CN102934344B - 电力变换机的控制装置 - Google Patents

Abstract

作为本发明的一形态的电力变换机的控制装置，包括：在进行半导体元件的温度的估计运算的周期中，计算半导体元件的平均损耗的平均损耗计算单元(202)；以及将半导体元件作为至少具有一组的一个热阻和热时常数的组的热网络来捕捉，根据半导体元件的损耗及热阻和热时常数的组，估计该组的部分温度的变化的部分温度变化估计单元(204)。部分温度变化估计单元(204)从半导体元件的损耗、热阻及热时常数中估计平均温度，基于热阻、热时常数及损耗的脉动频率，提取超过依赖于平均损耗和脉动频率的脉动温度的极大值的脉动量包络温度，将平均温度和脉动量包络温度进行总和，从而估计半导体元件的温度变化。

Description

电力变换机的控制装置

技术领域

本发明涉及电力变换机的控制装置。

背景技术

以往，已知避免热击穿来保护逆变器(inverter)装置中的半导体开关元件(以下简略为‘元件’)的技术(参照专利文献1)。

在专利文献1中，从1周期输出电流的平均损耗(loss)来估计元件的平均温度。此外，在1周期输出电流的期间元件的温度几乎不产生脉动的电机转速高的区域中，将平均温度作为估计温度。而且，在1周期输出电流的期间元件温度极大地脉动的电机转速低的区域中，通过对于上述平均温度，乘以基于转速的系数，从而将脉动的温度的峰值作为估计温度。

现有技术文献 

专利文献

专利文献1：特开2000-228882号公报

发明内容

发明要解决的课题

在专利文献1所公开的技术中，在电机转速低的区域中，在与元件的温度变化的时间常数相比，在长得多的时间内，产生一定的损耗而平均温度为饱和的饱和状态下，可以保护元件。但是，在与元件的温度变化的时间常数相比，在短时间内损耗发生变化，元件的平均温度为不饱和的过渡状态下，脉动的温度的极大值超过估计温度，不能保护元件。

本发明鉴于这样的以往的课题而完成，其目的在于，能够提供不仅在平均温度的饱和状态，而且在平均温度的过渡状态中，估计超过脉动的温度的极大值的温度，有效地进行元件的热保护的电力变换机的控制装置。

用于解决课题的方案

本发明的特定特征的电力变换机的控制装置包括：平均损耗计算单元， 在进行半导体元件的温度的估计运算的周期中，计算半导体元件的平均损耗；以及部分温度变化估计单元，将半导体元件作为具有至少一组的一个热阻(thermal resistor)和热时常数(thermal time constant)的组的热网络(thermalnetwork)来捕捉，根据半导体元件的损耗(loss)及热阻和热时常数的组，估计该组的部分温度的变化。部分温度变化估计单元，根据半导体元件的损耗、热阻及热时常数，估计平均温度，基于热阻、热时常数及损耗的脉动频率，提取超过依赖于平均损耗和脉动频率的脉动温度的极大值的脉动量包络温度，将平均温度和脉动量包络温度相加，估计半导体元件的温度变化。

发明效果

根据本发明的电力变换机的控制装置，不仅在平均温度的饱和状态，而且在平均温度的过渡状态中，都能够估计超过脉动的温度的极大值的温度，从而有效地进行半导体元件的热保护。

附图说明

图1是表示包括本发明第1实施方式的电力变换机及其控制装置的电力变换系统的整体结构的概略图。

图2是表示在图1的控制装置中，根据电力变换机和三相交流电机105的运转条件，估计半导体元件的温度的运算处理的概略的方框图。

图3(a)是表示构成半导体模块104的各半导体元件的具体的结构例子的剖面图，图3(b)是表示图3(a)的半导体元件的一例3元的热网络模型的电路图。

图4是表示通过图2的运算处理算出的各元件的波形例子，图4(a)表示相位不同的两个半导体元件A、B的实际的瞬时温度RDAT、RDBT及估计元件温度EDT，图4(b)表示平均温度AVT、瞬时温度RDAT、RDBT和平均温度AVT之间的差分DRA、DRB及脉动量包络温度WIT。

图5是表示第1组部分温度变化估计单元2041包括的脉动量包络温度提取滤波器207的一例详细结构的方框图。

图6是表示图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的第1例的详细结构的方框图。

图7(a)是表示半导体元件A及半导体元件B中的单频脉动损耗SWA、SWB的曲线图，图7(b)是表示半导体元件A及半导体元件B中的单频脉 动温度SGA、SGB和单频脉动量包络温度SWI 1的曲线图。

图8是表示图5的第1次单频脉动部分提取滤波器561(部分滤波器)的第2例的详细结构的方框图。

图9(a)是表示半导体元件A及半导体元件B中的单频脉动损耗SWA、SWB的曲线图，图9(b)是表示半导体元件A及半导体元件B中的单频脉动温度SGA、SGB和单频脉动量包络温度SWI 2的曲线图。

图10是表示图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的第3例的详细结构的方框图。

图11是表示图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的第4例的详细结构的方框图。

图12是表示第1比较例的一例估计元件温度的曲线图，图12(a)表示半导体元件A、B中产生的损耗的时间变化RAL、RBL及平均值AVL，图12(b)表示估计元件温度edt、平均温度AVT、半导体元件A、B的瞬时温度RDAT、RDBT。

图13是表示第7实施方式的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。

图14是表示图13所示的第1次限制器单元581的一功能即计算上限极限值的上限限制器的结构的方框图。

图15是表示图13所示的第1次限制器581的一功能即计算下限极限值的下限限制器的结构的方框图。

图16(a)是例示频率(形成半导体元件的损耗的脉动频率的次数倍(n倍)的频率)ω≠0的情况下的输入波形的曲线图，图16(b)是例示频率ω≠0的情况下的输出波形的曲线图。

图17(a)是例示频率ω≠0的情况下的输入波形的曲线图，图17(b)是例示频率ω≠0的情况下的输出波形的曲线图。

图18是等效地表示从相位超前补偿器65至低通滤波器87的一系列路径(path)的方框图。

图19是表示在与频率ω≠0有关的输出波形上重合与频率ω＝0有关的输出波形(仅第1次单频脉动量包络温度)的结果的图。

图20(a)是例示输出波形的曲线图，图20(b)是示意地表示与上限限制器有关的说明的方框结构图。

图21(a)是例示某个条件下的输入波形的曲线图，图21(b)是例示某个条件下的输出波形的曲线图。

图22(a)是表示图21(a)所示的6相的输入(瞬时损耗)波形的曲线图，图22(b)是表示图21(b)所示的输出(瞬时温度)波形的曲线图。

图23(a)是相当于图22(b)的曲线图，是表示将输入振幅分解为u1和u2前的输出波形的曲线图，图23(b)是表示将图23(a)的输入振幅分解为u1和u2后的输出波形的曲线图。

