WO2021240891A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021240891A1
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current
diode
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temperature
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真一郎 和田
智比古 矢野
洋一郎 小林
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日立Astemo株式会社
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    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • next-generation vehicles hybrid vehicles that rotate drive wheels by combining an internal combustion engine and an electric motor, and electric vehicles that rotate drive wheels using only an electric motor are attracting attention.
  • a synchronous motor with a permanent magnet embedded in the rotor which is small and can generate high torque, is adopted, and in order to maximize the torque of this synchronous motor, vector control is used. Is commonly used.
  • a current command is calculated from a torque command and a speed generated by an accelerator or brake command, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal is generated based on this current command to generate an inverter power device.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • vector control requires a current sensor to measure the output current of the inverter.
  • a current sense element dedicated to current detection is provided separately from the element, and the current flowing through the current sense element is detected to estimate the main current flowing through the main control element.
  • Such a power conversion circuit is well known, for example, as disclosed in Patent Document 1.
  • the power device including the above-mentioned current sense element and main control element is temperature-dependent, and as a result of the current ratio of the sense element and the main control element fluctuating depending on the chip temperature, an accurate main control current is calculated from the sense current. There is a problem that it cannot be done.
  • a method of observing the sense current and at the same time accurately observing the chip temperature it is known to form a temperature detection diode on a semiconductor substrate constituting a power device and observe the diode characteristics with a temperature measurement circuit (). For example, see Patent Document 2).
  • an object of the present invention is to obtain accuracy without imposing the above-mentioned restrictions on the observation time of a power device having a current sense element for observing the current flowing through the main control element and the observation time of the chip temperature, and without increasing the chip cost.
  • the purpose of the present invention is to provide a power conversion device that enables observation of chip temperature of a high power device at low cost.
  • the power conversion device of the present invention has an isolated gate type first transistor for controlling a main current and a first transistor.
  • the drain and gate of the first transistor are electrically connected in parallel to each other on the same semiconductor substrate as the above, and the isolated gate type second transistor that detects the current of the first transistor and the source of the first transistor. Is made larger than the source of the second transistor, and then connected between the source electrode of the second transistor and the source electrode of the first transistor to measure the current flowing through the second transistor.
  • a measuring circuit is provided.
  • the power conversion device of the present invention is formed on a semiconductor substrate and is connected to a diode connected between the source electrode of the second transistor and the source electrode of the first transistor and the source electrode of the second transistor.
  • a temperature measuring circuit is provided for measuring the temperature of the semiconductor substrate by passing a predetermined forward current through the diode when the first transistor is in the off state.
  • the chip temperature can be observed with high accuracy and at low cost without increasing the number of bonding pads and the chip size of the power device. Can be done. Issues, configurations and effects other than those described above will be clarified by the following description of the embodiments.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion device according to an example of the first embodiment.
  • the power device 1 includes a main control MOSFET 11, a current detection MOSFET 12, and a diode 13.
  • the main control MOSFET 11 and the current detection MOSFET 12 are configured as an insulated gate type first transistor and an insulated gate type second transistor.
  • the drain and the gate are electrically connected in parallel with the drain 11D and the gate 11G of the main control MOSFET 11.
  • the anode is connected to the source 12S of the current detection MOSFET 12, and the cathode is connected to the source 11S of the main control MOSFET 11.
  • the current measurement circuit 2 is connected to the current detection MOSFET 12 via the first switch 4, and the temperature measurement circuit 3 is connected to the current detection MOSFET 12 via the second switch 5.
  • the first and second switches 4 and 5 are also referred to as SW1 and SW2 on the drawing.
  • the first and second switches 4 and 5 are controlled on and off by the gate signals of the main control MOSFET 11 and the current detection MOSFET 12.
  • the gate signal When the gate signal is in the High state (high voltage state), the first switch 4 is turned on, and the current measurement circuit 2 is connected to the current detection MOSFET 12. At this time, the second switch 5 is turned off.
  • the inverter 6 When the gate signal is in the Low state (low voltage state), the inverter 6 turns on the second switch 5, and the temperature measurement circuit 3 is connected to the current detection MOSFET 12. At this time, the first switch 4 is turned off.
  • a current measuring circuit 2 measures a sense current (I s) flowing through the current detection MOSFET 12, a sense current ( and it outputs a proportional voltage (V o) to I s).
  • the temperature measurement circuit 3 causes a desired forward current ( If ) to flow through the diode 13 and an anode terminal of the diode 13. Voltage (V f ) is detected and output in the temperature measuring circuit 3.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation example in the current detection mode Mi and the temperature detection mode Mt in the circuit shown in FIG.
