CN104753430A - 用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，包括如下步骤：从开绕组永磁同步电机中采集三相定子电流、转子位置以及转速，其中三相电流经过3S/2R变换，得到两相旋转坐标系下的电流。系统采用i_d=0的矢量控制方法，经过转速外环和电流内环双闭环控制，得到两相旋转坐标系下的定子电压指令，经2R/2S坐标变换，得到两相静止坐标系下的定子电压，最后经单电源双逆变器SVPWM模块得到双逆变器的控制脉冲，触发双逆变器的开关器件，实现开绕组永磁同步电机双逆变器SVPWM的矢量控制。本发明实现了开绕组永磁同步电机启动快、过载能力强以及调速性能好的优点，且单电源双逆变器SVPWM提高了系统的电压等级，保障了系统的安全可靠性。

Description

用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机控制技术领域，特别是涉及一种用双逆变器的电动汽车驱动系统控制方法。

背景技术

近年来，基于双逆变器拓扑结构的开绕组交流电机驱动系统得到了极大关注。永磁电机具有高功率密度、高效率等优点。开绕组结构增加的绕组端口使得电机驱动系统控制更加灵活，电路拓扑尤其适用于容错控制，再结合高性能的控制算法，实现驱动系统的不间断运行，避免事故和灾难的发生。开绕组的双逆变器结构能够在较低的开关频率下使得输出电压的谐波含量减小，输出电压等级提高，有效解决了电机驱动系统的调磁困难问题。

目前开绕组双逆变器拓扑结构有两种，一种是双电源双逆变器拓扑结构，另一种是单电源双逆变器拓扑结构。采用两个隔离的直流电压源为双逆变器系统供电的成本过高，而采用一个直流电压源为双逆变器系统供电存在零序电流和共模电压的问题。

发明内容

发明目的：为解决现有技术存在的上述问题，提供一种用双逆变器的电动汽车驱动系统控制方法，以消除了共模电压和零序电流。

技术方案：一种用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，双逆变器由同一个直流电压源供电的第一逆变器和第二逆变器构成，第一逆变器和第二逆变器分别与永磁同步电动机的定子绕组两端相连；

所述控制方法包括如下步骤：

步骤1、建立开绕组永磁同步电机仿真模型；

步骤2、采集永磁同步电机的三相定子电流信号i_a’、i_b’、ic’，通过3S/2R坐标变换模块，得到两相旋转坐标系中的电流分量i_d’、i_q’，利用速度编码器得到转子的位置θ’和转速ω’；

步骤3、系统采用i_d＝0的矢量控制，转速外环和电流内环采用PI控制，得到两相旋转坐标系dq下的定子电压指令U_sd、U_sq，经2R/2S坐标变换模块得到给定电压矢量U_s在两相静止坐标系αβ下的定子电压U_sα、U_sβ；

步骤4、采用单电源双逆变器SVPWM控制方法控制在两相静止坐标系αβ下的定子电压U_sα、U_sβ，定子电压U_sα、Usβ经过单电源双逆变器SVPWM模块生成逆变器和逆变器的PWM信号，触发双逆变器的开关器件，实现开绕组永磁同步电机双逆变器SVPWM的矢量控制。

在进一步的实施例中，步骤1中开绕组永磁同步电机仿真模型为：

${\mathrm{pi}}_d=\frac{u_d}{l_d}+\frac{w_r{l}_q{i}_q}{l_d}-\frac{R_s{i}_d}{l_d}$

${\mathrm{pi}}_q=\frac{u_q}{l_q}+\frac{w_r{l}_d{i}_d}{l_q}-\frac{w_r{\mathrm{\ψ}}_f}{l_q}-\frac{R_s{i}_q}{l_q}$

$\mathrm{Te}=P\frac{3}{2}[(l_d-l_q)i_d{i}_q+{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q]$

θ＝∫w_rdt

${\mathrm{pw}}_r=\frac{P(T_e-T_L)-{\mathrm{Bw}}_r}{J}$

其中P表示极对数，Te表示电磁转矩，T_L表示负载转矩，w_r表示转子转速，B为阻尼系数，J为转动惯量，R_s表示定子阻抗，l_d、l_q分别表示直轴电感和交轴电感，Ψ_f表示永磁磁链，i_d、i_q分别为定子直轴电流和定子交轴电流，u_d、u_q分别为定子直轴电压和定子交轴电压，p表示微分算子d/dt。