图24(a)是表示对应于输入振幅u1的最大相的输出波形的曲线图，图24(b)是表示对应于输入振幅u2的最大相的输出波形的曲线图，图24(c)是表示合成的最大相的输出波形的曲线图。

图25(a)是例示输出波形的曲线图，图25(b)是示意地表示与下限限制器有关的说明的方框结构图。

图26是表示作为第5实施方式的变形例的一例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。

图27是表示作为第5实施方式的变形例的其他例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。

图28是表示作为第5实施方式的变形例的其他例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。

图29是表示图28所示的第1次限制器单元581的一功能即计算上限极限值的上限限制器的结构的方框图。

图30是表示图28所示的第1次限制器单元581的一功能即计算下限极限值的下限限制器的结构的方框图。

标号说明

65、75相位超前补偿器

66、76频率依赖性增益(增益)

77、87低通滤波器

95频率依赖性增益(增益)及2次滤波器

202平均损耗计算单元

204部分温度变化估计单元

2041～204m第1组～第m组部分温度变化估计单元

206平均温度估计单元

207脉动量包络温度提取滤波器

561～56n第1次～第n次单频脉动部分提取滤波器(部分滤波器)

具体实施方式

以下参照附图，说明本发明的实施方式。在附图的记载中对同一部分附加同一标号而省略说明。

(第1实施方式)

参照图1，说明包括本发明的第1实施方式的电力变换机及其控制装置的电力交换系统的整体结构。例如，电力交换系统包括：构成将电池101的直流电力变换为用于驱动例如三相交流电机105等的三相感应电动机的交流电力的逆变器装置的半导体模块104；以及控制该半导体模块的电力的大小的控制装置106。

半导体模块104构成使用6个半导体开关元件(以下，简略为‘半导体元件’)的逆变器装置(三相输出逆变器)。具体地说，在电池101的两端子间，将串联连接的两个半导体元件并联地连接3组。串联连接的两个半导体元件之间的电位分别施加到三相交流电机105的三个输入端子上。各半导体元件的控制电极连接到控制装置106，控制装置106对于各半导体元件，利用PWM方式进行电压和频率可变控制。

例如，为了车辆进行按照驾驶员的意图的行驶，控制装置106根据驾驶员的加减速请求，运算从驱动用电机应该产生的扭矩。而且，基于运算的扭矩的大小，通过进行构成半导体模块104的各半导体元件的开关控制，控制从电池101对驱动用电机即三相交流电机105供给的电量。

此外，一般地，半导体模块104的开关频率比三相交流电机105的相电流频率大约高5倍以上，设定在1kHz～10kHz范围。而且，在半导体模块的输入电流107中，大多包含靠近开关频率的频率的波动(ripple)。因此，若将输入电流107从全部蓄电池等的电池101供给，则包含电缆的电池101侧的阻抗102变大，产生超过电力变换系统的结构部件的耐压那样的电压脉动。因此，紧靠半导体模块104，并联地连接阻抗比电池101低的平滑电容器103，抑制上述电压脉动。

构成半导体模块104的各半导体元件，产生与其驱动时流过的电流的大小相应的损耗。而且，半导体元件因该损耗而发热，半导体元件的温度上升。 已知半导体元件的温度过度上升时导致故障。因此，图1的控制装置106进行用于抑制半导体元件的过度温度上升的控制。

为了抑制半导体元件的过度温度上升，例如，在半导体元件的附近安装测温元件的情况下，需要在测温元件和控制装置之间进行绝缘处理，电路结构变得复杂。因此，本发明的第1实施方式的控制装置106，根据电力变换机或三相交流电机105的运转条件，估计半导体元件的温度，基于估计的半导体元件的温度，控制半导体元件的电流量。

参照图2，说明控制装置106根据电力变换机或三相交流电机105的运转条件，估计半导体元件的温度的运算处理的概略。控制装置106具备作为以下所示的平均损耗计算单元202、损耗脉动频率计算单元203、部分温度变化估计单元204、以及元件温度变化估计单元208的运算功能。

平均损耗计算单元202基于三相交流电机105及电力变换机的运转条件201，在进行半导体元件的温度的估计运算的周期中，计算半导体元件的平均损耗。作为对半导体元件的平均损耗主要产生影响的运转条件，例如可列举开关频率、相电流有效值、调制率、功率因数。

损耗脉动频率计算单元203基于三相交流电机105及电力变换机的运转条件201，计算半导体元件的损耗的脉动频率。作为对半导体元件的损耗的脉动频率主要产生影响的运转条件，例如可列举电机转速及极对数。

部分温度变化估计单元204将半导体元件作为具有两组以上(图2中为m组)的一个热阻和热时常数的组的热网络来捕捉，根据半导体元件的损耗及热阻和热时常数的组，估计每组的部分温度的变化。具体地说，部分温度变化估计单元204基于半导体的平均损耗及损耗的脉动频率，对每一个热阻和热时常数的组计算部分温度。

部分温度变化估计单元204根据上述热网络具有的热阻和热时常数的组的数(m)，由第1组部分温度变化估计单元2041、第2组部分温度变化估计单元2042、第3组部分温度变化估计单元2043、...、以及第m组部分温度变化估计单元204m构成。

第1组～第m组部分温度变化估计单元2041～204m各自包括：根据半导体元件的损耗、热阻及热时常数来估计平均温度的平均温度估计单元206；以及基于热阻、热时常数及损耗的脉动频率，提取超过依赖于平均损耗和脉动频率的脉动温度的极大值的脉动量包络温度的脉动量包络温度提取滤波器 207。第1组～第m组部分温度变化估计单元2041～204m各自将平均温度和脉动量包络温度相加，估计每组的部分温度的变化。

元件温度变化估计单元208将对每组估计的部分温度的变化进行合成，估计半导体元件的温度变化。

参照图3，说明作为具有3组热阻和热时常数的组的热网络来捕捉的半导体元件。图3(a)表示一个半导体元件的剖面结构。图3(a)的半导体元件具有形成了该半导体元件的半导体芯片11通过多个基板13、15、16及多个连接层12、14连接到散热片17的叠层结构。半导体芯片11的损耗产生的热，经由该层叠结构传递到散热片17内的冷却液18。因此，从半导体芯片11到冷却液18之间，设定多个点j、c、f、w，规定j-c间的热阻rjc及热时常数rjccj、c-f间的热阻rcf及热时常数rcfcc、f-w间的热阻rfw及热时常数rfwcf。由此，可以将图3(a)的半导体元件，如图3(b)所示，作为具有3组热阻r和热时常数(τ＝r·c)的组的热网络来捕捉。