  • the current detection mode Mi and the temperature detection mode Mt are switched by the gate signal shown in FIG. 2 (a). That is, when the gate signal is in the High state and both the main control MOSFET 11 and the current detection MOSFET 12 are in the ON state, the current detection mode Mi is set. Further, when the gate signal is in the Low state and both the main control MOSFET 11 and the current detection MOSFET 12 are in the off state, the temperature detection mode Mt is set.
  • a main current (I m) (FIG. 2 (b)) is generated as shown in the current measuring circuit 2, a sense current flowing through the current detection MOSFET 12 ( Is ) (FIG. 2 (c)) is measured.
  • the current measuring circuit 2 outputs a voltage proportional to the sense current in this measurement (I s) (V o) ( Fig. 2 (e)).
  • the voltage (V ss ) of the source 12S of the current detection MOSFET 12 is 0 V as shown in FIG. 2 (d) in the current detection mode Mi.
  • the temperature measurement circuit 3 causes a desired forward current ( If ) (FIG. 2 (f)) to flow through the diode 13, and the voltage (V f ) of the anode terminal of the diode 13 (FIG. 2). 2 (g)) is detected and output by the voltage detection circuit in the temperature measurement circuit 3.
  • the output voltage (V f ) of the temperature measuring circuit 3 can be expressed by the equation [Equation 1] obtained by modifying Shockley's diode equation with the chip temperature (T) in the vicinity of the diode 13.
  • I 0 is the reverse saturation current of the diode 13
  • k is the Boltzmann constant
  • q is the charge amount of the electron.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing the relationship between the output voltage (V f ) (vertical axis) and the chip temperature (T) (horizontal axis).
  • the output voltage (V f ) and the chip temperature (T) can be linearly approximated, and the amount of change with respect to the temperature changes depending on the amount of current (I f ), and is generally 2.0 to 3.5 mV /. The value is about ° C.
  • I f constant current
  • the output voltage (V f ) changes linearly with respect to the chip temperature (T).
  • the on / off state is generated in one cycle by the PWM control of the main control MOSFET 11.
  • PWM control with a frequency of 20 kHz
  • an on / off state occurs within 50 ⁇ s. Therefore, the power conversion apparatus of this example of the embodiment, with respect to the change time of the chip temperature, allowing the measurement of the sense current in a sufficiently short cycle (I s) and the chip temperature (T).
  • FIG. 4 shows a plan view of the power device 1 included in the power conversion device of the present embodiment
  • FIG. 5 shows a cross-sectional structure view of the broken line AA'in FIG.
  • a main control MOSFET 11, a current detection MOSFET 12, and a diode 13 are formed on the semiconductor substrate 7.
  • a drain electrode 21, a drain 22, and a drift layer 23 are formed in this order from the lower layer, and P body layers 24a, 24b, and 24c are formed on the drift layer 23.
  • the gate 26 is formed via the gate oxide film 25 so as to straddle the plurality of P body layers 24a, 24b, 24c.
  • the cathode 30 of the diode 13 is connected to the source 27a of the main control MOSFET 11 via the electrode pad 9. Further, the anode 29 of the diode 13 is connected to the source 27b of the current detection MOSFET 12 via the source electrode pad 10.
  • the cathode 30 of the diode 13 is formed in the same layer as the source 28a of the main control MOSFET 11 and the source 28b of the current detection MOSFET 12. Further, the anode 29 of the diode 13 is formed of the same layer as the P body connection layer 27a of the main control MOSFET 11 and the P body connection layer 27b of the current detection MOSFET 12. That is, the region of the cathode 30 of the diode 13 is formed by the first conductive type impurity layer forming the source (or emitter) of the main control MOSFET 11. The region of the anode 29 of the diode 13 is formed by a second conductive type impurity layer forming the P body region or the P body region connection region of the current detection MOSFET 12. With this configuration, in manufacturing the power device 1, no additional manufacturing step is required to form the diode 13, and the power device 1 of the embodiment of the present embodiment is a conventional power device. The manufacturing cost does not increase in comparison.
  • the bonding pads on the surface of the power device 1 include a gate electrode (first bonding pad) 8, a source electrode pad (second bonding pad) 9 of the main control MOSFET 11, and a current.
  • the power device 1 is configured by MOSFET, but the power device 1 may be configured by connecting a diode between the emitter terminals of the IGBT having a current sense element.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the power conversion device of the second embodiment. In the example of the present embodiment, the specific circuit configurations of the current measurement circuit 2 and the temperature measurement circuit 3 in the first embodiment are shown.
  • the current measurement circuit 2 is composed of an operational amplifier 31 and a current-voltage conversion circuit including a parallel resistor 32 connected between the negative input terminal ( ⁇ ) and the output terminal of the operational amplifier 31.
  • the positive input terminal of the operational amplifier 31 is connected to the source of the main control MOSFET 11.
  • the current measurement circuit 2 is connected to the source 12S of the current detection MOSFET 12 via the first switch 4.
