、脈動分包絡温度を算出する。なお、第１次〜第ｎ次のフーリエ係数５７１〜５７ｎは、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することで得られる損失脈動周波数の次数に対応している。そして、算出された脈動分包絡温度に、平均温度推定部２０６により算出された平均温度を合成することにより第１組の部分温度を算出する。

このように、第２の実施の形態において、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出する。これにより、温度変化の推定精度を向上させることができる。

（第２の実施の形態の変形例）
脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって抽出される周波数成分毎の単周波脈動分抽出フィルタのうち、１次の周波数成分のみの単周波脈動分抽出フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出してもよい。これにより、温度変化の推定精度の低下を抑制しつつ、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の演算負荷を軽減することができる。

例えば、図５において、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１から抽出された第１次の単周波脈動分包絡温度に、第１次のフーリエ係数５７１を乗じたものを、そのまま、脈動分包絡温度として算出する。

（第３の実施の形態）

図６を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の一例について説明する。ここで、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１を例にとり説明するが、その他の第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・・・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎも同様な構成を有する。また、図２の制御装置１０６
における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。

図６に示すように、第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３は、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６と、を備える。周波数依存ゲイン６６は、熱抵抗ｒが小さくなるほど小さく設定し、熱時定数τが大きくなるほど小さく設定し、フィルタ６３毎の周波数が高くなるほど小さく設定する。また、カットオフ周波数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定し、フィルタ６３毎の周波数が低くなるほど低く設定する。

図６に示す位相進み補償器６５の構成（数式）は、熱時定数τ、熱抵抗ｒの場合を示している。図６に示す周波数依存ゲイン６６の構成（数式）は、半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数をωとした場合を示す。

平均損出算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失に対して、位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６に示す演算処理を施すことにより、第１次の単周波脈動分包絡温度を算出することができる。

同様にして、第２次〜第ｎ次の単周波脈動分包絡温度を算出して、これらを合成すれば、図５の脈動分包絡温度が算出され、更に脈動分包絡温度と平均温度と合算すれば、第１組の部分温度が算出される。

図６に示す位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６の構成（数式）について説明する。時刻ｔ＜０において半導体素子の損失ｐ＝０であって、時刻ｔ≧０において、（１）式によって、損失ｐが定義される場合を考える。

熱抵抗ｒ、熱時定数τとして表される放熱系において、温度Ｔは、（２）式により表される。なお、（２）式におけるcosφ及びsinφは、（３）式により表される。

（２）式に対して、（４）式を代入して得られる包絡温度は、（５）式により表される。

（５）式をラプラス変換し、包絡温度Ｔを算出するための伝達関数は、（６）式により表される。

（６）式は、図６に示す位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６の構成（数式）を組合わせた構成であることが分かる。

図７（ａ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図７（ｂ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１を示すグラフである。

半導体素子Ａ及びＢの間には、脈動する損失及び温度に位相差が生じている。図７（ａ）の脈動する損失の極大値に差はないが、位相差が大きくなると、図７（ｂ）の脈動する温度の極大値に差が生じている。これに対して、図７（ｂ）に示すように、第３の実施の形態により算出される単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１は、過渡状態における半導体素子Ａ及びＢの両方の脈動する温度の極大値を上回っているのが分る。

以上説明したように、第３の実施の形態によれば、単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）を、位相進み補償器６５と周波数依存ゲイン（ゲイン）６６とで構成することにより、第１次の単周波脈動分包絡温度を精度良く算出することができる。

（第４の実施の形態）
図８を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。第４の実施の形態に係わる第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３は、図６の第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３において、熱時定数とフィルタ８３毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ８７を更に備えている点が異なる。その他の構成については、図６と同じである。

周波数依存ゲイン６６に示す演算処理を施して得られる第１次の単周波脈動分包絡温度に対して、ローパスフィルタ８７を通す。

図９（ａ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを
示すグラフであり、図９（ｂ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２を示すグラフである。

第４の実施の形態により算出される単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２は、上記した単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１と同様に、過渡状態における半導体素子Ａ及びＢの両方の脈動する温度の極大値を上回っている。また、単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２は、ローパスフィルタ８７により、過渡状態における立ち上がりの極大値が低く抑えられ、推定精度を向上させることができる。