在图2所示的部分温度变化估计单元204中，表示了基于图3的热网络模型，将半导体元件作为具有m组热阻和热时常数的组的热网络来捕捉的情况。即，表示了部分温度变化估计单元204在图3(a)的半导体芯片11到冷却液18之间，设定了m+1个点的情况。

参照图4，表示通过图2的运算处理算出的各元件的波形例子。图4的横轴表示时间，纵轴表示元件温度。图4(a)表示通电相位不同的两个半导体元件A、B的实际瞬时温度RDAT、RDBT以及从元件温度变化估计单元208输出的估计元件温度EDT。图4(b)表示半导体元件A、B共同的平均温度AVT、瞬时温度RDAT、RDBT和平均温度AVT之间的差分DRA、DRB、以及半导体元件A、B共同的脉动量包络温度WIT。

如图4(b)所示，可知脉动量包络温度WIT超过了半导体元件A、B的实际瞬时温度RDAT、RDBT和平均温度AVT之间的差分DRA、DRB的极大值。如图4(a)所示，可知估计元件温度EDT超过了半导体元件A、B的实际瞬时温度RDAT、RDBT的极大值。

此外，脉动量包络温度WIT及估计元件温度EDT，不仅在半导体元件的平均温度为饱和的饱和状态，而且在半导体元件的平均温度为不饱和的过渡状态中，都分别超过差分DRA、DRB的极大值及瞬时温度RDAT、RDBT的极大值。

详细地说，不仅在饱和状态，而且在过渡状态中，脉动量包络温度WIT都发生变迁，以包络差分DRA、DRB的极大值。同样地，估计元件温度EDT发生变迁，以包络瞬时温度RDAT、RDBT的极大值。

更详细地说，不仅在饱和状态，而且在过渡状态中，脉动量包络温度WIT的曲线都形成对于差分DRA、DRB的曲线的包络线仅移动了规定温度至上方的曲线。同样地，估计元件温度EDT的曲线形成对于瞬时温度RDAT、RDBT的曲线的包络线仅移动了规定温度至上方的曲线。

(第1比较例)

图12(a)及图12(b)是表示第1比较例的一例估计元件温度的曲线图。第1比较例是专利文献1所公开的技术。横轴上获取时间，图12(a)的纵轴上表示在半导体元件中发生的损耗，图12(b)的纵轴上表示半导体元件的温度。图12(a)表示半导体元件A、B中产生的损耗的时间变化RAL、RBL及其平均值AVL，图12(b)表示估计元件温度edt、半导体元件A、B的平均温度AVT、半导体元件A、B的瞬时温度RDAT、RDBT。

时刻t0以前半导体元件A及B的损耗都为“0”，温度也饱和。在时刻t0以后开始对电机通电，产生一定的平均损耗，元件温度上升而转向饱和状态。

半导体元件A及B，尽管一电流周期的平均损耗相等，但由于通电相位为不同的关系，所以对应电机旋转角的瞬时损耗的变迁不同。此外，半导体元件A及B的温度，根据一电流周期的平均损耗算出的平均温度AVT，在半导体元件A、B中是共同的，但瞬时温度产生脉动。

如图12(a)及图12(b)所示，例如，在三相交流电机105的电机转速低的区域中，在比半导体元件的温度变化的时间常数长得多的时间产生一定的损耗的情况下，成为半导体元件的平均温度饱和的饱和状态。在专利文献1所公开的技术中，由于可以估计超过脉动的温度的极大值的温度，所以可以保护半导体元件。但是，在比半导体元件的温度变化的时间常数短的时间中损耗发生变化，在元件的平均温度不饱和的过渡状态中，脉动的温度的极大值超过估计温度，不能保护半导体元件。

对此，本发明的第1实施方式的电力变换机的控制装置106，不仅在平均温度的饱和状态，而在平均温度的过渡状态中，都可以估计超过脉动的温度的极大值的温度，有效地进行半导体元件的热保护。

而且，在本发明的第1实施方式中，将半导体元件作为具有两组以上的热阻和热时常数的组的热网络来捕捉，估计每组的部分温度的变化，将对每组估计的部分温度的变化进行合成，从而估计半导体元件的温度变化。由此，可以提高半导体元件的温度的估计精度。

(第2比较例)

第2比较例是特开平9-233832号公报所公开的技术。在第2比较例中，在能够检测逆变器的输出电流的变化的足够短的周期中，根据半导体元件的损耗而逐次运算半导体元件的温度。电机的转速越高，输出电流的变化率越大，有必要缩短运算周期。此外，有必要按照相当于半导体元件的通电电流模式(pattern)及开关模式不同的数，单独地估计温度。即，运算量与相数成比例地增加。因此，控制装置内的CPU的运算负荷增大。

对此，在本发明的第1实施方式中，使用半导体元件的平均损耗，所以在能够检测电机扭矩的变化的运算周期(2毫秒以上)中计算损耗即可。因此，可以减轻运算负荷。

再有，本实施方式不限定于将半导体元件作为具有两组以上的热阻和热时常数的组的热网络来捕捉的情况。并不介意将半导体元件作为具有一组的热阻和热时常数的组的热网络来捕捉。该情况下，不需要将对每组估计的多个部分温度的变化进行合成的处理，将上述一组的部分温度的变化直接作为半导体元件的温度变化来估计。由此，能够减轻控制装置106的运算负荷。

(第2实施方式)

参照图5，说明第1组～第m组部分温度变化估计单元2041～204m各自包括的脉动量包络温度提取滤波器207的一例详细的结构。这里，以第1组部分温度变化估计单元2041包括的脉动量包络温度提取滤波器207为例来说明，但第2组部分温度变化估计单元2042～第m组部分温度变化估计单元204m包括的脉动量包络温度提取滤波器207也具有同样的结构。此外，图2的控制装置106中的其他运算处理的结构与第1实施方式是同样的，省略一部分的图示及说明。

脉动量包络温度提取滤波器207通过将半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开而对每个频率分量提取部分滤波器，通过将提取的部分滤波器产生的运算结果进行合成而提取脉动量包络温度。

每频率分量的部分滤波器基于热阻和热时常数、对应于频率分量的频率 而构成。而且，基于傅里叶级数展开中的傅里叶系数，进行每频率分量的滤波器输出的合成。

具体地说，脉动量包络温度提取滤波器207具有对半导体元件的损耗波形中的损耗脉动频率的每个次数计算单频脉动量包络温度的单频脉动量提取滤波器(部分滤波器)。这里，作为一例，说明脉动量包络温度提取滤波器207具有将第1次～第n次的单频脉动量包络温度各自计算的第1次单频脉动量提取滤波器561、第2次单频脉动量提取滤波器562、...、及第n次单频脉动量提取滤波器56n的情况。

