WO2011152526A1 - 電力変換機の制御装置 - Google Patents

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WO2011152526A1 PCT/JP2011/062815 JP2011062815W WO2011152526A1 WO 2011152526 A1 WO2011152526 A1 WO 2011152526A1 JP 2011062815 W JP2011062815 W JP 2011062815W WO 2011152526 A1 WO2011152526 A1 WO 2011152526A1
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弘道 川村
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日産自動車株式会社
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a power converter.
  • the average temperature of the element is estimated from the average loss in one cycle of the output current. Further, the average temperature is set as the estimated temperature in a region where the motor speed is high where the temperature of the element hardly pulsates during one cycle of the output current. In a region where the motor temperature pulsates greatly during one cycle of the output current and the motor rotational speed is low, the peak value of the pulsating temperature is estimated by multiplying the average temperature by a coefficient based on the rotational speed. It is temperature.
  • Patent Document 1 in a region where the motor rotation speed is low, in a saturated state where a certain loss occurs and the average temperature is saturated for a sufficiently long time compared to the time constant of the temperature change of the element, The element can be protected. However, the loss changes in a short time compared to the time constant of the temperature change of the element, and in the transient state where the average temperature of the element is not saturated, the maximum value of the pulsating temperature exceeds the estimated temperature, It cannot be protected.
  • the present invention has been made in view of such a conventional problem, and its purpose is to estimate a temperature exceeding the maximum value of the pulsating temperature not only in the saturation state of the average temperature but also in the transient state of the average temperature. Then, it is providing the control apparatus of the power converter which performs the thermal protection of an element effectively.
  • a control device for a power converter includes an average loss calculation unit that calculates an average loss of a semiconductor element in a cycle in which an estimation calculation of the temperature of the semiconductor element is performed,
  • a partial temperature change estimation unit for estimating a change in partial temperature of the set from a set of loss and thermal resistance of the semiconductor element and a thermal time constant is provided as a thermal circuit network having at least one set of constants.
  • the partial temperature change estimation unit estimates the average temperature from the loss, thermal resistance and thermal time constant of the semiconductor element, and based on the pulsation frequency of the thermal resistance, thermal time constant and loss, the pulsation temperature depending on the average loss and pulsation frequency is calculated.
  • the pulsation envelope temperature exceeding the maximum value is extracted, and the temperature change of the semiconductor element is estimated by adding the average temperature and the pulsation envelope temperature.
  • the power converter control device of the present invention not only in the saturation state of the average temperature but also in the transient state of the average temperature, the temperature exceeding the maximum value of the pulsating temperature is estimated, and the semiconductor element is thermally protected. Can be done effectively.
  • FIG. 3A is a cross-sectional view showing a specific configuration example of each semiconductor element constituting the semiconductor module 104
  • FIG. 3B is a third-order thermal circuit of the semiconductor element in FIG. 3A. It is a circuit diagram which shows an example of a network model.
  • FIG. 4A shows the actual instantaneous temperatures RDAT and RDBT and the estimated element temperature EDT of the two semiconductor elements A and B having different phases.
  • FIG. 4B shows average temperature AVT, instantaneous temperatures RDAT, RDBT, and differences DRA and DRB between average temperature AVT and pulsation envelope temperature WIT.
  • 6 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of a pulsation envelope temperature extraction filter 207 included in a first set partial temperature change estimation unit 2041.
  • FIG. It is a block diagram which shows the 1st example of a detailed structure of the 1st single frequency pulsation component extraction filter 561 (partial filter) of FIG.
  • FIG. 7A is a graph showing single frequency pulsation losses SWA and SWB in the semiconductor elements A and B
  • FIG. 7B is a single frequency pulsation temperature SGA and SGB in the semiconductor elements A and B. It is a graph which shows single frequency pulsation component envelope temperature SWI1.
  • It is a block diagram which shows the 2nd example of a detailed structure of the 1st order single frequency pulsation extraction filter 561 (partial filter) of FIG. 9A is a graph showing single frequency pulsation losses SWA and SWB in the semiconductor elements A and B
  • FIG. 9B is a single frequency pulsation temperature SGA and SGB in the semiconductor elements A and B. It is a graph which shows single frequency pulsation component envelope temperature SWI2.
  • FIG. 12A is a graph showing an example of an estimated element temperature according to the first comparative example.
  • FIG. 12A shows time changes RAL and RBL and average values AVL of losses generated in the semiconductor elements A and B, and FIG. ) Indicates the estimated element temperature edt, the average temperature AVT, and the instantaneous temperatures RDAT and RDBT of the semiconductor elements A and B.
  • FIG. 16A is a graph illustrating an input waveform when the frequency (frequency obtained by multiplying the pulsation frequency of the loss of the semiconductor element by the order (n times)) is ⁇ ⁇ 0, and FIG. 16B is a graph illustrating the input waveform.
  • FIG. 17A is a graph illustrating an input waveform when the frequency ⁇ ⁇ 0, and FIG. 17B is a graph illustrating an output waveform when the frequency ⁇ ⁇ 0.
  • 7 is a block diagram equivalently showing a series of paths from a phase lead compensator 65 to a low-pass filter 87.
  • FIG. 20A is a graph illustrating an output waveform
  • FIG. 20B is a block diagram schematically illustrating an explanation regarding the upper limiter.
  • FIG. 21A is a graph illustrating an input waveform under a certain condition
  • FIG. 21B is a graph illustrating an input waveform under a certain condition
  • 22A is a graph showing the input (instantaneous loss) waveform for the six phases shown in FIG. 21A
  • FIG. 22B shows the output (instantaneous temperature) waveform shown in FIG. 21B.
  • FIG. 23 (a) is a graph corresponding to FIG. 22 (b), showing the output waveform before the input amplitude is decomposed into u1 and u2, and
  • FIG. 23 (b) is the same as FIG. ) Is an output waveform after the input amplitude is decomposed into u1 and u2.
  • FIG. 23 (a) is a graph corresponding to FIG. 22 (b), showing the output waveform before the input amplitude is decomposed into u1 and u2
  • FIG. 23 (b) is the same as FIG. ) Is an output waveform after the input amplitude is de
  • FIG. 24A is a graph showing the maximum phase output waveform corresponding to the input amplitude u1
  • FIG. 24B is a graph showing the maximum phase output waveform corresponding to the input amplitude u2.
  • FIG. 25A is a graph illustrating an output waveform
  • FIG. 25B is a block configuration diagram schematically illustrating an explanation regarding the lower limiter. It is a block diagram which shows the main structures of the pulsation part envelope temperature extraction filter 207 as an example of the modification of 5th Embodiment. It is a block diagram which shows the main structures of the pulsation part envelope temperature extraction filter 207 as another example of the modification of 5th Embodiment.
  • FIG. 29 is a block diagram illustrating a configuration of an upper limiter that calculates an upper limit value, which is one function of the primary limiter unit 581 illustrated in FIG. 28.
  • FIG. 29 is a block diagram illustrating a configuration of a lower limiter that calculates a lower limit value, which is one function of the primary limiter unit 581 illustrated in FIG. 28.
  • the power conversion system includes, for example, a semiconductor module 104 that constitutes an inverter device that converts DC power of the battery 101 into AC power for driving a three-phase induction motor such as a three-phase AC motor 105, and the magnitude of the power. And a control device 106 for controlling the height.
  • a semiconductor module 104 that constitutes an inverter device that converts DC power of the battery 101 into AC power for driving a three-phase induction motor such as a three-phase AC motor 105, and the magnitude of the power.
  • a control device 106 for controlling the height.
  • the semiconductor module 104 constitutes an inverter device (three-phase output inverter) using six semiconductor switching elements (hereinafter abbreviated as “semiconductor elements”). Specifically, three sets of two semiconductor elements connected in series are connected in parallel between both terminals of the battery 101. Potentials between two semiconductor elements connected in series are applied to three input terminals of the three-phase AC motor 105, respectively.
  • the control electrode of each semiconductor element is connected to the control device 106, and the control device 106 performs voltage / frequency variable control by the PWM method for each semiconductor element.
  • control device 106 calculates the torque to be generated from the drive motor in response to the driver's acceleration / deceleration request in order for the vehicle to travel according to the driver's intention. Then, based on the calculated magnitude of torque, the amount of power supplied from the battery 101 to the three-phase AC motor 105, which is a drive motor, is controlled by performing switching control of each semiconductor element constituting the semiconductor module 104. To do.
  • the switching frequency of the semiconductor module 104 is set to about 1 kHz to 100 kHz, which is approximately five times higher than the phase current frequency of the three-phase AC motor 105.
  • the input current 107 of the semiconductor module includes many ripples having a frequency close to the switching frequency. For this reason, if all the input current 107 is supplied from the battery 101 such as a battery, the impedance 102 on the battery 101 side including the power cable becomes large, and voltage pulsation that exceeds the withstand voltage of the components of the power conversion system occurs. To do. Therefore, a smoothing capacitor 103 having an impedance lower than that of the battery 101 is connected in parallel in the immediate vicinity of the semiconductor module 104 to suppress the voltage pulsation described above.
  • Each semiconductor element constituting the semiconductor module 104 generates a loss corresponding to the magnitude of the current that flows during driving.
  • the semiconductor element generates heat due to the loss, and the temperature of the semiconductor element rises. It is known that if the temperature of the semiconductor element rises excessively, a failure will occur. Therefore, the control device 106 in FIG. 1 performs control for suppressing an excessive temperature rise of the semiconductor element.
  • the control device 106 estimates the temperature of the semiconductor element according to the operating conditions of the power converter and the three-phase AC motor 105, and sets the estimated temperature of the semiconductor element. Based on this, the amount of current of the semiconductor element is controlled.
  • the control device 106 includes calculation functions as an average loss calculation unit 202, a loss pulsation frequency calculation unit 203, a partial temperature change estimation unit 204, and an element temperature change estimation unit 208 described below.
  • the average loss calculation unit 202 calculates the average loss of the semiconductor element in the period for performing the estimation calculation of the temperature of the semiconductor element based on the operating condition 201 of the three-phase AC motor 105 and the power converter.
  • the operating conditions that mainly contribute to the average loss of the semiconductor element include a switching frequency, a phase current effective value, a modulation factor, and a power factor.
  • the loss pulsation frequency calculation unit 203 calculates the loss pulsation frequency of the semiconductor element based on the operating conditions 201 of the three-phase AC motor 105 and the power converter. Examples of the operating condition that mainly contributes to the pulsation frequency of the loss of the semiconductor element include the motor speed and the number of pole pairs.
  • the partial temperature change estimation unit 204 regards the semiconductor element as a thermal circuit network having two or more sets of thermal resistance and thermal time constant (m sets in FIG. 2), and the loss of the semiconductor element, thermal resistance, and thermal time. From the set of constants, the change in partial temperature for each set is estimated. Specifically, the partial temperature change estimation unit 204 calculates a partial temperature for each set of one thermal resistance and thermal time constant based on the average loss and loss pulsation frequency of the semiconductor.