  • the source potential of the current detection MOSFET 12 becomes the same as the source potential of the main control MOSFET 11, so that no current flows through the diode 13. Further, the gate-source voltage of the current detection MOSFET 12 can be equal to the gate-source voltage of the main control MOSFET 11, and the ratio to the main current (I m ) sense current (I s) of the main control MOSFET (Is). The change in current sense ratio) can be reduced.
  • the temperature measuring circuit 3 has a constant current source 33 for passing a desired current through the diode 13, and a voltage detection circuit including an operational amplifier 34 connected to a negative input terminal ( ⁇ ) and an output terminal.
  • the constant current source 33 is connected to the source 12S of the current detection MOSFET 12 via the second switch 5.
  • the positive input terminal (+) of the operational amplifier 34 is directly connected to the source 12S of the current detection MOSFET 12, and the operational amplifier 34 detects and outputs the anode potential (V f) of the diode 13 in the temperature detection mode.
  • the temperature measuring circuit 3 can detect the anode potential (V f) of the diode 13. Then, the temperature measuring circuit 3 calculates the chip temperature from the output value (V f ) using the relationship data between the output potential (V f ) and the chip temperature (T) acquired in advance at the time of testing the power conversion device. be able to.
  • FIGS. 7 to 9 the parts corresponding to FIGS. 1 to 6 described in the first and second embodiments are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power conversion device according to a third embodiment.
  • the temperature measuring circuit 3 includes first and second constant current sources 35 and 36.
  • a difference calculation circuit 46 is connected to the output side of the temperature measurement circuit 3, and the difference calculation circuit 46 measures the temperature from the output.
  • the first constant current source 35 is connected to the source 12S of the current detection sense element 12 via the second switch 5. When the second switch 5 is in the ON state, the first constant current source 35 causes a desired current (I f1 ) to flow through the diode 13 connected to the source 12S of the current detection sense element 12.
  • the second constant current source 36 is connected to the source 12S of the current detection sense element 12 via the third switch 37.
  • the third switch 37 When the third switch 37 is in the ON state, the second constant current source 36 causes a desired current (I f2 ) to flow through the diode 13 connected to the source 12S of the current detection sense element 12.
  • the current (I f2 ) from the second constant current source 36 is a current value different from the current (I f1 ) from the first constant current source 35.
  • the third switch 37 is referred to as SW3 on the drawing.
  • the second switch 5 and the third switch 37 are turned on at different periods. That is, an inverting delay circuit 45 is connected between the control terminal of the second switch 5 and the gate signal terminal, and after the gate signal is turned from the on state to the off state, the second switch 5 is used only for a certain period of time. Becomes a conductive state. Further, the output of the inverting delay circuit 45 is delayed by the delay circuit 47 and supplied to the control terminal of the third switch 37, and after the second switch 5 is turned off, the third switch 5 is turned off for a certain period of time. The switch 37 becomes conductive.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing an operation example in the current detection mode Mi and the temperature detection mode Mt in the circuit shown in FIG. 7. Since the operation in the current detection mode Mi is the same as the operation shown in FIG. 2, the description thereof will be omitted. Then, in the temperature detection mode Mt, when the gate signal (FIG. 8A) is turned off, the second switch 5 is first turned on for a certain period of time. At this time, a desired current (I f1 ) is passed through the diode 13 by the first constant current source 35 (FIG. 8 (f)). At this time, the source terminal voltage (Vss) of the current detection sense element 12 becomes the anode voltage (V f1 ) of the diode 13 as shown in FIG. 8 (g).
  • the third switch 37 becomes conductive only for a certain period of time.
  • a desired current (I f2 ) is passed through the diode 13 by the second constant current source 36 (FIG. 8 (f)).
  • the source terminal voltage (Vss) of the current detection sense element 12 is the anode voltage (V f2 ) of the diode 13 as shown in FIG. 8 (g).
  • the difference voltage ( ⁇ V f ) of the two anode voltage values V f1 and V f2 input at different times is calculated.
  • this differential voltage ( ⁇ V f ) is used as a measured value corresponding to the temperature.
  • the vertical axes are the output voltages V f1 and V f2 and their differential voltages when the above-mentioned two different forward currents I f1 and I f2 are passed through the diode 13, and the chip temperature (T) is the horizontal axis.
  • T chip temperature
  • V f1 and V f2 and the differential voltage ( ⁇ V f ) are given by the following equations [Equation 2], [Equation 3], and [Equation 4], respectively.
  • I 0 is the reverse saturation current of the diode 13
  • k is the Boltzmann constant
  • q is the charge amount of the electron.
  • the reverse saturation current I 0 of the diode 13 is a parameter having individual differences at the time of manufacturing the diode 13, but it is not included in the equation [Equation 4] of the differential voltage ( ⁇ V f). Therefore, when the differential voltage ([Delta] V f) as a measure of the temperature, with variations in the characteristics are eliminated due to individual differences, I f2 / I f1 is a fixed value for the ratio of the desired forward current.