（第５の実施の形態）
図１０を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。第５の実施の形態では、第１次〜第ｎ次の単周波脈動分抽出フィルタを、演算負荷を低減されるように、１つに合成したフィルタ構成とする。

具体的に、脈動分抽出フィルタは、位相進み補償器７５と、周波数依存ゲイン７６と、ローパスフィルタ７７とを有する。位相進み補償器７５は、各単周波脈動分抽出フィルタに共通しているため、図６及び図８に示した位相進み補償器６５と同じである。

これに対して、周波数依存ゲイン７６として、第１次〜第ｎ次の単周波脈動分抽出フィルタが備える周波数依存ゲインを総和したものを使用する。そして、ローパスフィルタ７７として、各単周波脈動分抽出フィルタの周波数依存ゲインで重み付け平均したカットオフ周波数を使用する。

具体的に、図１０に示す周波数依存ゲイン７６の変数Γは、（７）式により表され、ローパスフィルタ７７の変数Ωは、（８）式により表される。ただし、損失脈動周波数をωとし、第ｋ次フーリエ係数をｃｋとする。

以上説明したように、第５の実施の形態によれば、脈動分抽出フィルタとして共通した周波数依存ゲイン７６及びローパスフィルタ７７を使用することにより、各単周波脈動分抽出フィルタを用いる構成と比較して、演算負荷を軽減することができる。

（第６の実施の形態）
図１１を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。ここで、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１を例にとり説明するが、その他の第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・・・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎも同様な構成を有する。また、図２の制御装置１
０６における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。

図１１に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、図６、図８、及び図１０に示した第１次単周波脈動分抽出フィルタと比べて、その伝達関数が異なり、その他の構成は共通している。

具体的には、第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）と、熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ９６と、熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタとを備える。周波数依存ゲイン及び２次フィルタは、脈動周波数に依存しない点で共通しているため、１つの構成（９５）として図示している。

周波数依存ゲインは、熱抵抗ｒが小さくなるほど小さく設定し、熱時定数τが大きくなるほど小さく設定し、脈動周波数が高くなるほど小さく設定する。カットオフ周波数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定する。固有振動数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定し、脈動周波数が低くなるほど低く設定する。

（２）式において、（２）式に（４）式を代入せずに、ｔ毎にＴが極大となるθを求め、数式展開することにより、（９）式を求めることができる。そして、（９）式からラプラス変換によって図１１に示した伝達関数を求めることができる。

以上説明したように、第６の実施の形態によれば、単周波脈動分抽出フィルタ９３の伝達関数を、脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン及び２次フィルタ（９５）と、脈動周波数に依存しないローパスフィルタ９６とで分けて構成することにより、推定精度を向上させることができる。

（第７の実施の形態）
第１組〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４１〜２０４ｍの各々が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の他の例について説明する。ここでは、第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７を例にとり説明するが、第２組部分温度変化推定部２０４２〜第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍのそれぞれが備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７も同様な構成を有する。また、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第２の実施形態と同様に、次数毎に各要素を備えており、以下、第１次に対応する各要素を中心に説明を行うが、第２次から第ｎ次のそれぞれに対応する各要素についても同様な構成を有する。

図１３は、本実施形態にかかる脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。本実施形態の特徴の一つとして、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えており、この第１次リミッタ部５８１は、第１次のフーリエ係数５７１を乗算する乗算器の後段に配置されている。第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタおよび下限リミッタとしての機能を備え、第１次のフーリエ係数５７１が乗算された第１次の単周波脈動分包絡温度を、所定の上限リミ
ット値および下限リミット値の範囲内に制限して出力する。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３は、第４の実施形態に示した通り、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６と、熱時定数とフィルタ８３毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ８７とを有している。

図１４は、第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。この上限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、上限リミット値算出部３０２を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１とに基づいて、上限リミット値を算出する。