  • the partial temperature change estimator 204 includes a first set partial temperature change estimator 2041 and a second set partial temperature change estimator according to the number (m) of sets of thermal resistance and thermal time constant of the thermal network described above. 2042, a third set partial temperature change estimation unit 2043,..., And an m-th set partial temperature change estimation unit 204m.
  • the first to m-th set partial temperature change estimators 2041 to 204m are respectively an average temperature estimator 206 for estimating an average temperature from the loss, thermal resistance and thermal time constant of the semiconductor element, and a thermal resistance, thermal time constant and A pulsation envelope temperature extraction filter 207 that extracts a pulsation envelope temperature exceeding the maximum value of the pulsation temperature depending on the average loss and the pulsation frequency based on the pulsation frequency of the loss.
  • the first to m-th set partial temperature change estimation units 2041 to 204 m add the average temperature and the pulsation envelope temperature, respectively, and estimate the change in partial temperature for each set.
  • the element temperature change estimation unit 208 synthesizes the partial temperature changes estimated for each group to estimate the temperature change of the semiconductor element.
  • FIG. 3A shows a cross-sectional configuration of one semiconductor element.
  • the semiconductor element of FIG. 1 has a stacked structure in which a semiconductor chip 11 on which the semiconductor element is formed is connected to a heat sink 17 through a plurality of substrates 13, 15, 16 and a plurality of connection layers 12, 14. The heat generated by the loss of the semiconductor chip 11 is transmitted to the coolant 18 in the heat sink 17 through this laminated structure.
  • a plurality of points j, c, f, and w are set between the semiconductor chip 11 and the coolant 18, and the thermal resistance rjc between j and c and the thermal resistance rcf between thermal time constants rjccj and cf are set. And a thermal resistance rfw between the thermal time constants rcfcc and fw and a thermal time constant rfwcf.
  • the partial temperature change estimation unit 204 shown in FIG. 2 shows a case where the semiconductor element is regarded as a thermal circuit network having m sets of thermal resistance and thermal time constant based on the thermal network model of FIG. . That is, the partial temperature change estimation unit 204 shows a case where m + 1 points are set between the semiconductor chip 11 and the coolant 18 in FIG.
  • FIG. 4 shows a waveform example of each element calculated by the arithmetic processing of FIG.
  • the horizontal axis in FIG. 4 indicates time, and the vertical axis indicates element temperature.
  • FIG. 4A shows the actual instantaneous temperatures RDAT and RDBT of the two semiconductor elements A and B having different energization phases, and the estimated element temperature EDT output from the element temperature change estimation unit 208.
  • FIG. 4B shows the average temperature AVT common to the semiconductor elements A and B, the differences DRA and DRB between the instantaneous temperatures RDAT and RDBT and the average temperature AVT, and the pulsation envelope temperature WIT common to the semiconductor elements A and B. Show.
  • the pulsation envelope temperature WIT exceeds the maximum values of the differences DRA and DRB between the actual instantaneous temperatures RDAT and RDBT of the semiconductor elements A and B and the average temperature AVT.
  • the estimated element temperature EDT exceeds the maximum values of the actual instantaneous temperatures RDAT and RDBT of the semiconductor elements A and B.
  • the pulsation envelope temperature WIT and the estimated element temperature EDT are not only the saturation state where the average temperature of the semiconductor element is saturated, but also the difference DRA and DRB in the transient state where the average temperature of the semiconductor element is not saturated.
  • the maximum value and the maximum values of the instantaneous temperatures RDAT and RDBT are respectively exceeded.
  • the pulsation envelope temperature WIT changes so as to envelope the maximum values of the differences DRA and DRB.
  • the estimated element temperature EDT changes so as to envelope the maximum values of the instantaneous temperatures RDAT and RDBT.
  • the curve of the pulsating envelope temperature WIT is a curve that is moved upward by a predetermined temperature with respect to the envelopes of the differential DRA and DRB curves.
  • the curve of the estimated element temperature EDT is a curve that is moved upward by a predetermined temperature with respect to the envelopes of the instantaneous temperature RDAT and RDBT curves.
  • FIGS. 12A and 12B are graphs showing an example of the estimated element temperature according to the first comparative example.
  • the first comparative example is a technique disclosed in Patent Document 1.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis in FIG. 12A indicates the loss generated in the semiconductor element
  • the vertical axis in FIG. 12B indicates the temperature of the semiconductor element.
  • 12A shows time variations RAL and RBL of loss generated in the semiconductor elements A and B and their average values AVL
  • FIG. 12B shows the estimated element temperature edt and the average temperatures AVT of the semiconductor elements A and B.
  • the instantaneous temperatures RDAT and RDBT of the semiconductor elements A and B are shown.
  • both the semiconductor elements A and B have no loss and the temperature is saturated.
  • Energization of the motor is started after time t0, a certain average loss is generated, the element temperature rises, and the state is saturated.
  • the semiconductor elements A and B have the same average loss for one cycle of current, but have different energization phases, so the transition of the instantaneous loss according to the motor rotation angle is different.
  • the average temperature AVT calculated from the average loss of one cycle of current is common to the semiconductor elements A and B, but the instantaneous temperature is pulsating.
  • the loss is constant for a time sufficiently longer than the time constant of the temperature change of the semiconductor element.
  • the semiconductor device is in a saturated state where the average temperature of the semiconductor element is saturated.
  • the temperature exceeding the maximum value of the pulsating temperature can be estimated, so that the semiconductor element can be protected.
  • the maximum value of the pulsating temperature exceeds the estimated temperature, and the semiconductor The element cannot be protected.
  • control device 106 for the power converter according to the first embodiment of the present invention has a temperature exceeding the maximum value of the pulsating temperature not only in the saturated state of the average temperature but also in the transient state of the average temperature.
  • the thermal protection of the semiconductor element can be effectively performed.
  • the semiconductor element is regarded as a thermal circuit network having two or more sets of thermal resistance and thermal time constant, and the change in partial temperature for each set is estimated.
  • a change in the temperature of the semiconductor element is estimated by synthesizing the estimated change in the partial temperature.
  • the second comparative example is a technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-233832.
  • the temperature of the semiconductor element is sequentially calculated from the loss of the semiconductor element in a period sufficiently short to detect a change in the output current of the inverter.
  • the loss since the average loss of the semiconductor elements is used, the loss may be calculated in a calculation cycle (2 ms or more) in which a change in motor torque can be detected. Therefore, the calculation load can be reduced.
  • this embodiment is not limited to the case where the semiconductor element is regarded as a thermal circuit network having two or more sets of thermal resistance and thermal time constant.
  • the semiconductor element may be regarded as a thermal network having one set of thermal resistance and thermal time constant. In this case, it is not necessary to synthesize a plurality of partial temperature changes estimated for each set, and the one set of partial temperature changes described above is directly estimated as a temperature change of the semiconductor element. Thereby, the calculation load of the control apparatus 106 can be reduced.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 provided in each of the first to m-th set partial temperature change estimation units 2041 to 204m will be described.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 provided in the first set partial temperature change estimation unit 2041 will be described as an example, but the pulsation provided in the second set partial temperature change estimation unit 2042 to the m-th set partial temperature change estimation unit 204m.
  • the envelope temperature extraction filter 207 has a similar configuration. 2 is the same as that of the first embodiment, and a part of the illustration and description is omitted.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 extracts partial filters for each frequency component by expanding the loss waveform of the semiconductor element by Fourier series, and extracts the pulsation envelope temperature by synthesizing the operation results of the extracted partial filters. To do.
  • the partial filter for each frequency component is configured based on the thermal resistance, the thermal time constant, and the frequency corresponding to the frequency component. Then, filter outputs for each frequency component are synthesized based on Fourier coefficients in Fourier series expansion.
  • the pulsation component envelope temperature extraction filter 207 has a single frequency pulsation component extraction filter (partial filter) that calculates a single frequency pulsation component envelope temperature for each order of the loss pulsation frequency in the loss waveform of the semiconductor element.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 calculates a first-order to n-th single-frequency pulsation envelope temperature, a first-order single-frequency pulsation extraction filter 561, and a second-order single-frequency pulsation. The case of having the minute extraction filter 562,... And the n-th single frequency pulsation extraction filter 56n will be described.
  • .., 57n are multiplied by the first order, second order,..., Nth order Fourier coefficients 571, 572,. Furthermore, the pulsation envelope temperature is calculated by combining these.
  • the first to n-th order Fourier coefficients 571 to 57n correspond to the order of the loss pulsation frequency obtained by expanding the loss waveform of the semiconductor element by Fourier series. Then, the first set of partial temperatures is calculated by synthesizing the average temperature calculated by the average temperature estimation unit 206 with the calculated pulsation envelope temperature.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 extracts a partial filter for each frequency component by expanding the loss waveform of the semiconductor element by Fourier series, and performs an operation by the extracted partial filter.
  • the pulsation envelope temperature is extracted by combining the results. Thereby, the estimation precision of a temperature change can be improved.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 is a single frequency pulsation extraction filter for only the first frequency component among single frequency pulsation extraction filters for each frequency component extracted by Fourier series expansion of the loss waveform of the semiconductor element.
  • the pulsation envelope temperature may be extracted by synthesizing the calculation results obtained by the above. Thereby, it is possible to reduce a calculation load of the pulsation envelope temperature extraction filter 207 while suppressing a decrease in estimation accuracy of the temperature change.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 multiplies the first-order single-frequency pulsation envelope temperature extracted from the first-order single-frequency pulsation extraction filter 561 by the first-order Fourier coefficient 571. This is directly calculated as the pulsation envelope temperature.
  • first-order single-frequency pulsation extraction filter 561 (partial filter) in FIG. 5 will be described with reference to FIG.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 561 will be described as an example, but the other second-order single-frequency pulsation extraction filters 562,..., And the n-th order single-frequency pulsation extraction filter 56n are the same. It has a configuration. 2 is the same as that of the first embodiment, and a part of the illustration and description is omitted.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 63 depends on the phase lead compensator 65 that depends on the thermal time constant ⁇ , the thermal resistance r, the thermal time constant ⁇ , and the frequency of each filter 63.
  • Frequency-dependent gain (gain) 66 is set smaller as the thermal resistance r becomes smaller, is set smaller as the thermal time constant ⁇ becomes larger, and is set smaller as the frequency for each filter 63 becomes higher.
  • the cutoff frequency is set lower as the thermal time constant ⁇ increases, and is set lower as the frequency of each filter 63 decreases.
  • the configuration (formula) of the phase lead compensator 65 shown in FIG. 6 shows the case of the thermal time constant ⁇ and the thermal resistance r.
  • the configuration (formula) of the frequency dependent gain 66 shown in FIG. 6 shows a case where the frequency obtained by multiplying the pulsation frequency of the loss of the semiconductor element by the order (n times) is ⁇ .
  • a primary single-frequency pulsation envelope temperature is calculated by performing arithmetic processing shown in the phase lead compensator 65 and the frequency-dependent gain 66 on the average loss of the semiconductor element calculated by the average loss calculation unit 202. can do.
  • the pulsation envelope temperature of FIG. 5 is calculated, and the pulsation envelope temperature and the average temperature are added together. Then, the first set of partial temperatures is calculated.