  • the differential voltage ( ⁇ V f ) is a value obtained by multiplying the chip temperature (T) by a fixed value. This eliminates the need for the temperature calibration test at the time of the test for acquiring the correlation data between the output voltage (V f ) and the chip temperature (T) of the temperature measurement circuit 3 described in the first embodiment, and is a test. It has the effect of reducing the cost required to execute.
  • FIGS. 10 to 12 the parts corresponding to FIGS. 1 to 9 described in the first to third embodiments are designated by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment.
  • the gate signal is generated by the main control current calculation device 48 to which the outputs of the current measurement circuit 2 and the temperature measurement circuit 3 shown in the first embodiment are supplied, and the main control current calculation device 48.
  • the gate drive circuit 49 to be generated is provided.
  • the main control current calculation unit 48 includes a current measuring circuit 2 of the output voltage (V o) from the resulting current sensing current detecting MOSFET 12 (I s), chip temperature obtained from the output of the temperature measurement circuit 3 (V f) calculating a primary control current of the main control MOSFET11 (I m ') by using the value of (T).
  • the main control current (I m ') calculated by the main control current calculation device 48 is supplied to the gate drive circuit 49, and is used for main control based on the command current and the main control current (I m') in the gate drive circuit 49.
  • the gate signal of the MOSFET 11 is generated.
  • the main control current calculation unit 48 the main control current calculation unit 48, a built-in memory device 50, the sense current (I s), the current sense ratio (R sense), correlation data between the chip temperature (T) Is acquired in advance at the time of testing the power conversion device and stored in the memory device 50.
  • the main control current calculation device 48 measures the sense current (I s ) and the chip temperature (T) for each switching of the main control MOSFET during the actual operation of the power conversion device , and observes the sense current (I s ). And the value of the current sense ratio (R sense ) at the chip temperature (T) are obtained from the memory device 50.
  • the main control current (I m ') is calculated by multiplying the sense current (I s ) by the current sense ratio (R sense). Then, the calculated main control current ( Im ') is compared with the command current, and the gate signal is adjusted through the gate drive circuit 49 so that the difference becomes small.
  • the main control current calculation device 48 corrects the above-mentioned current sense ratio by using the chip temperature (T) information obtained in the PWM control cycle, so that the main control current ( Im ') is highly accurate in real time. Can be calculated with. Therefore, according to the configuration of the present embodiment, the main control current calculation device 48 can be used as a load drive current measuring device for controlling the power conversion device.
  • FIG. 13 shows the configuration of a three-phase inverter device including the power conversion device of each embodiment described so far.
  • an example in which the power conversion device of the first embodiment is incorporated is shown, but an inverter device may be configured by incorporating the power conversion device of another embodiment.
  • the three-phase inverter device 51 shown in FIG. 13 is a device that drives the load motor 57 by PWM control, and the power supply 56 is supplied to the three-phase inverter device 51.
  • a capacitor 53 is connected between the high voltage side and the low voltage side of the power supply 56.
  • the three-phase inverter device 51 includes separate main control MOSFETs on the Hish-side side (high voltage side) and the Low-side side (low voltage side) for each of the three phases. That is, each phase includes a Hish-side main control MOSFET 55 and a Low-side main control MOSFET 11.
  • the Low-side main control MOSFET 11 corresponds to the main control MOSFET 11 described in the power conversion device of each embodiment.
  • the Low-side main control MOSFET 11 of each phase is controlled by a gate signal output from a gate drive circuit 49 individually provided for each phase.
  • the point that the gate drive is controlled based on the sense current (Is) measured by the current measurement circuit 2 and the output voltage (Vf) measured by the temperature measurement circuit 3 is already an example of each embodiment.
  • the output value of the current measurement circuit 2 is calculated as the main current by the control / arithmetic unit 52 including the main control current calculation device 48 (FIG. 10) when the main control MOSFET 11 in the low-side is in the ON state. ..
  • An instruction current for driving the load motor 57 is supplied to the control / arithmetic unit 52 from the outside through the communication connector 58, and the gate drive circuit 49 is feedback-controlled so that the difference between the instruction currents becomes small. Then, in the PWM-controlled inverter device 51, the time when the main control MOSFETs of all three phases of Low-side are turned on at the same time occurs during one cycle. Therefore, the control / arithmetic unit 52 enables feedback control by observing the current flowing through the load motor 57 in real time. The control / arithmetic unit 52 also performs feedback control in the gate drive circuit 49 that supplies the gate signal to the Low-side main control MOSFET 11.
  • the configuration of the power conversion device described in each embodiment is applied to the Low-side main control MOSFET 11 is shown, but the Hish-side main control MOSFET 55 is also shown.
  • the configuration of the power conversion device described in each embodiment may be applied.