通过对于第1次～第n次的单频脉动量包络温度的各个温度，乘以第1次、第2次、...、第n次的傅里叶系数571、572、...、57n，进而将它们进行合成，计算脉动量包络温度。再有，第1次～第n次的傅里叶系数571～57n，对应于通过将半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开所获得的损耗脉动频率的次数。而且，通过在算出的脉动量包络温度中合成由平均温度估计单元206算出的平均温度来计算第1组的部分温度。

这样，在第2实施方式中，脉动量包络温度提取滤波器207通过将半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开而对每个频率分量提取部分滤波器，通过将提取的部分滤波器产生的运算结果进行合成而提取脉动量包络温度。由此，可以提高温度变化的估计精度。

(第2实施方式的变形例)

脉动量包络温度提取滤波器207也可以在将半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开所提取的每个频率分量的单频脉动量提取滤波器中，通过合成仅1次频率分量的单频脉动量提取滤波器产生的运算结果来提取脉动量包络温度。由此，可以抑制温度变化的估计精度的下降，并且减轻脉动量包络温度提取滤波器207的运算负荷。

例如，在图5中，脉动量包络温度提取滤波器207将对于从第1次单频脉动量提取滤波器561提取的第1次的单频脉动量包络温度乘以第1次傅里叶系数571所得的温度直接作为脉动量包络温度来计算。

(第3实施方式)

参照图6，说明图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的一例详细的结构。这里，以第1次单频脉动量提取滤波器561为例来说明，但其他的第2次单频脉动量提取滤波器562、...、及第n次单频脉动量提取 滤波器56n也具有同样的结构。此外，图2的控制装置106中的其他运算处理的结构与第1实施方式是同样的，省略一部分的图示及说明。

如图6所示，第1次单频脉动量提取滤波器63包括：依赖于热时常数τ的相位超前补偿器65；以及依赖于热阻r、热时常数τ和每个滤波器63的频率的频率依赖性增益(增益(gain))66。热阻r越小，频率依赖性增益66设定得越小，热时常数τ越大，频率依赖性增益66设定得越小，每个滤波器63的频率越高，频率依赖性增益66设定得越小。此外，热时常数τ越大，截止频率设定得越低，每个滤波器63的频率越低，截止频率设定得越低。

图6所示的相位超前补偿器65的结构(算式)表示热时常数τ、热阻r的情况。图6所示的频率依赖性增益66的结构(算式)表示将形成半导体元件的损耗的脉动频率的次数倍(n倍)的频率设为ω的情况。

对于由平均损耗计算单元202算出的半导体元件的平均损耗，通过进行相位超前补偿器65及频率依赖性增益66中所示的运算处理，可以计算第1次单频脉动量包络温度。

同样地，如果计算第2次～第n次的单频脉动量包络温度，将它们合成，则算出图5的脉动量包络温度，如果进一步将脉动量包络温度和平均温度进行合计，则算出第1组的部分温度。

说明图6所示的相位超前补偿器65及频率依赖性增益66的结构(算式)。在时刻t＜0中半导体元件的损耗p＝0，在时刻t≥0中，根据式(1)，考虑被定义损耗p的情况。

p＝sin(ωt+θ)   ...(1)

在作为热阻r、热时常数τ表示的散热系统中，温度T通过式(2)表示。再有，式(2)中的cosφ及sinφ通过式(3)表示。

$T=\frac{\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}\×\cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r...\left(2\right)$

$\cos \mathrm{\φ}=\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}},$ $\sin \mathrm{\φ}=-\frac{\mathrm{\τ\ω}}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}...\left(3\right)$

对于式(2)，代入式(4)所得的包络温度通过式(5)表示。

cos(ωt+θ+φ)＝1，cos(θ+φ)＝-1   ...(4) 

$T=\frac{e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}+1}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r...\left(5\right)$

将式(5)进行拉普拉斯变换，用于计算包络温度T的传递函数通过式(6)表示。

$\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2+{\mathrm{\ω}}^2}}\frac{1+2\mathrm{\τs}}{1+\mathrm{\τs}}r...\left(6\right)$

可知式(6)是组合了图6所示的相位超前补偿器65及频率依赖性增益66的结构(算式)所得的结构。 

图7(a)是表示半导体元件A及半导体元件B的单频脉动损耗SWA、SWB的曲线图，图7(b)是表示半导体元件A及半导体元件B的单频脉动温度SGA、SGB及单频脉动量包络温度SWI1的曲线图。

在半导体元件A及B之间，在脉动的损耗及温度上产生相位差。在图7(a)的脉动的损耗的极大值上没有差，但相位差大时，在图7(b)的脉动的温度的极大值上产生差。对此，如图7(b)所示，可知根据第3实施方式算出的单频脉动量包络温度SWI1超过了过渡状态中的半导体元件A及B双方的脉动的温度的极大值。

如以上说明，根据第3实施方式，通过将单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)用相位超前补偿器65和频率依赖性增益(增益)66构成，可以高精度地计算第1次的单频脉动量包络温度。

(第4实施方式)

参照图8，说明图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的其他例子的详细的结构。第4实施方式的第1次单频脉动量提取滤波器83的不同在于，在图6的第1次单频脉动量提取滤波器63中，还包括具有热时常数和依赖于每个滤波器83的频率的截止频率的低通滤波器87。对于其他的结构，与图6相同。

对于进行频率依赖性增益66所示的运算处理所得的第1次单频脉动量包络温度，使其通过低通滤波器87。

图9(a)是表示半导体元件A及半导体元件B的单频脉动损耗SWA、SWB的曲线图，图9(b)是表示半导体元件A及半导体元件B的单频脉动温度SGA、SGB及单频脉动量包络温度SWI2的曲线图。

根据第4实施方式算出的单频脉动量包络温度SWI2，与上述单频脉动 量包络温度SWI1同样，超过过渡状态中的半导体元件A及B双方的脉动的温度的极大值。此外，单频脉动量包络温度SWI2通过低通滤波器87，可以将过渡状态中的上升的极大值抑制得低，提高估计精度。

(第5实施方式)

参照图10，说明图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的其他例子的详细的结构。在第5实施方式中，形成将第1次～第n次单频脉动量提取滤波器合成为一个的滤波器结构，以降低运算负荷。

具体地说，脉动部分提取滤波器73包括：相位超前补偿器75；频率依赖性增益76；以及低通滤波器77。相位超前补偿器75对各单频脉动滤波器是共同的，与图6和图8所示的相位超前补偿器65相同。

对此，作为频率依赖性增益76，使用将第1次～第n次单频脉动量提取滤波器具备的频率依赖性增益进行总和的增益。而且，作为低通滤波器77，使用以各单频脉动量提取滤波器的频率依赖性增益加权平均所得的截止频率。