  • equation (6) is a combination of the configuration (formula) of the phase lead compensator 65 and the frequency dependent gain 66 shown in FIG.
  • FIG. 7A is a graph showing single frequency pulsation losses SWA and SWB in the semiconductor elements A and B
  • FIG. 7B is a graph showing single frequency pulsation temperatures SGA and SGB in the semiconductor elements A and B. It is a graph which shows frequency pulsation component envelope temperature SWI1.
  • the single frequency pulsation envelope temperature SWI1 calculated by the third embodiment is the maximum of the pulsating temperatures of both the semiconductor elements A and B in the transient state. You can see that it is above the value.
  • the single frequency pulsation extraction filter 561 (partial filter) is configured by the phase advance compensator 65 and the frequency dependent gain (gain) 66, thereby The primary single-frequency pulsation envelope temperature can be calculated with high accuracy.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 83 according to the fourth embodiment is the same as the first-order single-frequency pulsation extraction filter 63 in FIG. The difference is that it further includes a low-pass filter 87 having. Other configurations are the same as those in FIG.
  • the low-pass filter 87 is passed through the first-order single-frequency pulsation envelope temperature obtained by performing the arithmetic processing indicated by the frequency-dependent gain 66.
  • FIG. 9A is a graph showing single frequency pulsation losses SWA and SWB in the semiconductor elements A and B
  • FIG. 9B is a graph showing single frequency pulsation temperatures SGA and SGB in the semiconductor elements A and B. It is a graph which shows frequency pulsation component envelope temperature SWI2.
  • the single frequency pulsation envelope temperature SWI2 calculated according to the fourth embodiment is the maximum value of the pulsating temperature of both the semiconductor elements A and B in the transient state, similar to the single frequency pulsation envelope temperature SWI1 described above. It has exceeded.
  • the single frequency pulsation envelope temperature SWI2 is suppressed by the low-pass filter 87 so that the maximum value of the rise in the transient state is kept low, and the estimation accuracy can be improved.
  • the pulsation extraction filter 73 includes a phase lead compensator 75, a frequency dependent gain 76, and a low pass filter 77. Since the phase advance compensator 75 is common to each single frequency pulsation extraction filter, it is the same as the phase advance compensator 65 shown in FIGS.
  • the frequency dependent gain 76 the sum of the frequency dependent gains provided in the first to nth single frequency pulsation extraction filters is used. Then, as the low-pass filter 77, a cutoff frequency obtained by weighted averaging with the frequency-dependent gain of each single-frequency pulsation extraction filter is used.
  • variable ⁇ of the frequency dependent gain 76 shown in FIG. 10 is expressed by the equation (7)
  • variable ⁇ of the low-pass filter 77 is expressed by the equation (8).
  • the loss pulsation frequency is ⁇
  • the k-th order Fourier coefficient is ck.
  • the fifth embodiment by using the common frequency-dependent gain 76 and the low-pass filter 77 as the pulsation extraction filter, compared with the configuration using each single-frequency pulsation extraction filter.
  • the calculation load can be reduced.
  • FIG. 11 Another example of the detailed configuration of the first-order single-frequency pulsation extraction filter 561 (partial filter) in FIG. 5 will be described.
  • the first single frequency pulsation extraction filter 561 will be described as an example, but the other second single frequency pulsation extraction filters 562,... And the nth single frequency pulsation extraction filter 56n are also the same. It has a configuration. 2 is the same as that of the first embodiment, and a part of the illustration and description is omitted.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 93 shown in FIG. 11 has a transfer function different from that of the first-order single-frequency pulsation extraction filter shown in FIGS. 6, 8, and 10, and other configurations. Are common.
  • the first-order single frequency pulsation extraction filter 93 is a low-pass filter having a frequency dependence gain (gain) that depends on thermal resistance, thermal time constant, and pulsation frequency, and a cut-off frequency that depends on the thermal time constant.
  • gain frequency dependence gain
  • 96 and a secondary filter having a natural frequency depending on the thermal time constant and the pulsation frequency. Since the frequency dependent gain and the secondary filter are common in that they do not depend on the pulsation frequency, they are illustrated as one configuration (95).
  • the frequency dependent gain is set to be smaller as the thermal resistance r is smaller, set to be smaller as the thermal time constant ⁇ is larger, and set to be smaller as the pulsation frequency is higher.
  • the cut-off frequency is set lower as the thermal time constant ⁇ increases.
  • the natural frequency is set to be lower as the thermal time constant ⁇ is larger, and is set to be lower as the pulsation frequency is lower.
  • the formula (9) can be obtained by obtaining ⁇ that maximizes T for each t and expanding the formula. Then, the transfer function shown in FIG. 11 can be obtained from the equation (9) by Laplace transform.
  • the transfer function of the single-frequency pulsation extraction filter 93 is independent of the pulsation frequency and the frequency-dependent gain and second-order filter (95) that depend on the pulsation frequency.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a main configuration of the pulsation envelope temperature extraction filter 207 according to the present embodiment.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 is added to the first-order single frequency pulsation extraction filter 83 and the first-order Fourier coefficient 571 as elements corresponding to the first order.
  • a first-order limiter unit 581 is provided, and this first-order limiter unit 581 is arranged at the subsequent stage of the multiplier that multiplies the first-order Fourier coefficient 571.
  • the primary limiter 581 has functions as an upper limiter and a lower limiter, and converts the primary single-frequency pulsation envelope temperature multiplied by the first-order Fourier coefficient 571 into a predetermined upper limit value and lower limit limit. Output within the range of values.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 83 includes a phase lead compensator 65 that depends on the thermal time constant ⁇ , the thermal resistance r, and the thermal time, as shown in the fourth embodiment.
  • a frequency-dependent gain (gain) 66 that depends on the constant ⁇ and the frequency of each filter 63, and a low-pass filter 87 that has a cutoff frequency that depends on the thermal time constant and the frequency of each filter 83.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of an upper limiter that calculates an upper limit value that is one function of the primary limiter unit 581.
  • the first limiter 581 as the upper limiter includes an upper limit value calculation unit 302, and the average loss of the semiconductor element calculated by the average loss calculation unit 202, the first-order Fourier coefficient 303, and the first An upper limit value is calculated based on the previous value 301 of the next single frequency pulsation envelope temperature.
  • the upper limit value calculation unit 302 calculates the upper limit value according to the equation (10).
  • y ′ is an upper limit value
  • u is a value obtained by multiplying the average loss of the semiconductor element by the first-order Fourier coefficient 303 and the thermal resistance r.
  • y is the previous value 301 of the first single frequency pulsation envelope temperature, which is one cycle before the first single frequency pulsation envelope temperature, that is, one cycle before the currently executed calculation. This corresponds to the first-order single-frequency pulsation envelope temperature in the calculation executed in (1).
  • the previous value 301 of the frequency pulsation envelope temperature is the former value.
  • the previous value 301 of the first single frequency pulsation envelope temperature is the latter value.
  • the upper limit calculation unit 302 functions as a general first-order lag filter.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a lower limiter that calculates a lower limit value, which is one function of the primary limiter unit 581.
  • the first limiter 581 as the lower limiter includes a lower limit value calculator 304, and the average loss of the semiconductor element calculated by the average loss calculator 202, the first-order Fourier coefficient 303, and the frequency dependence.
  • a lower limit value is calculated based on the gain 305 and the previous value 301 of the first-order single-frequency pulsation envelope temperature.
  • the lower limit value calculation unit 304 calculates the lower limit value according to the above-described equation (10).
  • y ′ in the equation (10) is a lower limit value
  • u is a value obtained by multiplying the average loss of the semiconductor element by the first order Fourier coefficient 303, the frequency dependent gain 305, and the thermal resistance r.
  • the frequency dependent gain 305 corresponds to the frequency dependent gain 66 shown in FIG.
  • y is the previous value 301 of the first single frequency pulsation envelope temperature.
  • the lower limit calculation unit 304 functions as a general first-order lag filter.
  • the primary limiter 581 outputs the primary single-frequency pulsation envelope temperature by limiting the range of the upper limit value calculated by the upper limiter function and the lower limit value calculated by the lower limiter function. That is, when the input value is smaller than the upper limit value and larger than the lower limit value, the first limiter 581 outputs the input value as it is as the first single frequency pulsation envelope temperature. To do. On the other hand, when the input value is equal to or higher than the upper limit value, the first limiter unit 581 outputs the upper limit value as the first single-frequency pulsation envelope temperature instead of the input value, If the input value is less than or equal to the lower limit value, the lower limit value is output as the first single frequency pulsation envelope temperature instead of the input value.
  • Such calculation is similarly performed for the second to nth single-frequency pulsation envelopes within the range of the upper limit value and the lower limit value.
  • the pulsation envelope shown in FIG. If the temperature is calculated and the pulsation envelope temperature and the average temperature are added together, the first set of partial temperatures is calculated.
  • FIG. 16 illustrates an input / output waveform when the frequency ⁇ ⁇ 0.
  • the frequency ⁇ indicates a frequency obtained by multiplying the pulsation frequency of the loss of the semiconductor element by the order (n times).
  • the broken line indicates the input (instantaneous loss) and the output (instantaneous temperature) for six phases
  • the solid line indicates the case where the upper limiter of the primary limiter 581 is not applied, that is, the first 4 shows an input (average loss amplitude) and an output (first single frequency pulsation envelope temperature) relating to the first single frequency pulsation extraction filter 83 shown in the fourth embodiment.
  • the broken line indicates the input (instantaneous loss) and output (instantaneous temperature) for six phases
  • the solid line indicates the input (first-order single-frequency pulsation extraction filter 83 shown in the fourth embodiment ( Amplitude of average loss) and output (first single frequency pulsation envelope temperature) are shown.
  • the solid line Lr indicates the first single-frequency pulsation envelope temperature at the frequency ⁇ ⁇ 0.
  • solid line Lr partial temperature for all energization phases
  • the equivalent block 181 shown in the lower part of FIG. 18 is converted in a differential format using the calculation cycle ⁇ t of the control device, and expressed as an output change amount ( ⁇ y / ⁇ t) shown in equation (11).
  • FIG. 20 is a diagram illustrating the effect of the upper limiter in the primary limiter unit 581.
  • the solid line Lb indicates the primary single frequency pulsation envelope temperature when the upper limiter is not applied
  • the solid line Lr indicates the first single frequency pulsation envelope temperature when the upper limiter is applied.
  • the first single frequency pulsation envelope temperature when the upper limiter is applied is calculated as a waveform that accurately envelopes the instantaneous temperature of each phase indicated by the broken line. I understand. That is, the envelope approximation error can be effectively reduced by the upper limiter of the primary limiter 581.
  • FIG. 20B is a block configuration diagram schematically illustrating the description regarding the above-described upper limiter.
  • FIG. 21 illustrates input / output waveforms under a certain condition.
  • a broken line indicates an input (instantaneous loss) and an output (instantaneous temperature) for six phases
  • a solid line indicates a case where the upper limiter of the primary limiter 581 is not applied, that is, the fourth
  • An input (amplitude of average loss) and an output (first primary frequency pulsation component envelope temperature) relating to the first frequency pulsation extraction filter 83 shown in the embodiment are shown.
