JP4473156B2 - 電圧変換装置および車両 - Google Patents

Description

この発明は、電圧変換装置およびそれを備える車両に関し、特に異なる直流電圧間の電圧変換を行なう電圧変換装置およびそれを備える車両に関する。

特開２００４−１８０４６６（特許文献１）には、アクティブコンバータ回路と電動機を駆動するための三相インバータ回路とを１つのモジュールに内蔵したインバータ装置が開示されている。

このインバータ装置では、アクティブコンバータ回路素子の温度上昇とインバータ回路素子の温度上昇とが入力電源電圧との間で一定関係になることを利用して、コンバータ回路素子またはインバータ回路素子のどちらかの検出温度とその一定関係から各パワー素子の温度を予測し素子の熱保護を図っている。
特開２００４−１８０４６６号公報 特開平１０−３３７０８４号公報 特開２００３−１３４８３９号公報 特開２００２−３０２３５９号公報 特開平１１−５５９３４号公報

しかしながら、特開２００４−１８０４６６号公報（特許文献１）に開示されているインバータは、インバータ制御モジュールにおいてスイッチング素子群の搭載されている基板近傍に設けた温度検知器によって素子の温度を予測しているため、温度の予測の誤差が大きくなるという問題があった。温度の予測誤差が大きいと、スイッチング素子の温度限界ぎりぎりまで使用することができず、設計マージンを大きく取る必要がある。このため容量の大きなスイッチング素子を使用しなければならず、インバータ制御モジュールのサイズが大型化し、コストも高くなってしまうという問題点がある。

近年、環境問題に配慮してモータで駆動する電気自動車、燃料電池自動車やエンジンとモータを併用するハイブリッド自動車などが注目を浴びている。これらの車載用モータの制御にもインバータ装置や電圧変換を行なうコンバータ装置が使用されている。このような自動車搭載用途では、インバータ装置やコンバータ装置は故障に強い簡素な構成が好ましく、かついっそうの小型化および低価格化が要求されている。

この発明の目的は、素子の過熱保護を行ないつつ動作可能領域が拡大した電圧変換装置およびそれを備える車両を提供することである。

この発明は、要約すると、電圧変換装置であって、第１の電圧が印加される第１のノードと第２の電圧が印加される第２のノードとの間に接続され、第１、第２の電圧の相互電圧変換を行ない、少なくとも第１のアームおよび第２のアームを有する電圧変換部と、第１の電圧を検出する第１の電圧センサと、第２の電圧を検出する第２の電圧センサと、電圧変換部を通過する電流を検出する電流センサと、第１、第２のアームのいずれか一方の温度を検出する第１の温度センサと、第１、第２の電圧センサの出力、電流センサの出力および第１の温度センサの出力に応じて電圧変換回路の過熱保護を行なう制御回路とを備える。

好ましくは、第１のアームは、第１のノードと第１、第２の電圧の基準電位を与える第３のノードとの間に直列に接続される第１、第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のノードと第３のノードとの間に直列に接続される第３、第４のスイッチング素子を含む。電圧変換部は、第１、第２のスイッチング素子の接続ノードと第３、第４のスイッチング素子の接続ノードとの間に接続されるリアクトルをさらに備える。

より好ましくは、第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子には等量の電流が流れ、第１の温度センサは、第１、第４のスイッチング素子のいずれか一方の温度を検出する。制御回路は、第１、第４のスイッチング素子のいずれか他方の温度を第１、第２の電圧センサの出力および電流センサの出力に応じて推定する。

さらに好ましくは、第１の温度センサは、第１、第４のスイッチング素子のいずれか一方と同一基板に設けられる第１の温度検出用ダイオード素子と、第１の温度検出用ダイオード素子に電流を流して順方向電圧を測定する第１の電圧測定回路とを含む。第１、第４のスイッチング素子のいずれか他方が形成される基板には、未使用の第２の温度検出用ダイオード素子が形成されている。

より好ましくは、第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子には等量の電流が流れ、電圧変換装置は、第２、第３のスイッチング素子のいずれか一方の温度を検出する、第２の温度センサをさらに備える。制御回路は、第２、第３のスイッチング素子のいずれか他方の温度を第１、第２の電圧センサの出力および電流センサの出力に応じて推定する。