上限リミット値演算部３０２は、下式に従い上限リミット値を算出する。

同数式において、ｙ’は上限リミット値であり、ｕは半導体素子の平均損失に第１次のフーリエ係数３０３と熱抵抗ｒとを乗算した値である。また、ｙは、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１であり、第１次単周波脈動分包絡温度の１演算周期前の値、すなわち、現在実行中の演算よりも１周期前に実行された演算における第１次単周波脈動分包絡温度に該当する。この場合、第１次単周波脈動分包絡温度の１演算周期前の値と、上限リミット値の１演算周期前の値とを比較して、前者の値の方が小さい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は前者の値となり、前者の値の方が大きい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は後者の値となる。さらに、前者の値の方が大きい場合、上限リミット演算部３０２は、一般的な一次遅れフィルタとして機能する。

図１５は、第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。この下限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、下限リミット値算出部３０４を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、周波数依存ゲイン３０５と、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１とに基づいて、下限リミット値を算出する。

下限リミット値演算部３０４は、上述した数式１０に従い下限リミット値を算出する。この場合、同数式におけるｙ’は下限リミット値であり、ｕは半導体素子の平均損失に第１次のフーリエ係数３０３と周波数依存ゲイン３０５と熱抵抗ｒとを乗算した値である。ここで、周波数依存ゲイン３０５は図１３に示す周波数依存ゲイン６６と対応する。また、ｙは、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１である。この場合、第１次単周波脈動分包絡温度の一演算周期前の値と、下限リミット値の一演算周期前の値とを比較して、前者の値の方が大きい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は前者の値となり、前者の値の方が小さい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は後者の値となる。さらに、後者の値の方が小さい場合、下限リミット演算部３０３は、一般的な一次遅れフィルタとして機能する。

この第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタ機能により演算される上限リミット値および下限リミッタ機能により演算される下限リミット値の範囲に制限して第１次の単周波脈動分包絡温度を出力する。すなわち、第１次リミッタ部５８１は、入力された値が上限リミット値よりも小さくかつ下限リミット値よりも大きい場合には、入力された値をそのまま第１次の単周波脈動分包絡温度として出力する。一方、第１次リミッタ部５８１は、
入力された値が上限リミット値以上である場合には、入力された値に代えて上限リミット値を第１次の単周波脈動分包絡温度として出力し、入力された値が下限リミット値以下の場合には、入力された値に代えて下限リミット値を第１次の単周波脈動分包絡温度として出力する。

このような演算は、第２次〜第ｎ次の単周波脈動分包絡温度についても同様に上限リミット値および下限リミット値の範囲内で算出され、これらを合成すれば、図５の脈動分包絡温度が算出され、更に脈動分包絡温度と平均温度とを合算すれば、第１組の部分温度が算出される。

以下、第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミッタの詳細について説明する。まず、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３（図１３参照）における、位相進み補償器６５から周波数依存ゲイン（ゲイン）６６を経由してローパスフィルタ８７へと至る一連のパスに着目する。

まず、図１６は、周波数（半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数）ω≠０とした場合における入出力波形を例示している。同図において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示しており、実線は、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタが適用されていないケース、すなわち、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。これに対して、図１７は、周波数ω＝０とした場合における入出力波形を示している。同図において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）を示しており、実線は、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。

位相進み補償器６５からローパスフィルタ８７へと至る一連のパスは、周波数ω＝０において、図１８に示すブロック構成と等価的に扱うことができる。ここで、図１９は、周波数ω≠０に関する出力波形に、周波数ω＝０に関する出力波形（第１次単周波脈動分包絡温度のみ）を重ね合わせた結果を示す図である。同図において、実線Ｌｂは、周波数ω＝0における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、周波数ω≠０における第
１次単周波脈動分包絡温度を示す。

物理現象上、周波数ω＝０の部分温度（電流値が最大となる通電位相の部分温度に限定（実線Ｌｂ））は、周波数ω≠０の部分温度（全ての通電位相に関する部分温度（破線））よりも大きくなる。しかしながら、包絡線近似（実線Ｌｒ）した結果、図１９に示すように、温度上昇直後は実線Ｌｒが実線Ｌｂを一時的に上回る逆転現象が起きている。そこで、包絡線近似誤差を低減するために、周波数ω＝０の温度上昇特性をリミッタとして利用する。