在进一步的实施例中，步骤3进一步为：

步骤31、指令转速ω与测量转速ω’的差经过PI控制模块得到指令定子交轴电流i_q，指令定子交轴电流i_q与测量定子交轴电流i_q’的差经过PI控制模块得到指令定子电压U_sq，指令定子直轴电流i_d＝0与测量定子直轴电流i_d’的差经过PI控制模块得到指令定子直轴电压U_sd；

步骤32、指令定子直轴电压U_sd和指令定子交轴电压U_sq经过2R/2S坐标变换模块得到变换后的指令定子直轴电压U_sα和指令电子交轴电压U_sβ。

在进一步的实施例中，步骤4具体为：

步骤41、将在两相静止坐标系αβ下的定子电压(U_sα、U_sβ)通过坐标变换αβ-γη，变换为U_sγ、U_sη，变换方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\γ}}=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\α}}-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\β}}\\ U_{\mathrm{s\η}}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\α}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right.;$

步骤42、扇区判断，

令 $\left\{\begin{array}{c}{U}_A=U_{\mathrm{s\η}}\\ U_B=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\η}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\γ}}\\ U_C=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\η}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\γ}}\end{array}\right.;$

N＝4sign(U_C)+2sign(U_B)+sign(U_A)；

式中，N为扇区号，sign(x)是符号函数，如果x>0，sign(x)＝1；如果x<＝0，sign(x)＝0；

步骤43、基本电压矢量的作用时间，

令 $\left\{\begin{array}{c}X-\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}}{U_{\mathrm{dc}}}\\ Y=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}+\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\\ Z=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\end{array}\right.;$

T1、T2为相邻合成空间矢量作用时间，T为脉宽调制波PWM的周期，U_sη、U_sγ为γη坐标下的电机定子直轴电压和电机定子交轴电压；

步骤44、电压空间矢量切换点的计算，

令 $\left\{\begin{array}{c}{T}_a=(T_0-t_1-t_2)/4\\ T_b=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2\\ T_c=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2+t_2/2\end{array}\right.;$

则第一逆变器、第二逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据扇区的不同分别赋T_a、T_b、T_c的值；第一逆变器和第二逆变器的T_cm1、T_cm2、T_cm3作为比较器的值，与三角波比较来产生PWM波。

在进一步的实施例中，

所述3S/2R坐标变换为：

所述2R/2S坐标变换为： $\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sd}}\\ U_{\mathrm{sq}}\end{array}\right].$

在进一步的实施例中，第一逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据下表赋值：

。

在进一步的实施例中，第二逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据下表赋值：

。

有益效果：本发明的开绕组双逆变器拓扑结构采用单电源双逆变器拓扑结构，通过选取共模电压差为0的电压矢量，消除了共模电压和零序电流问题，实现了开绕组双逆变器SVPWM控制。

相比于开绕组双电源双逆变器拓扑结构成本低，控制算法简单。电机调速控制采用传统i_d＝0的矢量控制，转速外环电流内环的双闭环控制，电机启动快、过载能力强以及调速性能好的优点，且单电源双逆变器SVPWM提高了系统的电压等级，当开关器件发生故障时，电路拓扑适用于容错控制，保障了系统的安全可靠性。

附图说明

图1是基于双逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统的结构示意图。

图2是本发明的开绕组永磁同步电机双逆变器SVPWM矢量控制框图。

图3是本发明单电源双逆变器SVPWM扇区波形示意图。

图4a至图4d为本发明基本空间电压矢量在αβ坐标系下的分布图。

图5a和图5b分别是本发明单电源双逆变器SVPWM的t₁和t₂波形示意图。

图6a至图6c是本发明单电源双逆变器SVPWM中逆变器1切换点波形示意图。

图7a至图7c是本发明单电源双逆变器SVPWM中逆变器2切换点波形示意图。

图8a和图8b是本发明实施例的电机转速波形示意图。

图9是本发明实施例的电机转矩波形示意图。

图10是本发明实施例的电机定子三相电流波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图2至附图10，以及实施例详细描述本发明，本发明的目的和效果将变得更加明显。