さらに好ましくは、第１の温度センサは、第２、第３のスイッチング素子のいずれか一方と同一基板に設けられる第３の温度検出用ダイオード素子と、第３の温度検出用ダイオード素子に電流を流して順方向電圧を測定する第２の電圧測定回路とを含む。第２、第３のスイッチング素子のいずれか他方が形成される基板には、未使用の第４の温度検出用ダイオード素子が形成されている。

好ましくは、第１の電圧の取り得る範囲と第２の電圧の取り得る範囲とは一部が重なる。

この発明の他の局面に従うと、車両であって、上記いずれかの電圧変換装置と、第１のノードに接続されるバッテリと、整流素子を介して第２のノードに接続される燃料電池と、第２のノードに接続されるインバータと、インバータによって駆動される回転電機とを備える。

本発明によれば、電圧変換装置において素子の適切な過熱保護が可能となる。素子性能を十分発揮させることができるので、電圧装置の小型化および低コスト化を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、本発明に係る車両１００の構成を示した回路図である。車両１００は、モータを搭載する自動車の一例として示される燃料電池自動車である。

図１を参照して、車両１００は、ノードＮ１とノードＮ３との間に接続されるバッテリ２と、ノードＮ１とノードＮ３との間に接続される平滑用コンデンサ８と、ノードＮ１とノードＮ２との間に接続されバッテリの電圧ＶＢとインバータの電圧ＶＩＮＶとの間で相互に電圧変換を行なう電圧変換部１０とを含む。

車両１００は、さらに、ノードＮ２とノードＮ３との間に接続される平滑用コンデンサ１４と、ノードＮ２とノードＮ３との間に直列に接続されるダイオード１６および燃料電池１８と、ノードＮ２とノードＮ３との間に接続されるインバータ２０と、インバータ２０によって駆動されるモータ２２とを含む。ダイオード１６は、燃料電池１８に電流が流入するのを防止するための保護素子であり、燃料電池からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。

車両１００は、さらに、バッテリの電圧ＶＢを検出する電圧センサ６と、電圧変換部１０を通過してバッテリ２に流入する電流ＩＢを検出する電流センサ４と、インバータ電圧ＶＩＮＶを検出する電圧センサ１２と、制御装置３０とを含む。

電圧変換部１０は、ノードＮ１と電圧ＶＢの基準電位を与えるノードＮ３との間に接続される第１のアームと、ノードＮ２とノードＮ３との間に接続される第２のアームと、第１、第２のアーム間に接続されるリアクトルＬとを含む。

第１のアームは、ノードＮ１とノードＮ３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＢと、ＩＧＢＴ素子ＧＡと並列に接続されるダイオードＤＡと、ＩＧＢＴ素子ＧＢと並列に接続されるダイオードＤＢとを含む。

ＩＧＢＴ素子ＧＡのコレクタはノードＮ１に接続され、エミッタはノードＮ４に接続される。ダイオードＤＡはノードＮ４からノードＮ１に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＧＢのコレクタはノードＮ４に接続され、エミッタはノードＮ３に接続される。ダイオードＤＢはノードＮ３からノードＮ４に向かう向きを順方向として接続される。

第２のアームは、ノードＮ２とノードＮ３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＧＣ，ＧＤと、ＩＧＢＴ素子ＧＣと並列に接続されるダイオードＤＣと、ＩＧＢＴ素子ＧＤと並列に接続されるダイオードＤＤとを含む。

ＩＧＢＴ素子ＧＣのコレクタはノードＮ２に接続され、エミッタはノードＮ５に接続される。ダイオードＤＣはノードＮ４からノードＮ２に向かう向きを順方向として接続される。

ＩＧＢＴ素子ＧＤのコレクタはノードＮ５に接続され、エミッタはノードＮ３に接続される。ダイオードＤＤはノードＮ３からノードＮ５に向かう向きを順方向として接続される。