具体地说，图10所示的频率依赖性增益76的变量Γ通过式(7)表示，低通滤波器77的变量Ω通过式(8)表示。其中，将损耗脉动频率设为ω，将第k次傅里叶系数设为ck。

$\mathrm{\Γ}=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n{K}_n=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}}...\left(7\right)$

$\mathrm{\Ω}=\frac{1}{\mathrm{\Γ}}\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n{K}_n{\mathrm{\ω}}_n=\frac{1}{\mathrm{\Γ}}\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n{K}_n\sqrt{{\left(\frac{1}{2\mathrm{\τ}}\right)}^2+{\left(\mathrm{n\ω}\right)}^2}...\left(8\right)$

如以上说明，根据第5实施方式，通过使用作为脉动部分提取滤波器共同的频率依赖性增益76及低通滤波器77，与使用各单频脉动量提取滤波器的结构比较，可以减轻运算负荷。

(第6实施方式)

参照图11，说明图5的第1次单频脉动量提取滤波器561(部分滤波器)的其他例子的详细的结构。这里，以第1次单频脉动量提取滤波器561为例来说明，但其他的第2次单频脉动量提取滤波器562、...、及第n次单频脉动量提取滤波器56n也具有同样的结构。此外，图2的控制装置106中的其他运算处理的结构与第1实施方式是同样的，省略一部分的图示及说明。

图11所示的第1次单频脉动量提取滤波器93，与图6、图8、及图10所示的第1次单频脉动量提取滤波器相比，其传递函数不同，其他结构是共同的。

具体地说，第1次单频脉动量提取滤波器93包括：依赖于热阻、热时常数和脉动频率的频率依赖性增益(增益)；具有依赖于热时常数的截止频率的低通滤波器96；以及具有依赖于热时常数和脉动频率的固有振动数的2次滤波器(secondary filter)。频率依赖性增益及2次滤波器，在依赖于脉动频率方面是共同的，所以作为一个结构(95)来图示。

热阻r越小，频率依赖性增益设定得越小，热时常数τ越小，频率依赖性增益设定得越小，脉动频率越高，频率依赖性增益设定得越小。热时常数τ越大，截止频率设定得越低。热时常数τ越大，固有振动数设定得越低，脉动频率越低，固有振动数设定得越低。

在式(2)中，对式(2)不代入式(4)，而对每个t求T为极大的θ，通过算式展开，可以求式(9)。而且，可以根据式(9)，通过拉普拉斯变换而求图11所示的传递函数。

$T^2=\frac{e^{-\frac{2t}{\mathrm{\τ}}}-2e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}\×\cos \mathrm{\ωt}+1}{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}...\left(9\right)$

如以上说明，根据第6实施方式，通过将单频脉动量提取滤波器93的传递函数分为依赖于脉动频率的频率依赖性增益及2次滤波器(95)、以及不依赖于脉动频率的低通滤波器96来构成，可以提高估计精度。

(第7实施方式)

说明第1组～第m组部分温度变化估计单元2041～204m各自包括的脉动量包络温度提取滤波器207的其他例子的详细的结构。这里，以第1组部分温度变化估计单元2041包括的脉动量包络温度提取滤波器207为例来说明，但第2组部分温度变化估计单元2042～第m组部分温度变化估计单元204m各自包括的脉动量包络温度提取滤波器207也具有同样的结构。此外，与第2实施方式同样，脉动量包络温度提取滤波器207对每个次数包括各元件，以下，以对应于第1次的各元件为中心进行说明，但对于从第2次到第n次的各自对应的各元件也具有同样的结构。

图13是表示本实施方式的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。作为本实施方式的一个特征，脉动量包络温度提取滤波器207，除了第1次单频脉动量提取滤波器83和第1次傅里叶系数571作为对应于第1次的各元件以外，还包括第1次限制器单元581，该第1次限制器单元581配置在与第1次傅里叶系数571乘法运算的乘法器的后级。第1次限制器单元581具备作为上限限制器和下限限制器的功能，将乘以第1次傅里叶系数571的第1次单频脉动量包络温度限制在规定的上限极限值和下限极限值的范围内输出。这里，如第4实施方式所示那样，本实施方式的第1次单频脉动量提取滤波器83包括：依赖于热时常数τ的相位超前补偿器65；依赖于热阻r、热时常数τ和每个滤波器63的频率的频率依赖性增益(增益)66；以及具有依赖于热时常数和每个滤波器83的频率的截止频率的低通滤波器87。

图14是表示第1次限制器单元581的一功能即计算上限极限值的上限限制器的结构的方框图。作为该上限限制器的第1次限制器单元581，包括上限极限值计算单元302，基于平均损耗计算单元202算出的半导体元件的平均损耗、1次傅里叶系数303、以及第1次单频脉动量包络温度的上一次值301，计算上限极限值。

上限极限值运算单元302根据式(10)，计算上限极限值。

$y^{,}=\frac{\mathrm{\Δt}}{\mathrm{\τ}}(u-y)...\left(10\right),$

在式(10)中，y’是上限极限值，u是对半导体元件的平均损耗乘以第1次傅里叶系数303和热阻r后的值。此外，y是第1次单频脉动量包络温度的上一次的值301，即第1次单频脉动量包络温度的1运算周期前的值，即，相当于比当前执行中的运算前1周期执行的运算中的第1次单频脉动量包络温度。该情况下，比较第1次单频脉动量包络温度的1运算周期前的值和上限极限值的1运算周期前的值，在前者的值小的情况下，第1次单频脉动量包络温度的上一次值301为前者的值，在前者的值大的情况下，第1次单频脉动量包络温度的上一次值301为后者的值。而且，在前者的值大的情况下，上限极限运算单元302具有作为普通的一次延迟滤波器的功能。

图15是表示第1次限制器单元581的一功能即计算下限极限值的下限限制器的结构的方框图。作为该下限限制器的第1次限制器单元581，包括下限极限值计算单元304，基于平均损耗计算单元202算出的半导体元件的平均损耗、1次傅里叶系数303、频率依赖性增益305、以及第1次单频脉动量包络温度的上一次值301，计算下限极限值。

下限极限值运算单元304根据上述式(10)，计算下限极限值。该情况下，式(10)中的y’是下限极限值，u是对半导体元件的平均损耗乘以第1次傅里叶系数303和频率依赖性增益305及热阻r后的值。这里，频率依赖性增益305与图13所示的频率依赖性增益66对应。此外，y是第1次单频脉动量包络温度的上一次的值301。该情况下，比较第1次单频脉动量包络温度的1运算周期前的值和下限极限值的1运算周期前的值，在前者的值大的情况下，第1次单频脉动量包络温度的上一次值301为前者的值，在后者的值小的情况下，第1次单频脉动量包络温度的上一次值301为后者的值。而且，在前者的值小的情况下，下限极限运算单元304具有作为普通的一次延迟滤波器的功能。