  • the envelope temperature calculation does not function transiently due to the effect of the phase advance compensator 65, and the first single frequency pulsation component
  • the envelope temperature is lower than the instantaneous temperature (actual temperature). In this case, there is a possibility that overheating protection of the semiconductor element cannot be performed appropriately.
  • FIG. 22 is an input / output waveform showing the input (instantaneous loss) and output (instantaneous temperature) for the six phases shown in FIG.
  • a solid line indicates an input / output waveform of a phase (hereinafter simply referred to as “maximum phase”) at which the maximum temperature is switched when the average loss is switched, and a broken line indicates an input / output waveform of other phases. Focusing on the transition of the solid line, it can be seen that the output envelope exceeds the output of all energized phases. Therefore, in this embodiment, this characteristic is used as a lower limiter.
  • the total output f1 corresponding to the input amplitude u1 is expressed as an expression (13) in which the transient term is eliminated with respect to the expression (12) corresponding to the basic expression of the input / output response (the expression (2) described above).
  • the maximum-phase output (FIG. 24A) indicated by the solid line corresponding to the input amplitude u1 is expressed by equation (14).
  • the maximum phase output indicated by the solid line in FIG. 24C is expressed by equation (16) as an output waveform f3 obtained by synthesizing all the outputs f1 and f2.
  • Equation (17) is converted in a differential format using the calculation cycle ⁇ t of the control device and expressed as an output change amount ( ⁇ y / ⁇ t) shown in the equation (18).
  • the output change amount is sequentially calculated for each calculation cycle, and this is set as the lower limit value.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating the effect of the lower limiter in the primary limiter unit 581.
  • the solid line Lb indicates the first single-frequency pulsation envelope temperature when the lower limiter is not applied
  • the solid line Lr indicates the first single-frequency pulsation envelope temperature when the lower limiter is applied.
  • the primary single-frequency pulsation envelope temperature when the lower limiter is applied is calculated as a waveform that accurately envelopes the instantaneous temperature of each phase indicated by the broken line. I understand. That is, it can be seen that the envelope approximation error can be effectively reduced.
  • FIG. 25B is a block configuration diagram schematically illustrating the description of the above-described lower limiter.
  • the calculation accuracy of the single frequency pulsation temperature distribution envelope temperature can be increased by the function of the primary limiter 581 as a limiter, so that the estimation accuracy of temperature change can be improved. Can do. Thereby, overheat protection of a semiconductor element can be performed appropriately.
  • the primary limiter 581 has a function as an upper limiter and a lower limiter.
  • the primary limiter 581 may be configured to have a function as an upper limit limiter alone or may be configured to have a function as a lower limit limiter alone. Even with such a configuration, an effect as an upper limiter or a lower limiter can be obtained, so that the envelope approximation error can be effectively reduced.
  • the primary limiter 581 can be applied to the pulsation envelope temperature extraction filter 207 including the various single-frequency pulsation extraction filters 561 to 56n shown in the above-described embodiments.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 includes each element for each order, as in the second embodiment, and hereinafter, the elements corresponding to the first order are centered. However, each of the elements corresponding to the second to nth orders has the same configuration.
  • FIG. 26 is a block diagram showing a main configuration of a pulsation envelope temperature extraction filter 207 as an example of a modification of the present embodiment.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 includes a first-order limiter 581 in addition to the first-order single-frequency pulsation extraction filter 63 and the first-order Fourier coefficient 571 as elements corresponding to the first-order.
  • the first-order single-frequency pulsation extraction filter 63 includes a phase lead compensator 65 that depends on the thermal time constant ⁇ , a thermal resistance r, and a thermal time. It has a constant ⁇ and a frequency-dependent gain 66 that depends on the frequency of each filter 63.
  • the primary limiter 581 has a function of one or both of an upper limiter shown in FIG. 14 and a lower limiter shown in FIG. Thereby, the envelope approximation error can be effectively reduced in the calculation of the single-frequency pulsation envelope temperature.
  • FIG. 27 is a block diagram illustrating a main configuration of a pulsation envelope temperature extraction filter 207 as another example of the modification of the present embodiment.
  • the pulsation envelope temperature extraction filter 207 includes a first-order limiter 581 in addition to the first-order single-frequency pulsation extraction filter 93 and the first-order Fourier coefficient 571 as elements corresponding to the first-order. Yes.
  • the first-order single frequency pulsation extraction filter 93 has a frequency dependence gain (gain) that depends on the thermal resistance, the thermal time constant, and the pulsation frequency
  • a low-pass filter 96 having a cutoff frequency depending on the thermal time constant and a secondary filter having a natural frequency depending on the thermal time constant and the pulsation frequency are provided. Since the frequency dependent gain and the secondary filter are common in that they do not depend on the pulsation frequency, they are shown as one configuration (95).
  • the primary limiter 581 has a function of one or both of an upper limiter shown in FIG. 14 and a lower limiter shown in FIG. Thereby, the envelope approximation error can be effectively reduced in the calculation of the single-frequency pulsation envelope temperature.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a main configuration of a pulsation envelope temperature extraction filter 207 as another example of the modification of the present embodiment.
  • the pulsation component envelope temperature extraction filter 207 includes a limiter 581 in addition to the single frequency pulsation component extraction filter 73.
  • the single-frequency pulsation extraction filter 73 according to the present embodiment includes a phase lead compensator 75, a frequency-dependent gain 76, and the like as shown in the first-order single-frequency pulsation extraction filter 73 of the fifth embodiment. And a low-pass filter 77.
  • the limiter unit 581 has a function of one or both of an upper limiter and a lower limiter.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a configuration of an upper limiter that calculates an upper limit value, which is one function of the limiter unit 581.
  • the limiter unit 581 as the upper limiter includes an upper limit value calculation unit 302.
  • the average loss of the semiconductor element calculated by the average loss calculation unit 202, the first-order Fourier coefficient 303, and the pulsation envelope temperature are calculated.
  • an upper limit value is calculated.
  • the previous value 306 of the pulsation envelope temperature corresponds to the value of the pulsation envelope temperature one calculation cycle before, that is, the pulsation envelope temperature in the calculation executed one cycle before the calculation currently being executed. .
  • FIG. 30 is a block diagram showing a configuration of a lower limiter that calculates a lower limit value, which is one function of the limiter unit 581.
  • the first limiter 581 as the lower limiter includes a lower limit value calculator 304, and the average loss of the semiconductor element calculated by the average loss calculator 202, the first-order Fourier coefficient 303, and the frequency dependence.
  • a lower limit value is calculated based on the gain 307 and the previous value 306 of the pulsation envelope temperature.
  • the frequency dependent gain 306 corresponds to the frequency dependent gain 73 shown in FIG.
  • This limiter 581 can effectively reduce the envelope approximation error in the calculation of the single-frequency pulsation envelope temperature.
  • the temperature estimated for one arbitrarily selected semiconductor element may be the temperature of the hottest semiconductor element among the plurality of semiconductor elements. It is not necessary to perform temperature estimation for all semiconductor elements, and the load of estimation calculation can be reduced.
  • the temperature estimated for one semiconductor element arbitrarily selected from the semiconductor elements having a common thermal circuit network and average loss is obtained by the thermal circuit network and It may be the temperature of a semiconductor element having a common average loss. Then, an estimation calculation may be performed as many as the number of semiconductor elements having different thermal network or average loss, and the temperature of the hottest semiconductor element among the plurality of semiconductor elements included in the inverter device may be obtained. Thereby, the load of estimation calculation can be reduced.
  • the partial temperature change estimation unit estimates the average temperature from the loss, thermal resistance and thermal time constant of the semiconductor element, and calculates the average based on the pulsation frequency of the thermal resistance, thermal time constant and loss.
  • a pulsation envelope temperature exceeding the maximum value of the pulsation temperature depending on the loss and the pulsation frequency is extracted, and the temperature change of the semiconductor element is estimated by adding the average temperature and the pulsation envelope temperature.