リアクトルＬは、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続される。

車両１００は、さらに、ＩＧＢＴ素子ＧＤの温度を測定する第１の温度センサと、ＩＧＢＴ素子ＧＢの温度を測定する第２の温度センサとを含む。

第１の温度センサは、ＩＧＢＴ素子ＧＤと同一半導体基板上に設けられる温度検出用ダイオード素子ＭＤＤと、温度検出用ダイオード素子ＭＤＤに電流を流して順方向電圧を測定する電圧測定回路２６とを含む。

電圧測定回路２６は、温度測定用ダイオード素子ＭＤＤの両端の電圧を測定する電圧測定器３８と、電源ノードと接地ノードとの間に温度検出用ダイオード素子ＭＤＤと直列に接続され一定電流を流す電流源３６とを含む。

第２の温度センサは、ＩＧＢＴ素子ＧＢと同一半導体基板上に形成される温度検出用ダイオード素子ＭＤＢと、温度検出用ダイオード素子ＭＤＢに電流を流して順方向電圧を測定する電圧測定回路２４とを含む。

電圧測定回路２４は、温度測定用ダイオード素子ＭＤＢの両端の電圧を測定する電圧測定器３４と、電源ノードと接地ノードとの間に温度検出用ダイオード素子ＭＤＢと直列に接続され一定電流を流す電流源３２とを含む。

なお、ＩＧＢＴ素子ＧＡ〜ＧＤは特性が等しいチップＣＡ〜ＣＤが用いられており、チップＣＡ上には未使用の温度検出用ダイオード素子ＭＤＡが形成されており、チップＣＣには未使用の温度検出用ダイオード素子ＭＤＣが形成されている。同じ規格のＩＧＢＴチップを使用することで、大量生産によるＩＧＢＴチップのコストダウン効果が期待できる。

バッテリの電圧ＶＢと燃料電池１８の出力電圧とは、取り得る範囲が一部重なっている。たとえばバッテリはニッケル水素バッテリなどが使用され、その電源電圧はたとえば２００Ｖから３００Ｖの範囲で変動するとする。一方燃料電池１８の出力電圧はたとえば２４０Ｖ〜４００Ｖの範囲で変動する。したがってバッテリ２の電圧が燃料電池１８の出力電圧よりも高い場合と低い場合とがあるので、電圧変換部１０は先に説明したように第１、第２のアームを有するような構成となっている。この構成により、バッテリ２側からインバータ２０側に昇圧および降圧が可能となり、かつインバータ２０側からバッテリ２側に昇圧および降圧が可能となる。

制御装置３０は、電圧ＶＢ，ＶＩＮＶ、電流ＩＢ、および電圧測定器３４，３８でそれぞれ測定された電圧に基づいて得られるＩＧＢＴ素子ＧＢの温度Ｔ（ＧＢ），ＩＧＢＴ素子ＧＤの温度Ｔ（ＧＤ）に応じて一番高温となるスイッチング素子がＩＧＢＴ素子ＧＡ〜ＧＤのいずれであるかを推定し、この温度が素子の破壊温度を超えないように電圧変換部１０の通過電力を制限する。

なお、図１に示した構成では、電圧測定回路２４は、温度検出用ダイオード素子ＭＤＢに接続され、電圧測定回路２６は、温度検出用ダイオード素子ＭＤＤに接続されているが、電圧測定回路２４を、温度検出用ダイオード素子ＭＤＣに接続し、電圧測定回路２６を、温度検出用ダイオード素子ＭＤＤに接続してもよい。この場合は、ＩＧＢＴ素子ＧＣの温度を電圧測定回路２４で検知しこれに基づきＩＧＢＴ素子ＧＢの温度を推定する。また、ＩＧＢＴ素子ＧＡの温度を電圧測定回路２６で検知しこれに基づきＩＧＢＴ素子ＧＤの温度を推定する。

図２は、図１に示した電圧変換部のバッテリから放電する際の動作を説明するための図である。

図２を参照して、バッテリ２からの放電時には、矢印（１）で示す電流が流れるサイクルと矢印（２）で示す電流が流れるサイクルとが交互に行なわれる。

矢印（１）で示す電流はＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤがオン状態に制御されることによって流れる。これによりリアクトルＬにエネルギが蓄積される。

ＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤがともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギが矢印（２）で示す電流経路で放出される。これによりバッテリ２から供給される電力によってインバータ２０が駆動されモータ２２が回転する。