如图1所示，一种开绕组永磁同步电机双逆变器驱动系统，包括，第一逆变器1、第二逆变器2、一台开绕组永磁同步电动机3、一个直流电压源4。双逆变器由同一个直流电压源供电的第一逆变器1和第二逆变器2构成，第一逆变器1和第二逆变器2分别与开绕组永磁同步电动机3的定子绕组两端相连。

图2为本发明的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法的结构框图。控制器根据采集到的永磁同步电机的三相电流信号i_a’i_b’i_c’、电机位置θ’、电机转速ω’，进行处理计算，得到两组PWM信号分别作用于第一逆变器1和第二逆变器2，使电机获得良好的运行性能。

本发明的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其步骤如下：

(1)采用以下数学方程建立开绕组永磁同步电机的模型

${\mathrm{pi}}_d=\frac{u_d}{l_d}+\frac{w_r{l}_q{i}_q}{l_d}-\frac{R_s{i}_d}{l_d}$

${\mathrm{pi}}_q=\frac{u_q}{l_q}+\frac{w_r{l}_d{i}_d}{l_q}-\frac{w_r{\mathrm{\&psi;}}_f}{l_q}-\frac{R_s{i}_q}{l_q}$

$\mathrm{Te}=P\frac{3}{2}[(l_d-l_q)i_d{i}_q+{\mathrm{\&psi;}}_f{i}_q]$

θ＝∫w_rdt

${\mathrm{pw}}_r=\frac{P(T_e-T_L)-{\mathrm{Bw}}_r}{J}$

其中P表示极对数，Te表示电磁转矩，T_L表示负载转矩，w_r表示转子转速，B为阻尼系数，J为转动惯量，R_s表示定子阻抗，l_d、l_q分别表示直轴电感和交轴电感，Ψ_f表示永磁磁链，i_d、i_q分别为定子直轴电流和定子交轴电流，u_d、u_q分别为定子直轴电压和定子交轴电压，p表示微分算子d/dt。

(2)采集电流、电机转子位置及转速信号

利用电流传感器12采集永磁同步电机的三相定子电流信号i_a’i_b’i_c’，利用速度编码器5得到电机的转子位置θ’和转速ω’.

将采集到的三相定子电流信号i_a’i_b’i_c’经过3S/2R坐标变换模块11，得到两相旋转坐标系中的电流分量i_d’、i_q’。

其中3S/2R坐标变换为以下公式：

(3)计算给定电压矢量U_s在两相静止坐标αβ下的分量U_sα和U_sβ。

采用i_d＝0的矢量控制方法。给定i_d＝0与采集电流i_d’的差经过PI模块8，得到给定电压矢量Us在d轴的分量U_sd。给定转速ω与采集转速ω’的差经过PI模块6，得到给定i_q，给定i_q与采集i_q’的差经过PI模块7，得到给定电压矢量U_s在q轴的分量U_sq。

U_sd、U_sq经过2R/2S坐标变换模块9，得到给定电压矢量U_s在αβ坐标系下的电压分量U_sα、U_sβ。

其中2R/2S坐标变换为以下公式：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sd}}\\ U_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]$

(4)单电源双逆变器SVPWM控制方法，生成两路PWM信号，分别给逆变器1和逆变器2.

a.将电压U_sα、U_sβ通过坐标变换αβ-γη，变换为U_sγ、U_sη。

变换方程为

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\\ U_{\mathrm{s\&eta;}}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right.$

b.扇区判断

令 $\left\{\begin{array}{c}{U}_A=U_{\mathrm{s\&eta;}}\\ U_B=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\\ U_C=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\end{array}\right.;$

N＝4sign(U_C)+2sign(U_B)+sign(U_A)

式中，sign(x)是符号函数，如果x>0，sign(x)＝1；如果x<＝0，sign(x)＝0。N与扇区之间的关系如表五所示。

表五 N值与扇区对应关系

c.基本电压矢量的作用时间

令 $\left\{\begin{array}{c}X-\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}}{U_{\mathrm{dc}}}\\ Y=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}+\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\\ Z=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\end{array}\right.;$

T1、T2为相邻合成空间矢量作用时间。

表六 各扇区相邻矢量作用时间

当T1+T2>T时，产生过调制现象，此时令消除饱和。

d.电压空间矢量切换点的计算

令 $\left\{\begin{array}{c}{T}_a=(T_0-t_1-t_2)/4\\ T_b=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2\\ T_c=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2+t_2/2\end{array}\right.$