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Abstract

　本発明の一態様としての電力変換機の制御装置は、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部２０２と、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部２０４とを備える。部分温度変化推定部２０４は、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定し、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出し、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、半導体素子の温度変化を推定する。

Description

電力変換機の制御装置
　本発明は、電力変換機の制御装置に関する。
　従来から、インバータ装置における半導体スイッチング素子（以後、「素子」と略する）を熱的破壊から保護する技術が知られている（特許文献１参照）。
　特許文献１では、出力電流１周期における平均損失から素子の平均温度を推定している。また、出力電流１周期の間に素子の温度がほとんど脈動しないモータ回転数が高い領域では平均温度を推定温度としている。そして、出力電流１周期の間に素子温度が大きく脈動するモータ回転数が低い領域では、上記の平均温度に対して、回転数に基づいた係数を乗じることで、脈動する温度のピーク値を推定温度としている。
特開２０００－２２８８８２号公報
　特許文献１に開示された技術では、モータ回転数が低い領域において、素子の温度変化の時定数に比べて十分長い時間、一定の損失が発生して平均温度が飽和している飽和状態では、素子を保護することができる。しかし、素子の温度変化の時定数に比べて短い時間で損失が変化して、素子の平均温度が飽和していない過渡状態では、脈動する温度の極大値が推定温度を超えてしまい、素子を保護することができない。
　本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、素子の熱的保護を効果的に行う電力変換機の制御装置を提供することである。
　本発明の特徴に係わる電力変換機の制御装置は、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部と、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部とを備える。部分温度変化推定部は、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定し、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出し、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、半導体素子の温度変化を推定する。
　本発明の電力変換機の制御装置によれば、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、半導体素子の熱的保護を効果的に行うことができる。
本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機及びその制御装置を含む電力変換システムの全体構成を示す概略図である。 図１の制御装置において、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定する演算処理の概略を示すブロック図である。 図３（ａ）は、半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子の具体的な構成例を示す断面図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の半導体素子の３次の熱回路網モデルの一例を示す回路図である。 図２の演算処理により算出される各要素の波形例を示し、図４（ａ）は、位相が異なる２つの半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴ及び推定素子温度ＥＤＴを示し、図４（ｂ）は、平均温度ＡＶＴ、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢ、及び脈動分包絡温度ＷＩＴを示す。 第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第１の例を示すブロック図である。 図７（ａ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図７（ｂ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１を示すグラフである。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第２の例を示すブロック図である。 図９（ａ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図９（ｂ）は、半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２を示すグラフである。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第３の例を示すブロック図である。 図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の第４の例を示すブロック図である。 第１の比較例に係わる推定素子温度の一例を示すグラフであり、図１２（ａ）は半導体素子Ａ、Ｂに発生する損失の時間変化ＲＡＬ、ＲＢＬ及び平均値ＡＶＬを示し、図１２（ｂ）は推定素子温度ｅｄｔ、平均温度ＡＶＴ、半導体素子Ａ、Ｂの瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴを示す。 第７の実施形態に係わる脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 図１３に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。 図１３に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。 図１６（ａ）は周波数（半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数）ω≠０とした場合における入力波形を例示するグラフであり、図１６（ｂ）は周波数ω≠０とした場合における出力波形を例示するグラフである。 図１７（ａ）は、周波数ω≠０とした場合における入力波形を例示するグラフであり、図１７（ｂ）は、周波数ω≠０とした場合における出力波形を例示するグラフである。 位相進み補償器６５からローパスフィルタ８７へと至る一連のパスを等価的に示すブロック図である。 周波数ω≠０に関する出力波形に、周波数ω＝０に関する出力波形（第１次単周波脈動分包絡温度のみ）を重ね合わせた結果を示す図である。 図２０（ａ）は出力波形を例示するグラフであり、図２０（ｂ）は上限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。 図２１（ａ）はある条件における入力波形を例示するグラフであり、図２１（ｂ）はある条件における入力波形を例示するグラフである。 図２２（ａ）は図２１（ａ）に示す６相分の入力（瞬時損失）波形を示すグラフであり、図２２（ｂ）は図２１（ｂ）に示す出力（瞬時温度）波形を示すグラフである。 図２３（ａ）は、図２２（ｂ）に相当するグラフであって、入力振幅をｕ１とｕ２に分解する前の出力波形を示すグラフであり、図２３（ｂ）は、図２３（ａ）の入力振幅をｕ１とｕ２に分解した後の出力波形を示すグラフである。 図２４（ａ）は入力振幅ｕ１に対応する最大相の出力波形を示すグラフであり、図２４（ｂ）は入力振幅ｕ２に対応する最大相の出力波形を示すグラフであり、図２４（ｃ）は、合成した最大相の出力波形を示すグラフである。 図２５（ａ）は出力波形を例示するグラフであり、図２５（ｂ）は下限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。 第５の実施形態の変形例の一例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 第５の実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 第５の実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。 図２８に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。 図２８に示す第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。
　以下図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施の形態）
　図１を参照して、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機及びその制御装置を含む電力変換システムの全体構成を説明する。電力変換システムは、例えば、電池１０１の直流電力を、例えば三相交流モータ１０５等の三相誘導電動機を駆動するための交流電力に変換するインバータ装置を構成する半導体モジュール１０４と、その電力の大きさを制御する制御装置１０６とを備える。
　半導体モジュール１０４は、半導体スイッチング素子（以後、「半導体素子」と略する）を６個用いたインバータ装置（三相出力インバータ）を構成している。具体的には、電池１０１の両端子間に、直列に接続された２つの半導体素子を３組、並列に接続されている。直列に接続された２つの半導体素子の間の電位が、それぞれ三相交流モータ１０５の３つの入力端子に印加されている。各半導体素子の制御電極は制御装置１０６に接続され、制御装置１０６は、各半導体素子に対して、ＰＷＭ方式による電圧・周波数可変制御を行う。
　例えば、制御装置１０６は、車両がドライバーの意図に従った走行をするために、ドライバーの加減速要求に応じて、駆動用モータから発生すべきトルクを演算する。そして、演算されたトルクの大きさに基づいて、半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子のスイッチング制御を行うことにより、電池１０１から駆動用モータである三相交流モータ１０５に供給する電力量を制御する。
　また、一般的に、半導体モジュール１０４のスイッチング周波数は、三相交流モータ１０５の相電流周波数よりおよそ５倍以上高い、１ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度に設定されている。そして、半導体モジュールの入力電流１０７には、スイッチング周波数に近い周波数のリプルが多く含まれている。このため、入力電流１０７を総てバッテリなどの電池１０１からまかなうとすると、電力ケーブルを含む電池１０１側のインピーダンス１０２が大きくなり、電力変換システムの構成部品の耐電圧を超えるような電圧脈動が発生する。そこで、半導体モジュール１０４の直近に、電池１０１よりもインピーダンスが低い平滑コンデンサ１０３を並列に接続して、上記した電圧脈動を抑制する。
　半導体モジュール１０４を構成する各半導体素子は、その駆動時において流れる電流の大きさに応じた損失を発生する。そして、その損失によって半導体素子は発熱し、半導体素子の温度が上昇する。半導体素子の温度が過度に上昇すると故障に到ることが知られている。よって、図１の制御装置１０６は、半導体素子の過度の温度上昇を抑制するための制御を行う。
　半導体素子の過度の温度上昇を抑制するため、例えば、半導体素子の近傍に測温素子を取付けた場合、測温素子と制御装置との間に絶縁処理が必要となり、回路構成が複雑になる。そこで、本発明の第１の実施の形態に係わる制御装置１０６は、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定し、推定された半導体素子の温度に基づいて、半導体素子の電流量を制御する。
　図２を参照して、制御装置１０６が、電力変換機や三相交流モータ１０５の運転条件に応じて、半導体素子の温度を推定する演算処理の概略を説明する。制御装置１０６は、以下に示す平均損失算出部２０２、損失脈動周波数算出部２０３、部分温度変化推定部２０４、及び素子温度変化推定部２０８としての演算機能を備える。
　平均損失算出部２０２は、三相交流モータ１０５及び電力変換機の運転条件２０１に基づいて、半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、半導体素子の平均損失を算出する。半導体素子の平均損失に主に寄与する運転条件としては、例えば、スイッチング周波数、相電流実効値、変調率、力率が挙げられる。
　損失脈動周波数算出部２０３は、三相交流モータ１０５及び電力変換機の運転条件２０１に基づいて、半導体素子の損失の脈動周波数を算出する。半導体素子の損失の脈動周波数に主に寄与する運転条件としては、例えば、モータ回転数及び極対数が挙げられる。
　部分温度変化推定部２０４は、半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を２組以上（図２ではｍ組）有する熱回路網としてとらえて、半導体素子の損失及び熱抵抗と熱時定数の組から、組毎の部分温度の変化を推定する。具体的に、部分温度変化推定部２０４は、半導体の平均損失及び損失の脈動周波数に基づいて、１つの熱抵抗と熱時定数の組毎に部分温度を算出する。
　部分温度変化推定部２０４は、上記した熱回路網が有する熱抵抗と熱時定数の組の数（ｍ）に応じて、第１組部分温度変化推定部２０４１、第２組部分温度変化推定部２０４２、第３組部分温度変化推定部２０４３、・ .・、及び第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍから構成される。
　第１組～第ｍ組部分温度変化推定部２０４１～２０４ｍは、それぞれ、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定する平均温度推定部２０６と、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出する脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７とを有する。第１組～第ｍ組部分温度変化推定部２０４１～２０４ｍは、それぞれ、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、組毎の部分温度の変化を推定する。
　素子温度変化推定部２０８は、組毎に推定された部分温度の変化を合成して、半導体素子の温度変化を推定する。
　図３を参照して、熱抵抗と熱時定数の組を３組有する熱回路網としてとらえた半導体素子について説明する。図３（ａ）は１つの半導体素子の断面構成を示す。図１の半導体素子は、当該半導体素子が形成された半導体チップ１１が、複数の基板１３、１５、１６及び複数の接続層１２、１４が介して、ヒートシンク１７に接続された積層構造を有する。半導体チップ１１の損失により発生する熱は、この積層構造を経てヒートシンク１７内の冷却液１８へ伝達される。そこで、半導体チップ１１から冷却液１８までの間に、複数の点ｊ、ｃ、ｆ、ｗを設定し、ｊ－ｃ間の熱抵抗ｒｊｃ及び熱時定数ｒｊｃｃｊ、ｃ－ｆ間の熱抵抗ｒｃｆ及び熱時定数ｒｃｆｃｃ、ｆ－ｗ間の熱抵抗ｒｆｗ及び熱時定数ｒｆｗｃｆを規定する。これにより、図３（ａ）の半導体素子を、図３（ｂ）に示すように、熱抵抗ｒと熱時定数（τ＝ｒ・ｃ）の組を３組有する熱回路網としてとらえることができる。
　図２に示した部分温度変化推定部２０４では、図３の熱回路網モデルに基づいて、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組をｍ組有する熱回路網としてとらえた場合を示している。すなわち、部分温度変化推定部２０４は、図３（ａ）の半導体チップ１１から冷却液１８までの間に、ｍ＋１個の点を設定した場合を示している。
　図４を参照して、図２の演算処理により算出される各要素の波形例を示す。図４の横軸は時間を示し、縦軸は素子温度を示す。図４（ａ）は、通電位相が異なる２つの半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴ、及び素子温度変化推定部２０８から出力される推定素子温度ＥＤＴを示す。図４（ｂ）は、半導体素子Ａ、Ｂに共通の平均温度ＡＶＴ、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢ、及び半導体素子Ａ、Ｂに共通の脈動分包絡温度ＷＩＴを示す。
　図４（ｂ）に示すように、脈動分包絡温度ＷＩＴが、半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴと平均温度ＡＶＴとの差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値を上回っているのが分る。図４（ａ）に示すように、推定素子温度ＥＤＴが、半導体素子Ａ、Ｂの実際の瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値を上回っているのが分る。