该第1次限制器单元581在利用上限限制器功能运算的上限极限值和利用下限限制器功能运算的下限极限值的范围中进行限制并输出第1次单频脉动量包络温度。即，在输入的值小于上限极限值并且大于下限极限值的情况下，第1次限制器单元581将输入的值直接作为第1次单频脉动量包络温度输出。另一方面，在输入的值为上限极限值以上的情况下，第1次限制器单元581取代输入的值而将上限极限值作为第1次的单频脉动量包络温度输出，在输入的值为下限极限值以下的情况下，取代输入的值而将下限极限值作为第1次的单频脉动量包络温度输出。

这样的运算，对于第2次～第n次的单频脉动量包络温度也同样地在上限极限值和下限极限值的范围内计算，如果合成它们，则算出图5的脉动量包络温度，而且如果合计脉动量包络温度和平均温度，则算出第1组的部分温度。

以下，说明第1次限制器单元581的一功能即上限限制器的细节。首先，着眼于第1次单频脉动量提取滤波器83(参照图13)中的、从相位超前补偿器65经由频率依赖性增益(增益)66至低通滤波器87的一连串路径(path)。

首先，图16例示频率ω≠0的情况下的输入输出波形。这里，频率ω表示形成半导体元件的损耗的脉动频率的次数倍(n倍)的频率。在图16中，虚线表示6相的输入(瞬时损耗)和输出(瞬时温度)，实线表示不适用第1次限制器单元581的上限限制器的情况，即，表示第4实施方式所示的有关第1次单频脉动量提取滤波器83的输入(平均损耗的振幅)和输出(第1次单频脉动量包络温度)。对此，图17表示频率ω＝0的情况下的输入输出波形。 在图17中，虚线表示6相的输入(瞬时损耗)和输出(瞬时温度)，实线表示有关第4实施方式所示的第1次单频脉动量提取滤波器83的输入(平均损耗的振幅)和输出(第1次单频脉动量包络温度)。

从相位超前补偿器65至低通滤波器87的一连串路径，在频率ω＝0中，可以与图18下段所示的方框图(等价方框图)181等价地处理。这里，图19是表示在有关频率ω≠0的输出波形中仅重合有关频率ω＝0的输出波形中的第1次单频脉动量包络温度所得的结果的曲线图。在图19中，实线Lb表示频率ω＝0中的第1次单频脉动量包络温度，实线Lr表示频率ω≠0中的第1次单频脉动量包络温度。

在物理现象上，频率ω＝0的部分温度(限定为电流值为最大的通电相位的部分温度(实线Lb))，大于频率ω≠0的部分温度(与所有的通电相位有关的部分温度(虚线))。但是，包络线近似(实线Lr)的结果，如图19所示，温度上升后就引起实线Lr暂时地超过实线Lb的反转现象。因此，为了降低包络线近似误差，将频率ω＝0的温度上升特性作为限制器来利用。

将图18的下段所示等价方框图181，使用控制装置的运算周期Δt以差分形式进行变换，作为式(11)所示的输出的变化量(Δy/Δt)来表现。

$\frac{\mathrm{\Δy}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{1}{\mathrm{\τ}}(r\·u-y)...\left(11\right)$

式(11)的变化量表示频率ω＝0的变化量，具有大于频率ω≠0中的输出的变化量的趋势。因此，在本实施方式中，对每个运算周期逐次地运算该输出的变化量，将它设为上限极限值。

图20是表示第1次限制器单元581中的上限限制器的效果的图。在图20(a)中，实线Lb表示不适用上限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度，实线Lr表示适用上限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度。如图20(a)所示，可知适用上限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度，作为将虚线所示的各相的瞬时温度高精度地包络的波形来计算。即，利用第1次限制器单元581的上限限制器，可以有效地降低包络线近似误差。这里，图20(b)是示意地表示有关上述上限限制器的说明的方框结构图。

接着，说明上述第1次限制器单元581的一功能即下限限制器的细节。首先，与有关上限限制器的说明同样，着眼于第1次单频脉动量提取滤波器 83(参照图13)中的、从相位超前补偿器65经由频率依赖性增益(增益)66至低通滤波器87的一连串路径(path)。

首先，图21例示某一条件下的输入输出波形。在该图中，虚线表示6相的输入(瞬时损耗)和输出(瞬时温度)，实线表示不适用第1次限制器单元581的下限限制器的情况，即，表示第4实施方式所示的有关第1次单频脉动量提取滤波器83的输入(平均损耗的振幅)和输出(第1次单频脉动量包络温度)。从图21可知，在输入(平均损耗的振幅)变化到下侧的情况下，利用相位超前补偿器65的效果，包络温度运算过渡性地不具有顺畅的功能，第1次单频脉动量包络温度低于瞬时温度(实际温度)。该情况下，有可能不能适当地进行半导体元件的过热保护。

图22是表示图21所示的6相的输入(瞬时损耗)和输出(瞬时温度)的输入输出波形。在图22中，实线表示在切换平均损耗时达到最大温度的相(以下，简单地称为‘最大相’)的输入输出波形，虚线表示除此以外的相的输入输出波形。若着眼于实线的变迁，则可知输出的包络线超过所有的通电相的输出。因此，在本实施方式中，将该特性作为下限限制器来利用。

首先，如图23所示，定义为在时刻t＝0(横轴)中输入振幅从u’变化到u后，将输入振幅分解为两个输入振幅u1、u2，以使输入振幅为u’＝u1、u＝u1+u2。而且，分别导出对分解的各个输入振幅u1、u2的输出波形的算式。

对应于输入振幅u1的全部输出f1，对于与输入输出响应的基本式(上述式(2))对应的式(12)，作为删除过渡项的式(13)来表现。

$f(\mathrm{\θ},t)=\frac{\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}\·\cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_1...\left(12\right)$

$f_1(\mathrm{\θ},t)=\frac{\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_1...\left(13\right)$

而且，实线所示的最大相，在时刻t＝0通电相位角θ取极大值。由此，可知θ＝-φ。该情况下，对应于输入振幅u1的、实线表示的最大相的输出(图24(a))用式(14)表示。

$f_1(-\mathrm{\φ},t)=\frac{\cos \mathrm{\ωt}}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_1...\left(14\right)$

对此，对应于输入振幅u2的全部输出f2，通过与上述式(12)、式(13)同样的概念来表示。此外，通过代入通电相位角θ＝-φ，对应于输入振幅u2的、实线表示的最大相的输出(图24(b))用式(15)表示。

$f_1(-\mathrm{\φ},t)=\frac{\cos \mathrm{\ωt}-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_2...\left(15\right)$