図示しないがモータ２２には車輪が減速機を介して接続されている。このようなバッテリ２からの放電は、燃料電池１８からの電力だけでは必要なパワーに満たないような高パワー領域でモータ２２を運転させる場合や、停車時や低負荷走行時など燃料電池１８の効率が低い領域での運転を行なう場合に行なわれる。

図２に示したようなバッテリからの放電時の運転では、電流が流れて発熱する素子はＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤおよびダイオードＤＢ，ＤＣである。この場合ダイオードＤＢ，ＤＣでの発熱は、順方向電圧と流れる電流の積による損失である。これに比べてＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤの損失はさらにスイッチング損失が加わるため、電圧変換部の素子のうち発熱が大きいのはＩＧＢＴ素子ＧＡとＩＧＢＴ素子ＧＤである。

ＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤのいずれか温度が高くなる素子を基準として素子が破壊しないように制限運転を行なうようにすればＩＧＢＴ素子の性能を最大限に引き出すことができる。

後に図５、図６で説明するように、ＩＧＢＴ素子ＧＤの温度を電圧測定回路２６で測定した温度検出用ダイオード素子の電圧に基づき検知して、この値と電圧ＶＢ，ＶＩＮＶの大小関係とから、ＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤのいずれの温度の方が高いかを知ることができる。

図３は、図１における電圧変換部１０の充電時の動作を説明するための図である。

図３を参照して、バッテリ２への充電時には、矢印（１）で示す電流が流れるサイクルと矢印（２）で示す電流が流れるサイクルとが交互に行なわれる。

矢印（１）で示す電流はＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣがオン状態に制御されることによって流れる。これによりリアクトルＬにエネルギが蓄積される。

ＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣがともにオフ状態に制御されるとリアクトルＬに蓄積されたエネルギが矢印（２）で示す電流経路で放出される。

このようにバッテリ２に対して充電が行なわれるのは、バッテリ２の充電状態（ＳＯＣ）が低下している場合で燃料電池の出力に余裕がある場合である。または、走行時に車両を制動させた場合においてモータ２２が回生運転を行なうことにより電気エネルギを回収してバッテリ２に蓄積する場合である。

図３で示した動作により、燃料電池１８で発電された直流電力が供給され、または回生運転によりモータ２２で発電された交流電力がインバータ２０で直流電力に変換されて供給されてバッテリ２に対する充電が行なわれる。

図３に示したようなバッテリへの充電時の運転では、電流が流れて発熱する素子はＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣおよびダイオードＤＡ，ＤＤである。この場合ダイオードＤＡ，ＤＤでの発熱は、順方向電圧と流れる電流の積による損失である。これに比べてＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣの損失はさらにスイッチング損失が加わるため、電圧変換部の素子のうち発熱が大きいのはＩＧＢＴ素子ＧＢとＩＧＢＴ素子ＧＣである。

ＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣのいずれか温度が高くなる素子を基準として素子が破壊しないように制限運転を行なうようにすればＩＧＢＴ素子の性能を最大限に引き出すことができる。

図４は、図１のＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤにおいて発生する損失を説明するための動作波形図である。

図２、図４を参照して、たとえばある車両の状態においてバッテリの電圧ＶＢが２００Ｖでインバータの電圧ＶＩＮＶが３００Ｖであったとする。

時刻ｔ１において、ＩＧＢＴ素子ＧＡのゲート電圧ＶＧ（ＧＡ）およびＩＧＢＴ素子ＧＤのゲート電圧ＶＧ（ＧＤ）がともにＬレベルからＨレベルに活性化される。すると２つのＩＧＢＴ素子に流れる電流は時刻ｔ１〜ｔ２の間で増加する。一方ＩＧＢＴ素子ＧＡのコレクタエミッタ間の電圧ＶＣＥ（ＧＡ）は２００ＶからＩＧＢＴ素子のオン電圧にまで下がる。またＩＧＢＴ素子ＧＤのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥは３００ＶからＩＧＢＴ素子のオン電圧にまで下がる。時刻ｔ１〜ｔ２における損失はスイッチング損失ＬＳ１である。