　また、脈動分包絡温度ＷＩＴ及び推定素子温度ＥＤＴは、半導体素子の平均温度が飽和している飽和状態のみならず、半導体素子の平均温度が飽和していない過渡状態においても、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値及び瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値をそれぞれ上回っている。
　詳細には、飽和状態のみならず、過渡状態においても、脈動分包絡温度ＷＩＴは、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの極大値を包絡するように推移している。同様に、推定素子温度ＥＤＴは、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの極大値を包絡するように推移している。
　更に詳細には、飽和状態のみならず、過渡状態においても、脈動分包絡温度ＷＩＴの曲線は、差分ＤＲＡ、ＤＲＢの曲線の包絡線に対して所定温度だけ上方に移動させた曲線を成している。同様に、推定素子温度ＥＤＴの曲線は、瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴの曲線の包絡線に対して所定温度だけ上方に移動させた曲線を成している。
（第１の比較例）
　図１２（ａ）及び図１２（ｂ）は、第１の比較例に係わる推定素子温度の一例を示すグラフである。第１の比較例は、特許文献１に開示された技術である。横軸に時間をとり、図１２（ａ）の縦軸に半導体素子に発生している損失を示し、図１２（ｂ）の縦軸に半導体素子の温度を示す。図１２（ａ）は、半導体素子Ａ、Ｂに発生する損失の時間変化ＲＡＬ、ＲＢＬ及びその平均値ＡＶＬを示し、図１２（ｂ）は推定素子温度ｅｄｔ、半導体素子Ａ、Ｂの平均温度ＡＶＴ、半導体素子Ａ、Ｂの瞬時温度ＲＤＡＴ、ＲＤＢＴを示す。
　時刻ｔ０以前は半導体素子Ａ及びＢ共に損失が０で、温度も飽和している。時刻ｔ０以降にモータへの通電を開始し、一定の平均損失を発生し、素子温度が上昇して飽和状態に向かっている。
　半導体素子Ａ及びＢは、電流一周期の平均損失は同等であるものの、通電位相が異なる関係にあるため、モータ回転角に応じた瞬時損失の推移は異なっている。また、半導体素子Ａ及びＢの温度は、電流一周期の平均損失から計算される平均温度ＡＶＴは、半導体素子Ａ、Ｂで共通しているが、瞬時温度は脈動している。
　図１２（ａ）及び図１２（ｂ）に示すように、例えば、三相交流モータ１０５のモータ回転数が低い領域において、半導体素子の温度変化の時定数に比べて十分長い時間、一定の損失が発生している場合、半導体素子の平均温度が飽和する飽和状態となる。特許文献１に開示された技術では、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定することができるので、半導体素子を保護することができる。しかし、半導体素子の温度変化の時定数に比べて短い時間で損失が変化して、素子の平均温度が飽和していない過渡状態では、脈動する温度の極大値が推定温度を超えてしまい、半導体素子を保護することができない。
　これに対して、本発明の第１の実施の形態に係わる電力変換機の制御装置１０６は、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、半導体素子の熱的保護を効果的に行うことができる。
　更に、本発明の第１の実施の形態では、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえて、組毎の部分温度の変化を推定し、組毎に推定された部分温度の変化を合成して、半導体素子の温度変化を推定している。これにより、半導体素子の温度の推定精度を向上させることができる。
（第２の比較例）
　第２の比較例は、特開平９－２３３８３２号公報に開示された技術である。第２の比較例では、インバータの出力電流の変化を検出できるほど十分に短い周期において、半導体素子の損失から半導体素子の温度を逐次演算している。モータの回転数が高いほど出力電流の変化率が大きくなり、演算周期を短くする必要がある。また、半導体素子の通電電流パターン及びスイッチングパターンが異なる数だけ、個別に温度を推定する必要がある。即ち、相数に比例して演算量が増加する。よって、制御装置内のＣＰＵの演算負荷が増大してしまう。
　これに対して、本発明の第１の実施の形態では、半導体素子の平均損失を用いているため、モータトルクの変化を検出できる演算周期（２ｍｓ以上）で損失を計算すればよい。よって、演算負荷を軽減することができる。
　なお、本実施形態は、半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえる場合のみに限定されない。半導体素子を熱抵抗と熱時定数の組を１組有する熱回路網としてとらえても構わない。この場合、組毎に推定された複数の部分温度の変化を合成する処理は不要となり、上記した１組の部分温度の変化を、そのまま、半導体素子の温度変化として推定することになる。これにより、制御装置１０６の演算負荷を軽減することができる。
（第２の実施の形態）
　図５を参照して、第１組～第ｍ組部分温度変化推定部２０４１～２０４ｍの各々が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の一例について説明する。ここでは、第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７を例にとり説明するが、第２組部分温度変化推定部２０４２～第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍが備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７も同様な構成を有する。また、図２の制御装置１０６における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。
　脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出する。
　周波数成分毎の部分フィルタは、熱抵抗と熱時定数と、周波数成分に対応した周波数とに基づいて構成する。そして、フーリエ級数展開におけるフーリエ係数に基づいて、周波数成分毎のフィルタ出力の合成を行う。
　具体的には、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形における損失脈動周波数の次数毎に単周波脈動分包絡温度を算出する単周波脈動分抽出フィルタ（部分フィルタ）を有する。ここでは、一例として、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７が、第１次～第ｎ次の単周波脈動分包絡温度をそれぞれ算出する第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１、第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・・・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎを有する場合について説明する。
　第１次～第ｎ次の単周波脈動分包絡温度の各々に対して、第１次、第２次、・・・、第ｎ次のフーリエ係数５７１、５７２、・・・、５７ｎを乗じ、更にこれらを合成することにより、脈動分包絡温度を算出する。なお、第１次～第ｎ次のフーリエ係数５７１～５７ｎは、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することで得られる損失脈動周波数の次数に対応している。そして、算出された脈動分包絡温度に、平均温度推定部２０６により算出された平均温度を合成することにより第１組の部分温度を算出する。
　このように、第２の実施の形態において、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出する。これにより、温度変化の推定精度を向上させることができる。
（第２の実施の形態の変形例）
　脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって抽出される周波数成分毎の単周波脈動分抽出フィルタのうち、１次の周波数成分のみの単周波脈動分抽出フィルタによる演算結果を合成することによって脈動分包絡温度を抽出してもよい。これにより、温度変化の推定精度の低下を抑制しつつ、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の演算負荷を軽減することができる。
　例えば、図５において、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１から抽出された第１次の単周波脈動分包絡温度に、第１次のフーリエ係数５７１を乗じたものを、そのまま、脈動分包絡温度として算出する。
（第３の実施の形態）
　図６を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の一例について説明する。ここで、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１を例にとり説明するが、その他の第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・ .・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎも同様な構成を有する。また、図２の制御装置１０６における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。
　図６に示すように、第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３は、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６と、を備える。周波数依存ゲイン６６は、熱抵抗ｒが小さくなるほど小さく設定し、熱時定数τが大きくなるほど小さく設定し、フィルタ６３毎の周波数が高くなるほど小さく設定する。また、カットオフ周波数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定し、フィルタ６３毎の周波数が低くなるほど低く設定する。
　図６に示す位相進み補償器６５の構成（数式）は、熱時定数τ、熱抵抗ｒの場合を示している。図６に示す周波数依存ゲイン６６の構成（数式）は、半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数をωとした場合を示す。
　平均損出算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失に対して、位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６に示す演算処理を施すことにより、第１次の単周波脈動分包絡温度を算出することができる。
　同様にして、第２次～第ｎ次の単周波脈動分包絡温度を算出して、これらを合成すれば、図５の脈動分包絡温度が算出され、更に脈動分包絡温度と平均温度と合算すれば、第１組の部分温度が算出される。
　図６に示す位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６の構成（数式）について説明する。時刻ｔ＜０において半導体素子の損失ｐ＝０であって、時刻ｔ≧０において、（１）式によって、損失ｐが定義される場合を考える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　熱抵抗ｒ、熱時定数τとして表される放熱系において、温度Ｔは、（２）式により表される。なお、（２）式におけるcosφ及びsinφは、（３）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（２）式に対して、（４）式を代入して得られる包絡温度は、（５）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　（５）式をラプラス変換し、包絡温度Ｔを算出するための伝達関数は、（６）式により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（６）式は、図６に示す位相進み補償器６５及び周波数依存ゲイン６６の構成（数式）を組合わせた構成であることが分かる。
　図７（ａ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図７（ｂ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１を示すグラフである。
　半導体素子Ａ及びＢの間には、脈動する損失及び温度に位相差が生じている。図７（ａ）の脈動する損失の極大値に差はないが、位相差が大きくなると、図７（ｂ）の脈動する温度の極大値に差が生じている。これに対して、図７（ｂ）に示すように、第３の実施の形態により算出される単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１は、過渡状態における半導体素子Ａ及びＢの両方の脈動する温度の極大値を上回っているのが分る。
　以上説明したように、第３の実施の形態によれば、単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）を、位相進み補償器６５と周波数依存ゲイン（ゲイン）６６とで構成することにより、第１次の単周波脈動分包絡温度を精度良く算出することができる。
（第４の実施の形態）
　図８を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。第４の実施の形態に係わる第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３は、図６の第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３において、熱時定数とフィルタ８３毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ８７を更に備えている点が異なる。その他の構成については、図６と同じである。
　周波数依存ゲイン６６に示す演算処理を施して得られる第１次の単周波脈動分包絡温度に対して、ローパスフィルタ８７を通す。
　図９（ａ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動損失ＳＷＡ、ＳＷＢを示すグラフであり、図９（ｂ）は半導体素子Ａ及び半導体素子Ｂにおける単周波脈動温度ＳＧＡ、ＳＧＢ及び単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２を示すグラフである。
　第４の実施の形態により算出される単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２は、上記した単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ１と同様に、過渡状態における半導体素子Ａ及びＢの両方の脈動する温度の極大値を上回っている。また、単周波脈動分包絡温度ＳＷＩ２は、ローパスフィルタ８７により、過渡状態における立ち上がりの極大値が低く抑えられ、推定精度を向上させることができる。
（第５の実施の形態）
　図１０を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。第５の実施の形態では、第１次～第ｎ次の単周波脈動分抽出フィルタを、演算負荷を低減されるように、１つに合成したフィルタ構成とする。
　具体的に、脈動分抽出フィルタ７３は、位相進み補償器７５と、周波数依存ゲイン７６と、ローパスフィルタ７７とを有する。位相進み補償器７５は、各単周波脈動分抽出フィルタに共通しているため、図６及び図８に示した位相進み補償器６５と同じである。
　これに対して、周波数依存ゲイン７６として、第１次～第ｎ次の単周波脈動分抽出フィルタが備える周波数依存ゲインを総和したものを使用する。そして、ローパスフィルタ７７として、各単周波脈動分抽出フィルタの周波数依存ゲインで重み付け平均したカットオフ周波数を使用する。
　具体的に、図１０に示す周波数依存ゲイン７６の変数Γは、（７）式により表され、ローパスフィルタ７７の変数Ωは、（８）式により表される。ただし、損失脈動周波数をωとし、第ｋ次フーリエ係数をｃｋとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　以上説明したように、第５の実施の形態によれば、脈動分抽出フィルタとして共通した周波数依存ゲイン７６及びローパスフィルタ７７を使用することにより、各単周波脈動分抽出フィルタを用いる構成と比較して、演算負荷を軽減することができる。
（第６の実施の形態）
　図１１を参照して、図５の第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１（部分フィルタ）の詳細な構成の他の例について説明する。ここで、第１次単周波脈動分抽出フィルタ５６１を例にとり説明するが、その他の第２次単周波脈動分抽出フィルタ５６２、・ .・、及び第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ５６ｎも同様な構成を有する。また、図２の制御装置１０６における他の演算処理の構成は、第１の実施の形態と同様であり、一部の図示及び説明を省略する。
　図１１に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、図６、図８、及び図１０に示した第１次単周波脈動分抽出フィルタと比べて、その伝達関数が異なり、その他の構成は共通している。