図１８に示す等価ブロックを、制御装置の演算周期Δｔを用いて差分形式で変換し、出力の変化量（Δｙ／Δｔ）として表現する。

この変化量は、周波数ω＝０における変化量を表しており、周波数ω≠０における出力の変化量よりも大きくなる傾向を有している。そこで、本実施形態では、この出力の変化量を演算周期毎に逐次演算し、これを上限リミット値とする。

図２０は、第１次リミッタ部５８１における上限リミッタの効果を示す図である。同図において、実線Ｌｂは、上限リミッタを適用しない場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、上限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示す。同図（ａ）に示すように、上限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度は、破線で示す各相分の瞬時温度を精度よく包絡する波形として算出されていることが分かる。すなわち、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタにより、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。ここで、同図（ｂ）は、上述の上限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。

つぎに、上述した第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミッタの詳細について説明する。まず、上限リミッタに関する説明と同様、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３（図１３参照）における、位相進み補償器６５から周波数依存ゲイン（ゲイン）６６を経由してローパスフィルタ８７へと至る一連のパスに着目する。

まず、図２１は、ある条件における入出力波形を例示している。同図において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示し、実線は、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタが適用されていないケース、すなわち、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。同図から分かるように、入力（平均損失の振幅）が低下側に変化した場合、位相進み補償器６５の効果により、過渡的に包絡温度演算がうまく機能せず、第１次単周波脈動分包絡温度が瞬時温度（実温度）を下回っている。この場合、半導体素子の過熱保護を適切に行うことができない可能性がある。

図２２は、図２１に示す６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示す入出力波形である。同図において、実線は、平均損失が切り替わった際に最大温度だった相（以下、単に「最大相」という）の入出力波形を示し、破線は、それ以外の相の入出力波形を示す。実線の推移に着目すると、出力の包絡線が全ての通電位相の出力を上回ることが分かる。そこで、本実施形態では、この特性を下限リミッタとして利用する。

まず、図２３に示すように、時刻ｔ＝０において入力振幅がｕ’からｕへと変化したと定義した上で、入力振幅をｕ’＝ｕ_１，ｕ＝ｕ_１＋ｕ_２となるように２つ入力振幅ｕ_１，ｕ_２に分解する。そして、分解した個々の入力振幅ｕ_１，ｕ_２に対する出力波形の数式をそれぞれ導出する。

入力振幅ｕ_１に対応する全出力ｆ_１は、入出力応答の基本式（前述の数式２）に対応する数式１２に対して、過渡項を消去した数式としてで表現される。

さらに、実線で示す最大相は、時刻ｔ＝０で通電位相角θが極大値をとる。このことから、θ＝−φであることが分かる。この場合、入力振幅ｕ_１に対応する、実線で示す最大
相の出力（図２４（ａ））は下式で示される。

これに対して、入力振幅ｕ_２に対応する全出力ｆ_２は、前述の数式１２，１３と同様の概念により示される。また、通電位相角θ＝−φを代入することにより、入力振幅ｕ_２に対応する、実線で示す最大相の出力（図２４（ｂ））は下式で示される。

これにより、図２４（ｃ）において実線で示す最大相の出力は、全出力ｆ_１と全出力ｆ_２とを合成した出力波形ｆ_３として、下式で示される。

この出力波形ｆ_３の包絡線波形は下式で示される。

数式１７を制御装置の演算周期Δｔを用いて差分形式で変換し、出力の変化量（Δｙ／Δｔ）として表現する。

本実施形態では、この出力の変化量を演算周期毎に逐次演算し、これを下限リミット値とする。

図２５は、第１次リミッタ部５８１における下限リミッタの効果を示す図である。同図において、実線Ｌｂは、下限リミッタを適用しない場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、下限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示す。同図（ａ）に示すように、下限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度は、破線で示す各相分の瞬時温度を精度よく包絡する波形として算出されていることが分かる。すなわち、包絡線近似誤差を効果的に低減できることが分かる。ここで、同図（ｂ）は、上述の下限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。