则第一逆变器1、第二逆变器2在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据表七、表八赋值。

表七 逆变器1切换点赋值表

表八 逆变器2切换点赋值表

对本实施方案进行测试，所采用的开绕组永磁同步电机的参数如表九所示：

表九 开绕组永磁同步电机参数

进一步的实施例中，步骤4具体为：

步骤4具体为：

步骤41、选取单电源双逆变器系统共模电压差为0的空间电压矢量。

图1中，开绕组PMSM三相定子电压表达式

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a1a2}=u_{a1o}-u_{a2o^{\&prime;}}+u_{{\mathrm{oo}}^{\&prime;}}\\ u_{b1b2}=u_{b1o}-u_{{b2o}^{\&prime;}}+u_{{\mathrm{oo}}^{\&prime;}}\\ u_{c1c2}=u_{c1o}-u_{{c2o}^{\&prime;}}+u_{{\mathrm{oo}}^{\&prime;}}\end{array}\right.$

根据基尔霍夫电流定律，三相电流满足：

i_a+i_b+i_c＝0

三相负载Z相同，故

$\frac{u_{a1a2}+u_{b1b2}+u_{c1c2}}{Z}=0$

$\frac{u_{a1o}-u_{{a2o}^{\&prime;}}+u_{{\mathrm{oo}}^{\&prime;}}+u_{b1o}-u_{{b2o}^{\&prime;}}+u_{\mathrm{clo}}-u_{{c2o}^{\&prime;}}+u_{{\mathrm{oo}}^{\&prime;}}}{Z}0$

从而可得o与o’点的电位差，即单电源双逆变器系统共模电压差：

u_oo'＝(u_a2o'+u_b2o'+u_c2o'-u_a1o-u_b1o-u_c1o)/3

用Sa1～Sc2代表逆变器开关管输出状态，当上管导通，开关管状态为“1”，输出电压为Udc，当下管导通时，开关管状态为“0”，输出电压为0。逆变器1的基本空间电压矢量为1(100)、2(110)、3(010)、4(011)、5(001)、6(101)、7(000)、8(111)，同样逆变器2的基本空间电压矢量为1’(100)、2’(110)、3’(010)、4’(011)、5’(001)、6’(101)、7’(000)、8’(111)。且其在αβ坐标系下的分布如图4a和图4b所示。

双逆变器产生的电压空间矢量U_s可以看作两个逆变器单独作用所得电压空间矢量的叠加，即满足u_s＝u_s1-u_s2。以双逆变器合成电压矢量13’产生共模电压差u_oo’为例，u_oo'＝(u_a2o'+u_b2o'+u_c2o'-u_a1o-u_b1o-u_c1o)/3＝(0+Udc+0-Udc-0-0)/3＝0，同理可推导出双逆变器合成电压矢量(13’、64’、15’、24’、35’、26’、51’、42’、53’、62’、11’、33’、55’、22’、44’、66’、77’、88’)产生的共模电压差均为0。共模电压差为0的双逆变器产生的电压空间矢量u_s如下表所示。

为了便于数字处理器的实现，选择13’、24’、35’、46’、51’、62’组合合成OS、OH、OJ、OL、ON、OQ，零矢量采用组合77’和88’.且其在坐标系αβ上的分布如图4c所示。OS与α轴夹角为30°，OS、OH、OJ、OL、ON、OQ依次相差60°，零矢量位于原点位置。

步骤42、将在两相静止坐标系αβ下的定子电压U_sα、U_sβ通过坐标变换αβ-γη，变换为U_sγ、U_sη，变换方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\\ U_{\mathrm{s\&eta;}}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right.$

OS、OH、OJ、OL、ON、OQ和0矢量在αβ坐标系以及γη坐标系下的分布如图4d所示。OS与γ轴夹角为0°，OS、OH、OJ、OL、ON、OQ依次逆时针相差60°，零矢量位于原点位置。且OS与OH之间为扇区I，扇区I、II、III、IV、V、VI依次逆时针相差60°。

步骤43、扇区判断，

令 $\left\{\begin{array}{c}{U}_A=U_{\mathrm{s\&eta;}}\\ U_B=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\\ U_C=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\end{array}\right.;$