　具体的には、第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）と、熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ９６と、熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタとを備える。周波数依存ゲイン及び２次フィルタは、脈動周波数に依存しない点で共通しているため、１つの構成（９５）として図示している。
　周波数依存ゲインは、熱抵抗ｒが小さくなるほど小さく設定し、熱時定数τが大きくなるほど小さく設定し、脈動周波数が高くなるほど小さく設定する。カットオフ周波数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定する。固有振動数は、熱時定数τが大きくなるほど低く設定し、脈動周波数が低くなるほど低く設定する。
　（２）式において、（２）式に（４）式を代入せずに、ｔ毎にＴが極大となるθを求め、数式展開することにより、（９）式を求めることができる。そして、（９）式からラプラス変換によって図１１に示した伝達関数を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　以上説明したように、第６の実施の形態によれば、単周波脈動分抽出フィルタ９３の伝達関数を、脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン及び２次フィルタ（９５）と、脈動周波数に依存しないローパスフィルタ９６とで分けて構成することにより、推定精度を向上させることができる。
（第７の実施の形態）
　第１組～第ｍ組部分温度変化推定部２０４１～２０４ｍの各々が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の詳細な構成の他の例について説明する。ここでは、第１組部分温度変化推定部２０４１が備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７を例にとり説明するが、第２組部分温度変化推定部２０４２～第ｍ組部分温度変化推定部２０４ｍのそれぞれが備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７も同様な構成を有する。また、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第２の実施形態と同様に、次数毎に各要素を備えており、以下、第１次に対応する各要素を中心に説明を行うが、第２次から第ｎ次のそれぞれに対応する各要素についても同様な構成を有する。
　図１３は、本実施形態にかかる脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。本実施形態の特徴の一つとして、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えており、この第１次リミッタ部５８１は、第１次のフーリエ係数５７１を乗算する乗算器の後段に配置されている。第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタおよび下限リミッタとしての機能を備え、第１次のフーリエ係数５７１が乗算された第１次の単周波脈動分包絡温度を、所定の上限リミット値および下限リミット値の範囲内に制限して出力する。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３は、第４の実施形態に示した通り、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６と、熱時定数とフィルタ８３毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ８７とを有している。
　図１４は、第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。この上限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、上限リミット値算出部３０２を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１とに基づいて、上限リミット値を算出する。
　上限リミット値演算部３０２は、（１０）式に従い上限リミット値を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　（１０）式において、ｙ’は上限リミット値であり、ｕは半導体素子の平均損失に第１次のフーリエ係数３０３と熱抵抗ｒとを乗算した値である。また、ｙは、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１であり、第１次単周波脈動分包絡温度の１演算周期前の値、すなわち、現在実行中の演算よりも１周期前に実行された演算における第１次単周波脈動分包絡温度に該当する。この場合、第１次単周波脈動分包絡温度の１演算周期前の値と、上限リミット値の１演算周期前の値とを比較して、前者の値の方が小さい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は前者の値となり、前者の値の方が大きい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は後者の値となる。さらに、前者の値の方が大きい場合、上限リミット演算部３０２は、一般的な一次遅れフィルタとして機能する。
　図１５は、第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。この下限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、下限リミット値算出部３０４を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、周波数依存ゲイン３０５と、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１とに基づいて、下限リミット値を算出する。
　下限リミット値演算部３０４は、上述した（１０）式に従い下限リミット値を算出する。この場合、（１０）式におけるｙ’は下限リミット値であり、ｕは半導体素子の平均損失に第１次のフーリエ係数３０３と周波数依存ゲイン３０５と熱抵抗ｒとを乗算した値である。ここで、周波数依存ゲイン３０５は図１３に示す周波数依存ゲイン６６と対応する。また、ｙは、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１である。この場合、第１次単周波脈動分包絡温度の一演算周期前の値と、下限リミット値の一演算周期前の値とを比較して、前者の値の方が大きい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は前者の値となり、前者の値の方が小さい場合、第１次単周波脈動分包絡温度の前回値３０１は後者の値となる。さらに、後者の値の方が小さい場合、下限リミット演算部３０４は、一般的な一次遅れフィルタとして機能する。
　この第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタ機能により演算される上限リミット値および下限リミッタ機能により演算される下限リミット値の範囲に制限して第１次の単周波脈動分包絡温度を出力する。すなわち、第１次リミッタ部５８１は、入力された値が上限リミット値よりも小さくかつ下限リミット値よりも大きい場合には、入力された値をそのまま第１次の単周波脈動分包絡温度として出力する。一方、第１次リミッタ部５８１は、入力された値が上限リミット値以上である場合には、入力された値に代えて上限リミット値を第１次の単周波脈動分包絡温度として出力し、入力された値が下限リミット値以下の場合には、入力された値に代えて下限リミット値を第１次の単周波脈動分包絡温度として出力する。
　このような演算は、第２次～第ｎ次の単周波脈動分包絡温度についても同様に上限リミット値および下限リミット値の範囲内で算出され、これらを合成すれば、図５の脈動分包絡温度が算出され、更に脈動分包絡温度と平均温度とを合算すれば、第１組の部分温度が算出される。
　以下、第１次リミッタ部５８１の一機能である上限リミッタの詳細について説明する。まず、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３（図１３参照）における、位相進み補償器６５から周波数依存ゲイン（ゲイン）６６を経由してローパスフィルタ８７へと至る一連のパスに着目する。
　まず、図１６は、周波数ω≠０とした場合における入出力波形を例示している。ここで、周波数ωは、半導体素子の損失の脈動周波数を次数倍（ｎ倍）した周波数を示す。図１６において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示しており、実線は、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタが適用されていないケース、すなわち、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。これに対して、図１７は、周波数ω＝０とした場合における入出力波形を示している。図１７において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）を示しており、実線は、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。
　位相進み補償器６５からローパスフィルタ８７へと至る一連のパスは、周波数ω＝０において、図１８の下段に示すブロック（等価ブロック）１８１と等価的に扱うことができる。ここで、図１９は、周波数ω≠０に関する出力波形に、周波数ω＝０に関する出力波形のうち第１次単周波脈動分包絡温度のみを重ね合わせた結果を示すグラフである。図１９において、実線Ｌｂは、周波数ω＝０における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、周波数ω≠０における第１次単周波脈動分包絡温度を示す。
　物理現象上、周波数ω＝０の部分温度（電流値が最大となる通電位相の部分温度に限定（実線Ｌｂ））は、周波数ω≠０の部分温度（全ての通電位相に関する部分温度（破線））よりも大きくなる。しかしながら、包絡線近似（実線Ｌｒ）した結果、図１９に示すように、温度上昇直後は実線Ｌｒが実線Ｌｂを一時的に上回る逆転現象が起きている。そこで、包絡線近似誤差を低減するために、周波数ω＝０の温度上昇特性をリミッタとして利用する。
　図１８の下段に示す等価ブロック１８１を、制御装置の演算周期Δｔを用いて差分形式で変換し、（１１）式に示す出力の変化量（Δｙ／Δｔ）として表現する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　（１１）式の変化量は、周波数ω＝０における変化量を表しており、周波数ω≠０における出力の変化量よりも大きくなる傾向を有している。そこで、本実施形態では、この出力の変化量を演算周期毎に逐次演算し、これを上限リミット値とする。
　図２０は、第１次リミッタ部５８１における上限リミッタの効果を示す図である。図２０（ａ）において、実線Ｌｂは、上限リミッタを適用しない場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、上限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示す。図２０（ａ）に示すように、上限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度は、破線で示す各相分の瞬時温度を精度よく包絡する波形として算出されていることが分かる。すなわち、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタにより、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。ここで、図２０（ｂ）は、上述の上限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。
　つぎに、上述した第１次リミッタ部５８１の一機能である下限リミッタの詳細について説明する。まず、上限リミッタに関する説明と同様、第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３（図１３参照）における、位相進み補償器６５から周波数依存ゲイン（ゲイン）６６を経由してローパスフィルタ８７へと至る一連のパスに着目する。
　まず、図２１は、ある条件における入出力波形を例示している。同図において、破線は、６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示し、実線は、第１次リミッタ部５８１の上限リミッタが適用されていないケース、すなわち、第４の実施形態に示す第１次単周波脈動分抽出フィルタ８３に関する入力（平均損失の振幅）と出力（第１次単周波脈動分包絡温度）とを示している。図２１から分かるように、入力（平均損失の振幅）が低下側に変化した場合、位相進み補償器６５の効果により、過渡的に包絡温度演算がうまく機能せず、第１次単周波脈動分包絡温度が瞬時温度（実温度）を下回っている。この場合、半導体素子の過熱保護を適切に行うことができない可能性がある。
　図２２は、図２１に示す６相分の入力（瞬時損失）と出力（瞬時温度）とを示す入出力波形である。図２２において、実線は、平均損失が切り替わった際に最大温度だった相（以下、単に「最大相」という）の入出力波形を示し、破線は、それ以外の相の入出力波形を示す。実線の推移に着目すると、出力の包絡線が全ての通電位相の出力を上回ることが分かる。そこで、本実施形態では、この特性を下限リミッタとして利用する。
　まず、図２３に示すように、時刻ｔ＝０（横軸）において入力振幅がｕ’からｕへと変化したと定義した上で、入力振幅をｕ’＝ｕ１，ｕ＝ｕ１＋ｕ２となるように２つ入力振幅ｕ１，ｕ２に分解する。そして、分解した個々の入力振幅ｕ１，ｕ２に対する出力波形の数式をそれぞれ導出する。
　入力振幅ｕ１に対応する全出力ｆ１は、入出力応答の基本式（前述した（２）式）に対応する（１２）式に対して、過渡項を消去した（１３）式として表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　さらに、実線で示す最大相は、時刻ｔ＝０で通電位相角θが極大値をとる。このことから、θ＝－φであることが分かる。この場合、入力振幅ｕ１に対応する、実線で示す最大相の出力（図２４（ａ））は（１４）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　これに対して、入力振幅ｕ２に対応する全出力ｆ２は、前述の（１２）式、（１３）式と同様の概念により示される。また、通電位相角θ＝－φを代入することにより、入力振幅ｕ２に対応する、実線で示す最大相の出力（図２４（ｂ））は（１５）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　これにより、図２４（ｃ）において実線で示す最大相の出力は、全出力ｆ１と全出力ｆ２とを合成した出力波形ｆ３として、（１６）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　この出力波形ｆ３の包絡線波形は（１７）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　（１７）式を制御装置の演算周期Δｔを用いて差分形式で変換し、（１８）式に示す出力の変化量（Δｙ／Δｔ）として表現する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　本実施形態では、この出力の変化量を演算周期毎に逐次演算し、これを下限リミット値とする。
　図２５は、第１次リミッタ部５８１における下限リミッタの効果を示す図である。図２５（ａ）において、実線Ｌｂは、下限リミッタを適用しない場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示し、実線Ｌｒは、下限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度を示す。図２５（ａ）に示すように、下限リミッタを適用した場合における第１次単周波脈動分包絡温度は、破線で示す各相分の瞬時温度を精度よく包絡する波形として算出されていることが分かる。すなわち、包絡線近似誤差を効果的に低減できることが分かる。ここで、図２５（ｂ）は、上述の下限リミッタに関する説明を模式的に示すブロック構成図である。
　このように本実施形態によれば、第１次リミッタ部５８１のリミッタとしての機能により、単周波脈動温度分包絡温度の演算精度を高めることができるので、温度変化の推定精度の向上を図ることができる。これにより、半導体素子の過熱保護を適切に行うことができる。
　なお、上述した説明では、第１次リミッタ部５８１は上限リミッタおよび下限リミッタとしての機能をそれぞれ備える構成となっている。しかしながら、第１次リミッタ部５８１は、上限リミッタとしての機能を単独で備える構成であってもよいし、下限リミッタとしての機能を単独で備える構成であってもよい。かかる構成であっても、上限リミッタまたは下限リミッタとしての効果を奏することとなるため、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。
（第７の実施の形態の変形例）