  • the power device 1 may have a configuration in which a diode is connected between the emitter terminals of the IGBT having a current sense element.
  • the signal lines and control lines show only those considered necessary for explanation, and do not necessarily show all the control lines and information lines in the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected.

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Abstract

パワーデバイスの主電流を観測するための電流センス素子を搭載した電力変換装置のコストを増大することなくチップ温度を高精度に観測できる電力変換装置を提供する。 パワーデバイスのチップ内に主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と、電流ＭＯＳＦＥＴ１２と、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース電極８と電流ＭＯＳＦＥＴ１２のソース電極９とに接続したダイオード１３を搭載し、電流ＭＯＳＦＥＴ１２のソース電極９に温度測定回路３を接続して、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態にある時に、ダイオード１３に順方向電流（If）を流すとともに、アノード電位を観測することによりチップ温度を測定する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　次世代自動車として、内燃機関と電動機を組み合わせて駆動輪を回転するハイブリッド自動車や、電動機だけで駆動輪を回転する電気自動車が注目されている。そして、これらに使用される自動車用モータにおいては、小型で高トルクが出せる、回転子に永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されており、この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使用されている。
　このようなベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を発生してインバータのパワーデバイスを駆動している。そして、ベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサが必要である。このため、ベクトル制御では、パワーデバイスを構成するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラートランジスタ）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）の主制御素子とは別に、電流検出専用の電流センス素子を設け、その電流センス素子を流れる電流を検出して主制御素子に流れる主電流を推定している。このような電力変換回路は、例えば特許文献１に開示されているように、良く知られている。
　ところで、上述した電流センス素子、及び主制御素子よりなるパワーデバイスは、温度依存があり、センス素子と主制御素子の電流比がチップ温度によって変動する結果、センス電流から正確な主制御電流が算出できないという問題がある。センス電流を観測しながら、同時にチップ温度を正確に観測する方法として、パワーデバイスを構成する半導体基板に温度検知ダイオードを形成し、温度測定回路で、ダイオード特性を観測することが知られている（例えば、特許文献２を参照）。
　しかしながら、上述した特許文献２に記載の温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う場合、半導体基板上に、温度検知ダイオードと温度測定回路を接続するための追加のボンディングパッドが必要になる。したがって、温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う構成とした場合、その分だけ半導体基板の面積が増大してパワーデバイスの製品コストが増大するという問題が発生する。更に、特許文献２に記載の温度検知ダイオードは、半導体基板に温度検知ダイオード等を作り込むための工程が必要となるので、製造工程が煩雑になって製造コストが高くなるという問題も有している。
　そこで、半導体基板上にボンディングパッドを追加することなく、チップ温度を観測する方法として、ＩＧＢＴと並列に接続された還流ダイオードを用いて、還流モード時に還流ダイオードの端子電圧を観測するものがある（例えば、特許文献３を参照）。
　還流ダイオードのアノードとカソードは、ＩＧＢＴのエミッタ端子とコレクタ端子にチップ内で各々接続されているために、パワーデバイスに追加のボンディングパッドが不要となる。このため、パワーデバイスのチップサイズの増大を抑制することができる。
特開２００６－２７１０９８号公報 特開２００４－１１７１１１号公報 特開２０１５－２２８７７１号公報
　しかしながら、上述した特許文献３に記載の還流ダイオードを用いてチップ温度を測定する手法では、主制御素子と並列接続された還流ダイオードを同一チップに設けた特殊なパワーデバイス（ＩＧＢＴ）を用意する必要があり、一般的な還流ダイオードをＩＧＢＴと別チップで設けて並列接続する場合は適用することができない。
　また、パワーデバイスがＭＯＳＦＥＴの場合は、ボディ層とドリフト層で寄生ダイオードが形成されているが、並列接続された寄生ダイオードに電流が流れるのは、還流モードの内、ＭＯＳＦＥＴがオフ状態であるデッドタイム中のみとなり、チップ温度を観測できる期間が短く制限されてしまう。
　そこで、本発明の目的は、主制御素子に流れる電流を観測する電流センス素子を有するパワーデバイスやチップ温度の観測時間に上述した制約を設けることなく、またチップコストを増大させることなく、精度の高いパワーデバイスのチップ温度の観測を安価で可能とする電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