時刻ｔ１〜ｔ２における各ＩＧＢＴ素子のスイッチング損失は電流と電圧の積で求められるので、ＩＧＢＴ素子ＧＡの損失Ｐ（ＧＡ）よりもＩＧＢＴ素子ＧＤの損失Ｐ（ＧＤ）の方が大きくなる。

時刻ｔ２〜ｔ３における損失ＬＣは定常損失でありＩＧＢＴ素子のオン電圧とＩＧＢＴ素子に流れる電流Ｉの積で定まる。

時刻ｔ３においてゲート電圧ＶＧ（ＧＡ）およびＶＧ（ＧＤ）がＨレベルからＬレベルに非活性化されると時刻ｔ３〜ｔ４の間においてＩＧＢＴ素子に流れる電流Ｉは０に向かって減少しＩＧＢＴ素子のコレクタエミッタ間の電圧は再び２００Ｖと３００Ｖに向けて上昇していく。

時刻ｔ３〜ｔ４の間においても時刻ｔ１〜ｔ２と同様のスイッチング損失ＬＳ２がＩＧＢＴ素子に発生し、この損失はやはりＩＧＢＴ素子ＧＤの損失Ｐ（ＧＤ）の方がＩＧＢＴ素子ＧＡの損失Ｐ（ＧＡ）よりも大きくなる。

図４においてはＶＩＮＶ＞ＶＢの場合について説明したが、逆にＶＩＮＶ＜ＶＢの場合には、損失Ｐ（ＧＤ）よりも損失Ｐ（ＧＡ）の方が大きくなる。

また、図４においては図２に示した放電時の損失について説明したが、図３に示した充電時においてはＩＧＢＴ素子ＧＢ，ＧＣについて同様なことがいえる。

再び図１を参照して、ＩＧＢＴ素子ＧＡ〜ＧＤの温度を精度よく検知し温度が一番高くなっている素子がどれかを特定するには、各ＩＧＢＴ素子について同一チップに形成されている温度検出用ダイオード素子を用いて温度を測定して、その測定された温度のうちの最大の温度を選べばよい。

しかしながらそのような構成とすると、図１において電圧測定回路２４，２６に加えて温度検出用ダイオード素子ＭＤＡ，ＭＤＣについても同様な電圧測定回路が必要となってしまう。このためコストが上昇してしまうので、図１に示した構成においては制御装置３０は、もともと燃料電池システムの制御に必要であった電圧センサ６，１２および電流センサ４の出力を使用して、温度Ｔ（ＧＤ）からＩＧＢＴ素子ＧＡの温度を推定し、また温度Ｔ（ＧＢ）からＩＧＢＴ素子ＧＣの温度を推定する。

このようにすれば、電圧測定回路２４，２６の２つで精度よく温度を検知して必要最小限の制限を電圧変換部１０に課すだけでよくなる。

図５は、図１における制御装置３０の制御を説明するためのフローチャートである。図５に示される処理がメインルーチンから一定時間ごと、またはある特定の条件が満たされるごとに呼出され電力制限を行なうか否かが決定される。

図５を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１において制御装置３０は、ＩＧＢＴ素子の温度Ｔ（ＧＢ），Ｔ（ＧＤ）を電圧測定器３４，３８の出力を取込んでセンスする。そして、ステップＳ２において電流センサ４の出力からバッテリ２から流出する電流ＩＢをセンスする。制御装置３０は、ＣＰＵを内蔵しており、ＣＰＵにはＡＤコンバータが搭載されている。ステップＳ１，Ｓ２のセンス動作は、センサの出力をＡＤコンバータでデジタル値として取り込んで内部で対応する温度値および電流値に変換される。温度値および電流値は、制御装置３０の内部メモリに保存される。

続いてステップＳ３において電流ＩＢ＞０であるか否かが判断される。ＩＢ＞０の場合は図２で説明した放電動作が行なわれており、この場合には処理はステップＳ４に進む。

一方、ＩＢ＞０が成立しない場合には、バッテリ２に対して電流が流入しており図３で説明した充電動作が行なわれている。この場合には処理はステップＳ７に進む。

ステップＳ４においては、電圧センサ６で検知された電圧ＶＢと電圧センサ１２で検知された電圧ＶＩＮＶの大小が判定される。ＶＢ＞ＶＩＮＶが成立する場合には処理はステップＳ５に進み、成立しない場合には処理はステップＳ６に進む。