N＝4sign(U_C)+2sign(U_B)+sign(U_A)；

式中，N为扇区号，sign(x)是符号函数，如果x>0，sign(x)＝1；如果x<＝0，sign(x)＝0，

步骤44、基本电压矢量的作用时间，

令 $\left\{\begin{array}{c}X-\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}}{U_{\mathrm{dc}}}\\ Y=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}+\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\\ Z=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{{2U}_{\mathrm{dc}}}T\end{array}\right.;$

T1、T2为相邻合成空间矢量作用时间，T为脉宽调制波PWM的周期，U_sγ、U_sη为γη坐标下的电机定子电压；

步骤45、电压空间矢量切换点的计算，

令 $\left\{\begin{array}{c}{T}_a=(T_0-t_1-t_2)/4\\ T_b=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2\\ T_c=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2+t_2/2\end{array}\right.;$

则第一逆变器、第二逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据扇区的不同分别赋T_a、T_b、T_c的值；第一逆变器和第二逆变器的T_cm1、T_cm2、T_cm3作为比较器的值，与三角波比较来产生PWM波。

图3-图10为采用本实施方式对单电源双逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统进行控制的测试结果波形图。

图3显示的是空间矢量电压Vs在不同时刻所在的扇区位置，从图中可以看出U_s按照3、1、5、4、6、2顺序交替变换。由N值与扇区对应关系可知，电机按照I、II、III、IV、V、VI逆时针方向旋转，与理论推导相吻合。

图5显示的是空间矢量电压U_s分解到对应扇区内两相邻电压矢量的导通时间T1和T2。

图6和图7显示的是逆变器1和逆变器2在不同扇区内的切换点T_cm1、T_cm2、T_cm3的波形。

图8a显示的是设定转速为2000r/min，测得的电机实际转速波形。图8b显示的是设定转速为-2000r/min，测得的电机实际转速波形。系统均在0.02s内完成电机速度调节，进入稳态，并在后续的调速过程中趋于稳定。

图9显示的是电机良好的过载能力。起始负载转矩为70Nm，在0～0.02s内，属于启动过程，在此期间，要抑制负载转矩做功，应该在整个过程中输出转矩最大，在0.02s后，进入稳态，此时电磁转矩稳定；0.2s后降低负载转矩至20Nm，在0.01s的时间进入稳态，此时电磁转矩稳定；最后0.4s后撤出负载转矩，理论上输出电磁转矩为0，仿真结果与理论相符。图10显示的是电机在负载转矩为2Nm，给定转速为600r/min的环境下，定子三相电流波形。

总之，本文采用单电源双逆变器拓扑结构，通过采用适当的控制算法消除单电源双逆变器拓扑结构存在的共模电压和零序电流问题。本发明的开绕组双逆变器拓扑结构采用单电源双逆变器拓扑结构，通过选取共模电压差为0的电压矢量OS、OH、OJ、OL、ON、OQ和0矢量，消除了共模电压和零序电流问题，实现了开绕组永磁同步电机启动快、过载能力强以及调速性能好的控制。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。

Claims (8)

1.一种用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，双逆变器由同一个直流电压源(4)供电的第一逆变器(1)和第二逆变器(2)构成，第一逆变器(1)和第二逆变器(2)分别与永磁同步电动机(3)的定子绕组两端相连；其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：

步骤1、建立开绕组永磁同步电机仿真模型；

步骤2、采集永磁同步电机的三相定子电流信号(i_a’、i_b’、i_c’)，通过3S/2R坐标变换模块得到两相旋转坐标系中的电流分量(i_d’、i_q’)，利用速度编码器得到转子的位置(θ’)和转速(ω’)；

步骤3、系统采用i_d＝0的矢量控制，转速外环和电流内环采用PI控制，得到两相旋转坐标系dq下的定子电压指令(U_sd、U_sq)，经2R/2S坐标变换模块得到给定电压矢量U_s在两相静止坐标系αβ下的定子电压(U_sα、U_sβ)；

步骤4、采用单电源双逆变器SVPWM控制方法控制在两相静止坐标系αβ下的定子电压(U_sα、U_sβ)：定子电压(U_sα、U_sβ)经过单电源双逆变器SVPWM模块生成逆变器和逆变器的PWM信号，触发双逆变器的开关器件，实现开绕组永磁同步电机双逆变器SVPWM的矢量控制。