由此，在图24(c)中实线表示的最大相的输出，作为将全部输出f1和全部输出f2合成所得的输出波形f3，用式(16)表示。

$f_3\left(t\right)=f_1\left(t\right)+f_2\left(t\right)$

$=\frac{\cos \mathrm{\ωt}}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_1+\frac{\cos \mathrm{\ωt}-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}r\·u_2$

$=\frac{r}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}\{\cos \mathrm{\ωt}\·(u_1+u_2)-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}\·u_2\}...\left(16\right)$

该输出波形f3的包络线波形用式(17)表示。

$y=f_3{\left(t\right)}_{\cos \mathrm{\ωt}=1}$

$=\frac{r}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}\{u_1+(1-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}})\·u_2\}$

$=\frac{r}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}(u-e^{-\frac{t}{\mathrm{\τ}}}\·u_2)...\left(17\right)$

将式(17)使用控制装置的运算周期Δt以差分形式进行变换，作为式(18)所示的输出的变化量(Δy/Δt)来表现。

$\frac{\mathrm{\Δy}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{1}{\mathrm{\τ}}(\frac{r}{\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\ω}}^2}}\·u-y)...\left(18\right)$

在本实施方式中，将该输出的变化量对每个运算周期逐次运算，并将它设为下限极限值。

图25是表示第1次限制器581中的下限限制器的效果的图。在图25(a)中，实线Lb表示不适用下限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度，实线Lr表示适用下限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度。如图25(a)所示，可知适用下限限制器的情况下的第1次单频脉动量包络温度，作为将虚线所示的各相的瞬时温度高精度地包络的波形来计算。即，可知能够有效地降低包络线近似误差。这里，图25(b)是示意地表示有关上述下限限制器的说明的方框结构图。

于是，根据本实施方式，利用作为第1次限制器581的限制器的功能，可以提高单频脉动温度的包络温度的运算精度，所以可以实现提高温度变化的估计精度。由此，可以适当地进行半导体元件的过热保护。

再有，在上述说明中，第1次限制器单元581成为分别包括作为具有上限限制器和下限限制器的功能的结构。但是，第1次限制器单元581也可以是以单独方式包括作为具有上限限制器的功能的结构，也可以是以单独方式包括作为具有下限限制器的功能的结构。即使这样的结构，也具有作为上限限制器或下限限制器的效果，所以可以有效地降低包络线近似误差。

(第7实施方式的变形例)

对于包括上述各实施方式所示的各种单频脉动量提取滤波器561～56n的脉动量包络温度提取滤波器207，可以适用该第1次限制器单元581。再有，在以下所示的变形例中，与第2实施方式同样，脉动量包络温度提取滤波器207对每个次数包括各元件，以下，以对应于第1次的各元件为中心进行说明，但对于分别对应于从第2次到第n次的各元件，也具有同样的结构。

图26是表示作为本实施方式的一例变形例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。该脉动量包络温度提取滤波器207，除了包括第1次单频脉动量提取滤波器63和第1次傅里叶系数571作为对应于第1次的各元件以外，还包括第1次限制器单元581。如第3实施方式所示，本实施方式的第1次单频脉动量提取滤波器63包括：依赖于热时常数τ的相位超前补偿器65；以及依赖于热阻r、热时常数τ和每个滤波器63的频率的频率依赖性增益(增益)66。

第1次限制器单元581包括图14所示的上限限制器和图15所示的下限限制器的其中一方或双方的功能。由此，在单频脉动量包络温度的运算中，可以有效地降低包络线近似误差。

图27是表示作为本实施方式的其他例子的变形例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。该脉动量包络温度提取滤波器207，除了包括第1次单频脉动量提取滤波器93和第1次傅里叶系数571作为对应于第1次的各元件以外，还包括第1次限制器单元581。这里，如第6实施方式所示，本实施方式的第1次单频脉动量提取滤波器93包括：依赖于热阻、热时常数和脉动频率的频率依赖性增益(增益)；具有依赖于热时常数的截止频率的低通滤波器96；以及具有依赖于热时常数和脉动频率的固有振动数的 2次滤波器(secondary filter)。再有，频率依赖性增益及2次滤波器，在依赖于脉动频率的方面是共同的，所以作为一个结构(95)来表示。

第1次限制器单元581包括图14所示的上限限制器和图15所示的下限限制器的其中一方或双方的功能。由此，在单频脉动量包络温度的运算中，可以有效地降低包络线近似误差。

图28是表示作为本实施方式的其他例子的变形例的脉动量包络温度提取滤波器207的主要结构的方框图。该脉动量包络温度提取滤波器207，除了包括单频脉动量提取滤波器73以外，还包括限制器单元581。这里，如第5实施方式的第1次单频脉动量提取滤波器73所示，本实施方式的单频脉动量提取滤波器73包括：相位超前补偿器75；频率依赖性增益76；以及低通滤波器77。

限制器581具备上限限制器和下限限制器的其中一方或双方的功能。

图29是表示限制器581的一功能即计算上限极限值的上限限制器的结构的方框图。作为该上限限制器的限制器单元581，包括上限极限值计算单元302，基于平均损耗计算单元202算出的半导体元件的平均损耗、1次傅里叶系数303、以及脉动量包络温度的上一次值306，计算上限极限值。这里，脉动量包络温度的上一次值306，相当于脉动量包络温度的1运算周期前的值，即，相当于在比当前执行中的运算前1周期中执行的运算中的脉动量包络温度。

图30是表示限制器581的一功能即计算下限极限值的下限限制器的结构的方框图。作为该下限限制器的第1次限制器单元581，包括下限极限值计算单元304，基于平均损耗计算单元202算出的半导体元件的平均损耗、1次傅里叶系数303、频率依赖性增益307、以及脉动量包络温度的上一次值306，计算下限极限值。这里，频率依赖性增益307与图28所示的频率依赖性增益76对应。

利用该限制器单元581，在单频脉动量包络温度的运算中，可以有效地降低包络线近似误差。

(其他实施方式)

如上所述，本发明通过七个实施方式及其变形例来记载，但不应该理解为形成该公开的一部分的论述及附图是限定本发明的展示。从该公开中，本 领域技术人员当然明白各种各样的替代实施方式、实施例及应用技术。

例如，在包括图1所示的多个半导体元件的半导体模块104构成的逆变器装置中，对于全部的半导体元件，有被看作图3(b)的热网络及平均损耗为共同的情况。该情况下，也可以将对于任意地选择的一个半导体元件估计的温度，作为多个半导体元件中最高温度的半导体元件的温度。不必对全部的半导体元件进行温度估计，可以减轻估计运算的负荷。