このように本実施形態によれば、第１次リミッタ部５８１のリミッタとしての機能により、単周波脈動温度分包絡温度の演算精度を高めることができるので、温度変化の推定精度の向上を図ることができる。これにより、半導体素子の過熱保護を適切に行うことができる。

なお、上述した説明では、第１次リミッタ部５８１は上限リミッタおよび下限リミッタとしての機能をそれぞれ備える構成となっている。しかしながら、第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタとしての機能を単独で備える構成であってもよいし、下限リミッタとしての機能を単独で備える構成であってもよい。かかる構成であっても、上限リミッタまたは下限リミッタとしての効果を奏することとなるため、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。

（第７の実施の形態の変形例）
この第１次リミッタ部５８１は、前述した各実施形態に示す種々の単周波脈動分抽出フィルタ５６１〜５６ｎを備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７に対して適用することができる。なお、以下に示す変形例においても、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第２の実施形態と同様に、次数毎に各要素を備えており、以下、第１次に対応する各要素を中心に説明を行うが、第２次から第ｎ次のそれぞれに対応する各要素についても同様な構成を有する。

図２６は、本実施形態の変形例の一例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３は、第３の実施形態に示した通り、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６とを有している。

第１次リミッタ部５８１は、図１４に示す上限リミッタおよび図１５に示す下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。これにより、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。

図２７は、本実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、第６の実施形態に示した通り、熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）と、熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ９６と、熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタとを備える。なお、周波数依存ゲイン及び２次フィルタは、脈動周波数
に依存しない点で共通しているため、１つの構成（９５）として示されている。

第１次リミッタ部５８１は、図１４に示す上限リミッタおよび図１５に示す下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。これにより、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。

図２８は、本実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、単周波脈動分抽出フィルタ７３に加えてリミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる単周波脈動分抽出フィルタ７３は、第５の実施形態の第１次単周波脈動分抽出フィルタ７３に示した通り、位相進み補償器７５と、周波数依存ゲイン７６と、ローパスフィルタ７７とを有する。

リミッタ部５８１は、上限リミッタおよび下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。

図２９は、リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。この上限リミッタとしてのリミッタ部５８１は、上限リミット値算出部３０２を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、脈動分包絡温度の前回値３０６とに基づいて、上限リミット値を算出する。ここで、脈動分包絡温度の前回値３０６は、脈動分包絡温度の１演算周期前の値、すなわち、現在実行中の演算よりも１周期前に実行された演算における脈動分包絡温度に該当する。

図３０は、リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。この下限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、下限リミット値算出部３０４を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、周波数依存ゲイン３０７と、脈動分包絡温度の前回値３０６とに基づいて、下限リミット値を算出する。ここで、周波数依存ゲイン３０６は、図２８に示した周波数依存ゲイン７３と対応する。

このリミッタ部５８１により、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は、６つの実施形態及びその変形例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

例えば、図１に示した複数の半導体素子を備える半導体モジュール１０４からなるインバータ装置において、総ての半導体素子について、図３（ｂ）の熱回路網及び平均損失が共通しているとみなせる場合がある。この場合、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度としてもよい。総ての半導体素子について温度推定を行う必要がなくなり、推定演算の負荷を軽減することができる。

図１に示した複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の中から、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の温度としてもよい。そして、熱回路網又は平均損失の少なくとも一方が異なる半導体素子の数だけ推定演算を行い、
インバータ装置が備える複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度を求めてもよい。これにより、推定演算の負荷を軽減することができる。

６５、７５ 位相進み補償器
６６、７６ 周波数依存ゲイン（ゲイン）
７７、８７ ローパスフィルタ
９５ 周波数依存ゲイン（ゲイン）及び２次フィルタ
２０２ 平均損失算出部
２０４ 部分温度変化推定部
２０４１〜２０４ｍ 第１組〜第ｍ組部分温度変化推定部
２０６ 平均温度推定部
２０７ 脈動分包絡温度抽出フィルタ
５６１〜５６ｎ 第１次〜第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ（部分フィルタ）

Claims (14)