　この第１次リミッタ部５８１は、前述した各実施形態に示す種々の単周波脈動分抽出フィルタ５６１～５６ｎを備える脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７に対して適用することができる。なお、以下に示す変形例においても、脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第２の実施形態と同様に、次数毎に各要素を備えており、以下、第１次に対応する各要素を中心に説明を行うが、第２次から第ｎ次のそれぞれに対応する各要素についても同様な構成を有する。
　図２６は、本実施形態の変形例の一例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ６３は、第３の実施形態に示した通り、熱時定数τに依存する位相進み補償器６５と、熱抵抗ｒと熱時定数τとフィルタ６３毎の周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）６６とを有している。
　第１次リミッタ部５８１は、図１４に示す上限リミッタおよび図１５に示す下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。これにより、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。
　図２７は、本実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、第１次に対応する各要素として、第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３および第１次のフーリエ係数５７１に加えて第１次リミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる第１次単周波脈動分抽出フィルタ９３は、第６の実施形態に示した通り、熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存する周波数依存ゲイン（ゲイン）と、熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタ９６と、熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタとを備える。なお、周波数依存ゲイン及び２次フィルタは、脈動周波数に依存しない点で共通しているため、１つの構成（９５）として示されている。
　第１次リミッタ部５８１は、図１４に示す上限リミッタおよび図１５に示す下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。これにより、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。
　図２８は、本実施形態の変形例の他の例としての脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７の主要な構成を示すブロック図である。この脈動分包絡温度抽出フィルタ２０７は、単周波脈動分抽出フィルタ７３に加えてリミッタ部５８１を備えている。ここで、本実施形態にかかる単周波脈動分抽出フィルタ７３は、第５の実施形態の第１次単周波脈動分抽出フィルタ７３に示した通り、位相進み補償器７５と、周波数依存ゲイン７６と、ローパスフィルタ７７とを有する。
　リミッタ部５８１は、上限リミッタおよび下限リミッタのいずれか一方または双方の機能を備える。
　図２９は、リミッタ部５８１の一機能である上限リミット値を算出する上限リミッタの構成を示すブロック図である。この上限リミッタとしてのリミッタ部５８１は、上限リミット値算出部３０２を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、脈動分包絡温度の前回値３０６とに基づいて、上限リミット値を算出する。ここで、脈動分包絡温度の前回値３０６は、脈動分包絡温度の１演算周期前の値、すなわち、現在実行中の演算よりも１周期前に実行された演算における脈動分包絡温度に該当する。
　図３０は、リミッタ部５８１の一機能である下限リミット値を算出する下限リミッタの構成を示すブロック図である。この下限リミッタとしての第１次リミッタ部５８１は、下限リミット値算出部３０４を備えており、平均損失算出部２０２により算出された半導体素子の平均損失と、１次のフーリエ係数３０３と、周波数依存ゲイン３０７と、脈動分包絡温度の前回値３０６とに基づいて、下限リミット値を算出する。ここで、周波数依存ゲイン３０６は、図２８に示した周波数依存ゲイン７３と対応する。
　このリミッタ部５８１により、単周波脈動分包絡温度の演算において、包絡線近似誤差を効果的に低減することができる。
（その他の実施の形態）
　上記のように、本発明は、７つの実施形態及びその変形例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
　例えば、図１に示した複数の半導体素子を備える半導体モジュール１０４からなるインバータ装置において、総ての半導体素子について、図３（ｂ）の熱回路網及び平均損失が共通しているとみなせる場合がある。この場合、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度としてもよい。総ての半導体素子について温度推定を行う必要がなくなり、推定演算の負荷を軽減することができる。
　図１に示した複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の中から、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の温度としてもよい。そして、熱回路網又は平均損失の少なくとも一方が異なる半導体素子の数だけ推定演算を行い、インバータ装置が備える複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度を求めてもよい。これにより、推定演算の負荷を軽減することができる。
　本出願は、２０１０年６月３日に出願された日本国特許願第２０１０－１２７３８６号、および２０１０年９月１０日に出願された日本国特許願第２０１０－２０３０９５号に基づく優先権を主張しており、これらの出願の内容が参照により本発明の明細書に組み込まれる。
　電力変換機の制御装置によれば、部分温度変化推定部は、半導体素子の損失、熱抵抗及び熱時定数から平均温度を推定し、熱抵抗、熱時定数及び損失の脈動周波数に基づき、平均損失と脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出し、平均温度と脈動分包絡温度を足し合わせて、半導体素子の温度変化を推定する。これにより、平均温度の飽和状態だけでなく平均温度の過渡状態においても、脈動する温度の極大値を上回る温度を推定して、半導体素子の熱的保護を効果的に行うことができる。よって、本発明に係わる電力変換機の制御装置は、産業上利用可能である。
６５、７５ 位相進み補償器
６６、７６ 周波数依存ゲイン（ゲイン）
７７、８７ ローパスフィルタ
９５ 周波数依存ゲイン（ゲイン）及び２次フィルタ
２０２ 平均損失算出部
２０４ 部分温度変化推定部
２０４１～２０４ｍ 第１組～第ｍ組部分温度変化推定部
２０６ 平均温度推定部
２０７ 脈動分包絡温度抽出フィルタ
５６１～５６ｎ 第１次～第ｎ次単周波脈動分抽出フィルタ（部分フィルタ）

Claims (15)

  1. 　半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、前記半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出部と、
    　前記半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、前記半導体素子の損失及び前記熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定部と、を備え、
    　前記部分温度変化推定部は、
    　前記損失、前記熱抵抗及び前記熱時定数から平均温度を推定する平均温度推定部と、
    　前記熱抵抗、前記熱時定数及び前記損失の脈動周波数に基づき、前記平均損失と前記脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出する脈動分包絡温度抽出フィルタと、を有し、
    　前記部分温度変化推定部は、前記平均温度と前記脈動分包絡温度を足し合わせて、前記半導体素子の温度変化を推定する
    　ことを特徴とする電力変換機の制御装置。
  2. 　前記部分温度変化推定部は、前記半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を２組以上有する熱回路網としてとらえて、前記損失及び前記熱抵抗と熱時定数の組から、前記部分温度の変化を前記組毎に推定し、
    　前記制御装置は、前記組毎に推定された部分温度の変化を合成して、前記半導体素子の温度変化を推定する素子温度変化推定部を更に有する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換機の制御装置。
  3. 　前記脈動分包絡温度抽出フィルタは、前記半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって周波数成分毎に部分フィルタを抽出し、抽出された部分フィルタによる演算結果を合成することによって前記脈動分包絡温度を抽出し、
    　前記周波数成分毎の部分フィルタは、熱抵抗と熱時定数と、前記周波数成分に対応した周波数とに基づいて構成され、
    　前記脈動分包絡温度抽出フィルタは、前記フーリエ級数展開におけるフーリエ係数に基づいて、前記周波数成分毎のフィルタ出力の合成を行う
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換機の制御装置。
  4. 　前記部分フィルタは、それぞれ、
    　熱時定数に依存する位相進み補償器と、
    　熱抵抗と熱時定数と前記部分フィルタ毎の周波数に依存するゲインと、を備え、
    　前記ゲインは、熱抵抗が小さくなるほど小さく設定し、熱時定数が大きくなるほど小さく設定し、前記部分フィルタ毎の周波数が高くなるほど小さく設定し、
    　前記カットオフ周波数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、前記部分フィルタ毎の周波数が低くなるほど低く設定する
    　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換機の制御装置。
  5. 　前記部分フィルタは、それぞれ、熱時定数と前記部分フィルタ毎の周波数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタを更に備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換機の制御装置。
  6. 　各部分フィルタが備えるゲインとして、当該部分フィルタのゲインの総和を使用し、
    　各部分フィルタが備えるローパスフィルタは、各部分フィルタのゲインで重み付け平均した前記カットオフ周波数を使用する
    　ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換機の制御装置。
  7. 　前記脈動分包絡温度抽出フィルタは、前記半導体素子の損失波形をフーリエ級数展開することによって抽出される周波数成分毎の部分フィルタのうち、１次の周波数成分のみの部分フィルタによる演算結果を合成することによって前記脈動分包絡温度を抽出することを特徴とする請求項３～６のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
  8. 　前記部分フィルタは、それぞれ、
    　熱抵抗と熱時定数と脈動周波数に依存するゲインと、
    　熱時定数に依存するカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
    　熱時定数と脈動周波数に依存する固有振動数を持つ２次フィルタと、を備え、
    　前記ゲインは、熱抵抗が小さくなるほど小さく設定し、熱時定数が大きくなるほど小さく設定し、脈動周波数が高くなるほど小さく設定し、
    　前記カットオフ周波数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、
    　前記固有振動数は、熱時定数が大きくなるほど低く設定し、脈動周波数が低くなるほど低く設定する
    　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換機の制御装置。
  9. 　複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、総ての半導体素子について熱回路網及び平均損失が共通しているとみなせる場合、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度とすることを特徴とする請求項１～８のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
  10. 　複数の半導体素子を備えるインバータ装置において、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の中から、任意に選択した１つの半導体素子について推定した温度を、熱回路網及び平均損失が共通している半導体素子の温度とし、
    　前記制御装置は、熱回路網又は平均損失の少なくとも一方が異なる半導体素子の数だけ推定演算を行い、前記インバータ装置が備える複数の半導体素子のうちの最も高温な半導体素子の温度を求める
    　ことを特徴とする請求項１～８のいずれか一項に記載の電力変換機の制御装置。
  11. 　前記部分温度変化推定部は、前記脈動分包絡温度抽出フィルタが抽出した脈動分包絡温度を、所定のリミット値を限度として出力するリミッタ部をさらに有することを特徴とする請求項１～８のいずれか一項に記載された電力変換機の制御装置。
  12. 　前記リミッタ部は、上限リミット値を上限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する上限リミッタであり、
    　前記上限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記脈動周波数をゼロとする前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    　前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記上限リミッタからの出力値により逐次更新される
    　ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換機の制御装置。
  13. 　前記リミッタ部は、下限リミット値を下限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する下限リミッタであり、
    　前記下限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記平均損失が低下した際に最大温度となる相に対応する前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    　前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記下限リミッタからの出力値により逐次更新される
    　ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換機の制御装置。
  14. 　前記リミッタ部は、上限リミット値を上限として前記脈動分包絡温度を制限して出力する上限リミッタをさらに含み、
    　前記上限リミット値は、前記平均損失と、前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値とを入力として、前記脈動周波数をゼロとする前記脈動分包絡温度に関する出力変化量として得られ、
    　前記脈動分包絡温度の１演算周期前の値は、前記上限リミッタからの出力値により逐次更新される
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の電力変換機の制御装置。
  15. 　半導体素子の温度の推定演算を行う周期において、前記半導体素子の平均損失を算出する平均損失算出手段と、
    　前記半導体素子を１つの熱抵抗と熱時定数の組を少なくとも１組有する熱回路網としてとらえて、前記半導体素子の損失及び前記熱抵抗と熱時定数の組から、当該組の部分温度の変化を推定する部分温度変化推定手段と、を備え、
    　前記部分温度変化推定手段は、
    　前記損失、前記熱抵抗及び前記熱時定数から平均温度を推定する平均温度推定手段と、
    　前記熱抵抗、前記熱時定数及び前記損失の脈動周波数に基づき、前記平均損失と前記脈動周波数に依存した脈動温度の極大値を上回る脈動分包絡温度を抽出する脈動分包絡温度抽出フィルタ手段と、を有し、
    　前記部分温度変化推定手段は、前記平均温度と前記脈動分包絡温度を足し合わせて、前記半導体素子の温度変化を推定する
    　ことを特徴とする電力変換機の制御装置。
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