在包括图1所示的多个半导体元件的逆变器装置中，也可以从热网络和平均损耗为共同的半导体元件中，将对于任意地选择的一个半导体元件估计的温度，作为热网络及平均损耗为共同的半导体元件的温度。而且，也可以进行热网络或平均损耗的至少一方不同的半导体元件的数的估计运算，求逆变器装置包括的多个半导体元件中的最高温度的半导体元件的温度。由此，可以减轻估计运算的负荷。

本申请要求基于2010年6月3日提交的日本专利申请第2010-127386号、以及2010年9月10日提交的日本专利申请第2010-203095号的优先权，这些申请的内容通过参照而引入到本发明的说明书中。

工业实用性

根据电力变换机的控制装置，部分温度变化估计单元从半导体元件的损耗、热阻及热时常数来估计平均温度，基于热阻、热时常数及损耗的脉动频率，提取超过依赖于平均损耗和脉动频率的脉动温度的极大值的脉动量包络温度，将平均温度和脉动量包络温度相加，从而估计半导体元件的温度变化。由此，不仅在平均温度的饱和状态下，而且在平均温度的过渡状态中，都可以估计超过脉动的温度的极大值的温度，有效地进行半导体元件的热保护。因此，本发明的电力变换机的控制装置有工业实用性。

Claims (14)

1.电力变换机的控制装置，其特征在于，包括：

平均损耗计算单元，在进行半导体元件的温度的估计运算的周期中，计算所述半导体元件的平均损耗；以及

部分温度变化估计单元，将所述半导体元件作为具有至少一组的一个热阻和热时常数的组的热网络来捕捉，根据所述半导体元件的损耗及所述热阻和热时常数的组，估计该组的部分温度的变化，

所述部分温度变化估计单元包括：

平均温度估计单元，根据所述损耗、所述热阻及所述热时常数，估计平均温度；以及

脉动量包络温度提取滤波器，基于所述热阻、所述热时常数及所述损耗的脉动频率，提取超过依赖于所述平均损耗和所述脉动频率的脉动温度的极大值的脉动量包络温度，

所述部分温度变化估计单元将所述平均温度和所述脉动量包络温度相加，估计所述半导体元件的温度变化。

2.权利要求1所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述部分温度变化估计单元将所述半导体元件作为具有两组以上的一个热阻和热时常数的组的热网络来捕捉，根据所述损耗及所述热阻和热时常数的组，对所述组的每个组估计所述部分温度的变化，

所述控制装置还具有将对所述组的每个组所估计的部分温度的变化进行合成，从而估计所述半导体元件的温度变化的元件温度变化估计单元。

3.权利要求1所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述脉动量包络温度提取滤波器通过将所述半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开而对每个频率分量提取部分滤波器，并通过将提取的部分滤波器产生的运算结果进行合成而提取所述脉动量包络温度，

每个所述频率分量的部分滤波器，基于热阻和热时常数、以及对应于所述频率分量的频率而构成，

所述脉动量包络温度提取滤波器基于所述傅里叶级数展开中的傅里叶系数，进行每个所述频率分量的滤波器输出的合成。

4.权利要求3所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述部分滤波器各自包括：

依赖于热时常数的相位超前补偿器；以及

依赖于热阻、热时常数和每个所述部分滤波器的频率的增益，

热阻越小，所述增益设定得越小，热时常数越大，所述增益设定得越小，每个所述部分滤波器的频率越高，所述增益设定得越小。

5.权利要求4所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述部分滤波器各自还包括具有依赖于热时常数和每个所述部分滤波器的频率的截止频率的低通滤波器，

热时常数越大，所述截止频率设定得越低，每个所述部分滤波器的频率越低，所述截止频率设定得越低。

6.权利要求5所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

作为各部分滤波器具备的增益，使用该部分滤波器的增益的总和，

各部分滤波器包括的低通滤波器使用以各部分滤波器的增益加权平均所得的所述截止频率。

7.权利要求3所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述脉动量包络温度提取滤波器，在通过将所述半导体元件的损耗波形进行傅里叶级数展开而提取的每个频率分量的部分滤波器中，通过仅将1次频率分量的部分滤波器产生的运算结果进行合成来提取所述脉动量包络温度。

8.权利要求3所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述部分滤波器各自包括：

依赖于热阻、热时常数和脉动频率的增益；

具有依赖于热时常数的截止频率的低通滤波器；以及

具有依赖于热时常数和脉动频率的固有振动数的2次滤波器，

热阻越小，所述增益设定得越小，热时常数越大，所述增益设定得越小，脉动频率越高，所述增益设定得越小，

热时常数越大，所述截止频率设定得越低，

热时常数越大，所述固有振动数设定得越低，脉动频率越低，所述固有振动数设定得越低。

9.权利要求1所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

在包括多个半导体元件的逆变器装置中，在对全部的半导体元件视为热网络及平均损耗共同的情况下，将对任意地选择的一个半导体元件所估计的温度，作为多个半导体元件中的最高温度的半导体元件的温度。

10.权利要求1所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

在包括多个半导体元件的逆变器装置中，从热网络及平均损耗共同的半导体元件中，将对任意选择的一个半导体元件所估计的温度，作为热网络及平均损耗共同的半导体元件的温度，

所述控制装置进行相当于热网络或平均损耗的至少一方不同的半导体元件数的估计运算，求所述逆变器装置包括的多个半导体元件中最高温度的半导体元件的温度。

11.权利要求1所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述部分温度变化估计单元还具有将所述脉动量包络温度提取滤波器提取的脉动量包络温度以规定的极限值为限度输出的限制器单元。

12.权利要求11所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述限制器单元是将上限极限值作为上限而限制输出所述脉动量包络温度的上限限制器，

将所述平均损耗、所述脉动量包络温度的1运算周期前的值作为输入，作为与所述脉动频率为零的所述脉动量包络温度有关的输出变化量而获得所述上限极限值，

利用来自所述上限限制器的输出值而逐次更新所述脉动量包络温度的1运算周期前的值。

13.权利要求11所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述限制器单元是将下限极限值作为下限而限制输出所述脉动量包络温度的下限限制器，

将所述平均损耗、所述脉动量包络温度的1运算周期前的值作为输入，作为与所述平均损耗下降时对应于成为最大温度的相的所述脉动量包络温度有关的输出变化量而获得所述下限极限值，

利用来自所述下限限制器的输出值而逐次更新所述脉动量包络温度的1运算周期前的值。

14.权利要求13所述的电力变换机的控制装置，其特征在于，

所述限制器单元还包括将上限极限值作为上限而限制输出所述脉动量包络温度的上限限制器，

将所述平均损耗、所述脉动量包络温度的1运算周期前的值作为输入，作为与所述脉动频率为零的所述脉动量包络温度有关的输出变化量而获得所述上限极限值，

利用来自所述上限限制器的输出值而逐次更新所述脉动量包络温度的1运算周期前的值。