　本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明の電力変換装置は、主電流を制御する絶縁ゲート型の第１のトランジスタと、第１のトランジスタと同一半導体基板に形成され、第１のトランジスタのドレインとゲートが各々電気的に並列接続され、第１のトランジスタの電流を検出する絶縁ゲート型の第２のトランジスタと、第１のトランジスタのソースを、第２のトランジスタのソースより領域が大きくした上で、第２のトランジスタのソース電極と第１のトランジスタのソース電極との間に接続して、第２のトランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路を、備える。
　また、本発明の電力変換装置は、半導体基板に形成され、第２のトランジスタのソース電極と第１のトランジスタのソース電極との間に接続されたダイオードと、第２のトランジスタのソース電極に接続され、第１のトランジスタがオフ状態にあるときに、ダイオードに所定の順方向電流を流して、半導体基板の温度を測定する温度測定回路を備える。
　本発明によれば、パワーデバイスに電流検出用の電流センス素子を搭載した電力変換装置において、パワーデバイスのボンディングパッド数やチップサイズを増加させることなく、高精度かつ安価にチップ温度を観測することができる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の第１の実施の形態例による電力変換装置の回路図である。 本発明の第１の実施形態例による温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する波形図である。 本発明の第１の実施形態例によるパワーデバイスを搭載したチップ温度と温度測定回路の出力電圧（Vf）との関係を示す特性図である。 本発明の第１の実施形態例によるパワーデバイスを搭載したチップの平面外観図である。 本発明の第１の実施形態例によるパワーデバイスを搭載したチップの破線部Ａ－Ａ’の断面構造図である。 本発明の第２の実施の形態例による電力変換装置の回路図である。 本発明の第３の実施の形態例による電力変換装置の回路図である。 本発明の第３の実施の形態例による温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する波形図である。 本発明の第３の実施の形態例によるパワーデバイスのチップ温度（Ｔ）と温度測定回路の出力電圧（Vf1、Vf2）との関係を示す特性図である。 本発明の第４の実施の形態例による電力変換装置の回路図である。 本発明の第４の実施の形態例による電流センス比の電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流（Iｓ）とチップ温度（Ｔ）との相関関係を示す図である。 本発明の第４の実施の形態例によるメモリ装置に保管された、電流センス比の電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流（Iｓ）とチップ温度（Ｔ）との相関関係の情報を用いて、主制御電流（Iｍ’）を算出する主制御電流算出装置を搭載した電力変換装置の構成図である。 本発明の各実施の形態例による電力変換装置を組み込んだ３相インバータ装置の構成図である。
＜第１の実施の形態例＞
　以下、本発明の第１の実施の形態例を、図１～図５を参照して説明する。
　図１は、第１の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
　パワーデバイス１は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２と、ダイオード１３とを備える。主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２は、絶縁ゲート型の第１のトランジスタ及び絶縁ゲート型の第２のトランジスタとして構成される。
　電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２は、ドレイン及びゲートが、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン１１Ｄ及びゲート１１Ｇと、電気的に並列接続されている。
　ダイオード１３は、アノードが電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース１２Ｓに接続され、カソードが主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース１１Ｓに接続されている。
　電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２には、第１のスイッチ４を介して電流測定回路２が接続されるとともに、第２のスイッチ５を介して温度測定回路３が接続されている。なお、第１，第２のスイッチ４，５は、図面上ではSW1，SW2とも表記している。
　第１，第２のスイッチ４，５は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のゲート信号によってオン・オフが制御される。ゲート信号がＨｉｇｈ状態（高電圧状態）であるときは、第１のスイッチ４がオン状態となり、電流測定回路２が電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２と接続される。このとき、第２のスイッチ５はオフ状態になる。
　また、ゲート信号がＬｏｗ状態（低電圧状態）であるときは、インバータ６によって第２のスイッチ５がオン状態となり、温度測定回路３が電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２に接続される。このとき、第１のスイッチ４はオフ状態になる。
　この構成によって、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２が共にオン状態にある電流検出モード時には、電流測定回路２は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２に流れるセンス電流（Iｓ）を測定して、センス電流（Iｓ）に比例した電圧（Vｏ）を出力する。
　一方、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２とが共にオフ状態にある温度検出モード時には、温度測定回路３は、ダイオード１３に所望の順方向電流（Iｆ）を流すと共に、ダイオード１３のアノード端子の電圧（Vｆ）を温度測定回路３内で検出して出力する。