1. 半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、前記半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部と、
   前記半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、前記半導体素子の損失及び前記熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部と、を備え、
   前記部分温度変化推定部は、
   前記損失、前記熱抵抗及び前記熱時定数から平均温度を推定する平均温度推定部と、
   前記熱抵抗、前記熱時定数及び前記損失の脈動周波数に基づき、前記平均損失と前記脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出する脈動分包絡温度抽出フィルタと、を有し、
   前記平均温度と前記脈動分包絡温度を足し合わせて、前記半導体素子の温度変化を推定する
   ことを特徴とする電力変換機の制御装置。
2. 前記部分温度変化推定部は、前記半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえて、前記損失及び前記熱抵抗と熱時定数の組から、当該組毎の部分温度の変化を推定し、
   前記組毎に推定された部分温度の変化を合成して、前記半導体素子の温度変化を推定する素子温度変化推定部を更に有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換機の制御装置。
3. 前記脈動分包絡温度抽出フィルタは、前記半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって前記脈動分包絡温度を抽出し、
   前記周波数成分毎の部分フィルタは、熱抵抗と熱時定数と、前記周波数成分に対応した周波数とに基づいて構成し、
   前記フーリエ級数展開におけるフーリエ係数に基づいて、前記周波数成分毎のフィルタ出力の合成を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換機の制御装置。
4. 前記部分フィルタは、それぞれ、
   熱時定数に依存する位相進み補償器と、
   熱抵抗と熱時定数と前記部分フィルタ毎の周波数に依存するゲインと、を備え、
   前記ゲインは、熱抵抗が小さくなるほど小さく設定し、熱時定数が大きくなるほど小さく設定し、前記部分フィルタ毎の周波数が高くなるほど小さく設定し、
   前記カットオフ周波数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、前記部分フィルタ毎の周波数が低くなるほど低く設定する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換機の制御装置。
5. 前記部分フィルタは、それぞれ、熱時定数と前記部分フィルタ毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタを更に備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換機の制御装置。
6. 各部分フィルタが備えるゲインとして、当該部分フィルタのゲインの総和を使用し、
   各部分フィルタが備えるローパスフィルタは、各部分フィルタのゲインで重み付け平均した前記カットオフ周波数を使用することを特徴とする請求項５に記載の電力変換機の制御装置。
7. 前記脈動分包絡温度抽出フィルタは、前記半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開す
   ることによって抽出される周波数成分毎の部分フィルタのうち、１次の周波数成分のみの部分フィルタによる演算結果を合成することによって前記脈動分包絡温度を抽出することを特徴とする請求項３〜６のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
8. 前記部分フィルタは、それぞれ、
   熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存するゲインと、
   熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
   熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタと、を備え、
   前記ゲインは、熱抵抗が小さくなるほど小さく設定し、熱時定数が大きくなるほど小さく設定し、脈動周波数が高くなるほど小さく設定し、
   前記カットオフ周波数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、
   前記固有振動数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、脈動周波数が低くなるほど低く設定する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換機の制御装置。
9. 複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、総ての半導体素子について熱回路網及び平均損失が共通しているとみなせる場合、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度とすることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
10. 複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の中から、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の温度とし、
    熱回路網又は平均損失の少なくとも一方が異なる半導体素子の数だけ推定演算を行い、前記インバータ装置が備える複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度を求める
    ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
11. 前記部分温度変化推定部は、
    前記脈動分包絡温度抽出フィルタが抽出した脈動分包絡温度を、所定のリミット値を限度として出力するリミッタ部をさらに有する
    ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載された電力変換機の制御装置。
12. 前記リミッタ部は、上限リミット値を上限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する上限リミッタであり、
    前記上限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記脈動周波数をゼロとする前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記上限リミッタからの出力値により逐次更新される
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換機の制御装置。
13. 前記リミッタ部は、下限リミット値を下限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する下限リミッタであり、
    前記下限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記平均損失が低下した際に最大温度となる相に対応する前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記下限リミッタからの出力値により逐次更新される
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換機の制御装置。
14. 前記リミッタ部は、上限リミット値を上限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する上限リミッタをさらに含み、
    前記上限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記脈動周波数をゼロとする前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記上限リミッタからの出力値により逐次更新される
    ことを特徴とする請求項１３に記載の電力変換機の制御装置。