2.如权利要求1所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，步骤1中开绕组永磁同步电机仿真模型为：

${\mathrm{pi}}_d=\frac{u_d}{l_d}+\frac{w_r{l}_q{i}_q}{l_d}-\frac{R_s{i}_d}{l_d}$

${\mathrm{pi}}_q=\frac{u_q}{l_q}-\frac{w_r{l}_d{i}_d}{l_q}-\frac{w_r{\mathrm{\&psi;}}_f}{l_q}-\frac{R_s{i}_q}{l_q}$

$\mathrm{Te}=P\frac{3}{2}[(l_d-l_q)i_d{i}_q+{\mathrm{\&psi;}}_f{i}_q]$

θ＝∫w_rdt

${\mathrm{pw}}_r=\frac{P(T_e-T_L)-{\mathrm{Bw}}_r}{J}$

其中P表示极对数，Te表示电磁转矩，T_L表示负载转矩，w_r表示转子转速，B为阻尼系数，J为转动惯量，R_s表示定子阻抗，l_d、l_q分别表示直轴电感和交轴电感，Ψ_f表示永磁磁链，i_d、i_q分别为定子直轴电流和定子交轴电流，u_d、u_q分别为定子直轴电压和定子交轴电压，p表示微分算子d/dt。

3.如权利要求1所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，步骤3中，双闭环矢量调速控制通过如下步骤来实现：

步骤31、指令转速(ω)与测量转速(ω’)的差经过PI控制模块得到指令定子交轴电流(i_q)，指令定子交轴电流(i_q)与测量定子交轴电流(i_q’)的差经过PI控制模块得到指令定子电压(U_sq)，指令定子直轴电流i_d＝0与测量定子直轴电流(i_d’)的差经过PI控制模块得到指令定子直轴电压(U_sd)；

步骤32、指令定子直轴电压(U_sd)和指令定子交轴电压(U_sq)经过2R/2S坐标变换模块得到变换后的指令定子直轴电压(U_sα)和指令电子交轴电压(U_sβ)。

4.如权利要求1所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，步骤4具体为：

步骤41、将在两相静止坐标系αβ下的定子电压(U_sα、U_sβ)通过坐标变换αβ-γη，变换为U_sγ、U_sη，变换方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\\ U_{\mathrm{s\&eta;}}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right.;$

步骤42、扇区判断，

令 $\left\{\begin{array}{c}{U}_A=U_{\mathrm{s\&eta;}}\\ U_B=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}+\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\\ U_C=-\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{s\&eta;}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}\end{array}\right.;$

N＝4sign(U_C)+2sign(U_B)+sign(U_A)；

式中，N为扇区号，sign(x)是符号函数，如果x>0，sign(x)＝1；如果x<＝0，sign(x)＝0；

步骤43、基本电压矢量的作用时间，

令 $\left\{\begin{array}{c}X=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}}{U_{\mathrm{dc}}}T\\ Y=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}+\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{2U_{\mathrm{dc}}}T\\ Z=\frac{U_{\mathrm{s\&eta;}}-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{s\&gamma;}}}{2U_{\mathrm{dc}}}T\end{array}\right.;$

T1、T2为相邻合成空间矢量作用时间，T为脉宽调制波PWM的周期，U_sη、U_sγ为γη坐标下的电机定子直轴电压和电机定子交轴电压；

步骤44、电压空间矢量切换点的计算，

令 $\left\{\begin{array}{c}{T}_a=(T_0-t_1-t_2)/4\\ T_b=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2\\ T_c=(T_0-t_1-t_2)/4+t_1/2+t_2/2\end{array}\right.;$

则第一逆变器、第二逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据扇区的不同分别赋T_a、T_b、T_c的值；第一逆变器和第二逆变器的T_cm1、T_cm2、T_cm3作为比较器的值，与三角波比较来产生PWM波。

5.如权利要求1所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，所述3S/2R坐标变换为：

6.如权利要求1所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，所述2R/2S坐标变换为： $\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{sd}}\\ U_{\mathrm{sq}}\end{array}\right].$

7.如权利要求4所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，第一逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据下表赋值：

8.如权利要求4所述的用双逆变器的电动汽车驱动系统矢量控制方法，其特征在于，第二逆变器在不同扇区内的切换点T_cm1，T_cm2，T_cm3可根据下表赋值：