ステップＳ５においては、ＩＧＢＴ素子ＧＡの温度Ｔ（ＧＡ）を下式（１）を用いて温度Ｔ（ＧＤ）から算出して判定温度とする。これはＶＢ＞ＶＩＮＶの場合にはＩＧＢＴ素子ＧＤの温度よりもＩＧＢＴ素子ＧＡの温度の方が高くなるからである。
Ｔ（ＧＡ）＝Ｋ×（ＶＢ−ＶＩＮＶ）＋Ｔ（ＧＤ）… （１）
一方、ステップＳ６では温度Ｔ（ＧＤ）を判定温度としてそのまま使用する。これはＶＢ＜ＶＩＮＶの場合にはＩＧＢＴ素子ＧＡの温度よりもＩＧＢＴ素子ＧＤの温度の方が高くなるからである。

図６は、式（１）において用いられる定数Ｋを説明するための図である。

図６を参照して、横軸には電圧差（ＶＩＮＶ−ＶＢ）、縦軸には素子温度差Ｔ（ＧＤ）−Ｔ（ＧＡ）が示される。図６に示すように電圧差（ＶＩＮＶ−ＶＢ）と素子温度差には相関があることがわかる。このグラフの傾きをＫとするとこのＫが式（１）において用いられる定数となる。

再び図５を参照して、ステップＳ５，Ｓ６の処理が終了すると続いてステップＳ１０の処理が行なわれる。

ステップＳ３において充電動作が行なわれていると判断された場合にはステップＳ７においてＶＢ＞ＶＩＮＶであるか否かが判断される。ＶＢ＞ＶＩＮＶである場合にはステップＳ８に進みＩＧＢＴ素子ＧＢの温度Ｔ（ＧＢ）を判定温度としてそのまま使用する。一方、ステップＳ７においてＶＢ＞ＶＩＮＶが成立しない場合にはステップＳ９に進む。

ステップＳ９では、次式（２）を用いてＩＧＢＴ素子ＧＣの温度Ｔ（ＧＣ）を温度Ｔ（ＧＢ）から算出して判定温度とする。
Ｔ（ＧＣ）＝−Ｋ×（ＶＢ−ＶＩＮＶ）＋Ｔ（ＧＢ）… （２）
ステップＳ８，Ｓ９が終了するとステップＳ１０の処理が実行される。

ステップＳ１０では、ステップＳ５，Ｓ６，Ｓ８，Ｓ９において決定された判定温度に基づいてコンバータの運転制御が行なわれる。その判定温度が高くなったときにはＩＧＢＴ素子ＧＡ〜ＧＤのスイッチング時間を調整することによりコンバータに通過させる電力を制限する。

ステップＳ１０の処理が終了するとステップＳ１１に進み処理はメインルーチンに戻る。

なお、本実施の形態では、スイッチング素子の一例としてＩＧＢＴ素子を用いた場合について説明したが、スイッチング素子は、ＩＧＢＴ素子に代えてＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＧＴＯ、逆素子サイリスタ等を用いても良い。

また、燃料電池を搭載するシステムについて、バッテリと燃料電池の間に搭載されるコンバータについて適用した例を説明したが、４２Ｖのバッテリと１４Ｖのバッテリの２つのバッテリを搭載する車両に適用することもできる。この場合は、４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリの間の電圧変換を行なうコンバータとして電圧変換部１０を使用すればよい。

以上説明したように、本発明の実施の形態においては、スイッチング素子の数の２分の１の温度センシング回路数で精度のよい温度検出が可能となる。これに基づきコンバータの出力制限を実施するか否かを決定することができるので素子の適切な過熱保護が可能となり、かつ、可能な限り制限をしないようにして運転させることができる。素子性能を十分発揮させることができるので、装置の小型化および低コスト化を実現できる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明に係る車両１００の構成を示した回路図である。 図１に示した電圧変換部のバッテリから放電する際の動作を説明するための図である。 図１における電圧変換部１０の充電時の動作を説明するための図である。 図１のＩＧＢＴ素子ＧＡ，ＧＤにおいて発生する損失を説明するための動作波形図である。 図１における制御装置３０の制御を説明するためのフローチャートである。 式（１）において用いられる定数Ｋを説明するための図である。