　図２は、図１に示す回路での電流検出モードＭｉと温度検出モードＭｔでの動作例を示す波形図である。
　電流検出モードＭｉと温度検出モードＭｔは、図２（ａ）に示すゲート信号によって切り替わる。すなわち、ゲート信号がＨｉｇｈ状態で、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２とが共にオン状態のとき、電流検出モードＭｉになる。また、ゲート信号がＬｏｗ状態で、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２とが共にオフ状態のとき、温度検出モードＭｔになる。
　電流検出モードＭｉのときには、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のオン状態で、に示す主電流（Iｍ）（図２（ｂ））が発生し、電流測定回路２は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２に流れるセンス電流（Iｓ）（図２（ｃ））を測定する。そして、電流測定回路２は、この測定でセンス電流（Iｓ）に比例した電圧（Vｏ）（図２（ｅ））を出力する。なお、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース１２Ｓの電圧（Vｓｓ）は、電流検出モードＭｉのときには、図２（ｄ）に示すように、０Ｖである。
　また、温度検出モードＭｔのときには、温度測定回路３は、ダイオード１３に所望の順方向電流（Iｆ）（図２（ｆ））を流し、ダイオード１３のアノード端子の電圧（Vｆ）（図２（ｇ））を、温度測定回路３内の電圧検出回路で検出して出力する。
　この温度測定回路３の出力電圧（Vｆ）は、ダイオード１３近傍のチップ温度（Ｔ）との間に、ショックレーのダイオード方程式を変形した［数１］式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、I0はダイオード１３の逆方向飽和電流、ｋはボルツマン常数、ｑは電子の電荷量を示す。
　図３は、出力電圧（Vｆ）（縦軸）とチップ温度（Ｔ）（横軸）との関係を示す特性図である。
　図３に示すように、出力電圧（Vｆ）とチップ温度（Ｔ）は直線近似することができ、温度に対する変化量は電流量（If）により変わり、一般的には2.0～3.5mV/℃程度の値となる。
　ダイオード１３に所望の定電流（If）を流すことで、出力電圧（Vｆ）はチップ温度（Ｔ）に対して直線的に変化する。したがって、予め特性のテストを行って、２つの温度で出力電圧（Vｆ）とチップ温度（Ｔ）を測定すれば、出力電圧（Vｆ）とチップ温度（Ｔ）とを求めるための、図３に示すような特性が取得できる。そして、この図３に示す特性を用いて、比較的簡単なテストによる温度キャリブレーション処理で、チップ温度（Ｔ）を測定することができる。
　このため、本実施の形態例による電力変換装置では、電力変換装置のテスト費用を抑えながら、精度の高いチップ温度の測定を実現することができる。
　また、本実施の形態例の電力変換装置は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のＰＷＭ制御により、１周期の間にオン・オフ状態が生じる。例えば、周波数20ｋＨｚのＰＷＭ制御の場合は、50μsの間にオン・オフ状態が生じる。このため、本実施の形態例の電力変換装置は、チップ温度の変化時間に対して、十分に短い周期でセンス電流（Iｓ）とチップ温度（Ｔ）の測定が可能になる。
　図４は、本実施の形態例の電力変換装置が備えるパワーデバイス１の平面外観図を示し、図５は図４の破線Ａ－Ａ’部における断面構造図を示す。
　図５に断面で示すように、半導体基板７上に主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２とダイオード１３とが形成されている。
　図５に示すパワーデバイス１は、下層から順に、ドレイン電極２１、ドレイン２２、ドリフト層２３が形成され、ドリフト層２３の上にＰボディ層２４ａ，２４ｂ，２４ｃが形成されている。そして、複数のＰボディ層２４ａ，２４ｂ，２４ｃを跨ぐように、ゲート酸化膜２５を介してゲート２６が形成される。
　ダイオード１３のカソード３０は、電極パッド９を介して主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース２７ａに接続されている。また、ダイオード１３のアノード２９は、ソース電極パッド１０を介して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース２７ｂに接続されている。
　ダイオード１３のカソード３０は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース２８ａ及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース２８ｂと同一層で形成される。
　また、ダイオード１３のアノード２９は主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のＰボディ接続層２７ａ及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のＰボディ接続層２７ｂと同一層で形成されている。
　つまり、ダイオード１３のカソード３０の領域は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース（又はエミッタ）を形成する第１の導電型の不純物層で形成される。ダイオード１３のアノード２９の領域は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のＰボディ領域又はＰボディ領域接続領域を形成する第２の導電型の不純物層で形成される。
　このように構成されることで、パワーデバイス１を製造する上で、ダイオード１３を形成するのに追加の製造工程は不要であり、本実施の形態例のパワーデバイス１は、従来のパワーデバイスに比べて製造コストが増大しない。
　また、図４に示すように、パワーデバイス１の表面上のボンディング用パッドは、ゲート電極(第１のボンディングパッド)８、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース電極パッド(第２のボンディングパッド)９、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース電極パッド(第３のボンディングパッド)１０の３個である。したがって、ダイオード１３を追加したことによる電極パッド数の増大がないため、チップサイズが増大することもない。