符号の説明

２ バッテリ、４ 電流センサ、６，１２ 電圧センサ、８ 平滑用コンデンサ、１４ 平滑用コンデンサ、１０ 電圧変換部、１６ ダイオード、１８ 燃料電池、２０ インバータ、２２ モータ、２４，２６ 電圧測定回路、３０ 制御装置、３２ 電流源、３６ 電流源、３４，３８ 電圧測定器、１００ 車両、ＣＡ〜ＣＤ チップ、ＤＡ〜ＤＤ ダイオード、ＧＡ〜ＧＤ ＩＧＢＴ素子、Ｌ リアクトル、ＭＤＡ〜ＭＤＤ 温度測定用ダイオード素子。

Claims (6)

1. 第１の電圧が印加される第１のノードと第２の電圧が印加される第２のノードとの間に接続され、前記第１、第２の電圧の相互電圧変換を行ない、少なくとも第１のアームおよび第２のアームを含む電圧変換部と、
   前記第１の電圧を検出する第１の電圧センサと、
   前記第２の電圧を検出する第２の電圧センサと、
   前記電圧変換部を通過する電流を検出する電流センサと、
   前記第１、第２のアームのいずれか一方の温度を検出する第１の温度センサと、
   前記第１、第２の電圧センサの出力、前記電流センサの出力および前記第１の温度センサの出力に応じて前記電圧変換部の過熱保護を行なう制御回路とを備え、
   前記第１のアームは、
   前記第１のノードと前記第１、第２の電圧の基準電位を与える第３のノードとの間に直列に接続される第１、第２のスイッチング素子を含み、
   前記第２のアームは、
   前記第２のノードと前記第３のノードとの間に直列に接続される第３、第４のスイッチング素子を含み、
   前記電圧変換部は、
   前記第１、第２のスイッチング素子の接続ノードと前記第３、第４のスイッチング素子の接続ノードとの間に接続されるリアクトルをさらに含み、
   前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子には等量の電流が流れ、
   前記第１の温度センサは、前記第１、第４のスイッチング素子のいずれか一方の温度を検出し、
   前記制御回路は、前記第１、第４のスイッチング素子のいずれか他方の温度を前記第１、第２の電圧センサの出力および前記電流センサの出力に応じて推定する、電圧変換装置。
2. 前記第１の温度センサは、前記第１、第４のスイッチング素子のいずれか一方と同一基板に設けられる第１の温度検出用ダイオード素子と、
   前記第１の温度検出用ダイオード素子に電流を流して順方向電圧を測定する第１の電圧測定回路とを含み、
   前記第１、第４のスイッチング素子のいずれか他方が形成される基板には、未使用の第２の温度検出用ダイオード素子が形成されている、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子には等量の電流が流れ、
   前記電圧変換装置は、
   前記第２、第３のスイッチング素子のいずれか一方の温度を検出する、第２の温度センサをさらに備え、
   前記制御回路は、前記第２、第３のスイッチング素子のいずれか他方の温度を前記第１、第２の電圧センサの出力および前記電流センサの出力に応じて推定する、請求項１または２に記載の電圧変換装置。
4. 前記第２の温度センサは、前記第２、第３のスイッチング素子のいずれか一方と同一基板に設けられる第３の温度検出用ダイオード素子と、
   前記第３の温度検出用ダイオード素子に電流を流して順方向電圧を測定する第２の電圧測定回路とを含み、
   前記第２、第３のスイッチング素子のいずれか他方が形成される基板には、未使用の第４の温度検出用ダイオード素子が形成されている、請求項３に記載の電圧変換装置。
5. 前記第１の電圧の取り得る範囲と前記第２の電圧の取り得る範囲とは一部が重なる、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電圧変換装置と、
   前記第１のノードに接続されるバッテリと、
   整流素子を介して前記第２のノードに接続される燃料電池と、
   前記第２のノードに接続されるインバータと、
   前記インバータによって駆動される回転電機とを備える、車両。

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