　なお、図１に示す構成では、パワーデバイス１をＭＯＳＦＥＴで構成したが、パワーデバイス１は、電流センス素子をもったＩＧＢＴのエミッタ端子間にダイオードを接続した構成としてもよい。
＜第２の実施の形態例＞
　次に、本発明の第２の実施の形態例を、図６を参照して説明する。図６において、第１の実施の形態例で説明した図１～図５に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
　図６は、第２の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
　本実施の形態例では、第１の実施の形態における、電流測定回路２と温度測定回路３の具体的な回路構成を示したものである。
　電流測定回路２は、演算増幅器３１と、演算増幅器３１の負入力端子（－）と出力端子との間に接続された並列抵抗３２からなる、電流電圧変換回路で構成される。演算増幅器３１の正入力端子は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソースに接続されている。
　この電流測定回路２は、第１のスイッチ４を介して電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース１２Ｓに接続されている。
　電流検出モードで第１のスイッチ４が導通状態になると、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース電位は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のソース電位と同一となるため、ダイオード１３に電流が流れることはない。また、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のゲート－ソース間の電圧は、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート－ソース間の電圧と等しくでき、主制御用ＭＯＳＦＥＴの主電流（Iｍ）センス電流（Iｓ）に対する比率（電流センス比）の変化を小さくすることができる。
　温度測定回路３は、ダイオード１３に所望の電流を流す定電流源３３と、負入力端子（－）と出力端子を接続した演算増幅器３４からなる電圧検出回路とを有する。定電流源３３は、第２のスイッチ５を介して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース１２Ｓに接続されている。演算増幅器３４の正入力端子（＋）は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のソース１２Ｓに直接接続され、演算増幅器３４は、温度検出モード時に、ダイオード１３のアノード電位（Vｆ）を検出して出力する。
　このような構成としたことで、温度測定回路３は、ダイオード１３のアノード電位（Vｆ）を検出することができる。そして、温度測定回路３は、電力変換装置のテスト時に予め取得した出力電位（Vｆ）とチップ温度（Ｔ）との関係データを用いて、その出力値（Vｆ）からチップ温度を算出することができる。
＜第３の実施の形態例＞
　次に、本発明の第３の実施の形態例を、図７～図９を参照して説明する。図７～図９において、第１及び第２の実施の形態例で説明した図１～図６に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
　図７は、第３の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
　本実施の形態例においては、温度測定回路３は、第１及び第２の定電流源３５，３６を備える。また、温度測定回路３の出力側には、差分演算回路４６が接続され、差分演算回路４６は、その出力から温度を測定する。
　第１の定電流源３５は、第２のスイッチ５を介して電流検出用センス素子１２のソース１２Ｓに接続される。第２のスイッチ５がオン状態のとき、第１の定電流源３５は、電流検出用センス素子１２のソース１２Ｓに接続されたダイオード１３に、所望の電流(If1)を流す。
　第２の定電流源３６は、第３のスイッチ３７を介して電流検出用センス素子１２のソース１２Ｓに接続される。第３のスイッチ３７がオン状態のとき、第２の定電流源３６は、電流検出用センス素子１２のソース１２Ｓに接続されたダイオード１３に、所望の電流(If2)を流す。第２の定電流源３６による電流(If2)は、第１の定電流源３５による電流(If1)とは異なる電流値である。なお、第３のスイッチ３７は、図面上ではSW3と表記している。
　第２のスイッチ５と第３のスイッチ３７は、異なる期間にオン状態になる。すなわち、第２のスイッチ５の制御端子とゲート信号端子の間には、反転遅延回路４５が接続され、ゲート信号がオン状態からオフ状態になった後、一定期間の間だけ第２のスイッチ５が導通状態となる。さらに、反転遅延回路４５の出力が遅延回路４７により遅延されて、第３のスイッチ３７の制御端子に供給され、第２のスイッチ５がオフ状態になってから、一定期間の間だけ第３のスイッチ３７が導通状態となる。
　図８は、図７に示す回路での電流検出モードＭｉと温度検出モードＭｔでの動作例を示す波形図である。電流検出モードＭｉでの動作については、図２に示す動作と同じなので、説明を省略する。
　そして、温度検出モードＭｔのときには、ゲート信号（図８（ａ））がオフ状態になると、最初に、一定期間の間だけ第２のスイッチ５が導通状態になる。この時、第１の定電流源３５により、ダイオード１３に所望の電流(If1)が流される（図８（ｆ））。また、この時、電流検出用センス素子１２のソース端子電圧(Vss)は、図８（ｇ）に示すように、ダイオード１３のアノード電圧（Vf1）になる。
　また、第２のスイッチ５がオフ状態になった後、一定期間の間だけ第３のスイッチ３７が導通状態になる。この時、第２の定電流源３６により、ダイオード１３に所望の電流(If2)が流される（図８（ｆ））。この時、電流検出用センス素子１２のソース端子電圧(Vss)は、図８（ｇ）に示すように、ダイオード１３のアノード電圧（Vf2）となる。
　そして、温度測定回路３の出力が供給される差分演算回路４６では、時間差を置いて入力された２つのアノード電圧値Vf1、Vf2の差分電圧（ΔVf）を算出する。本実施の形態例の電力変換装置は、この差分電圧（ΔVf）を温度に対応した測定値とする。
　図９は、上述した２つの異なる順方向電流If1、If2をダイオード１３に流した時の出力電圧Vf1、Vf2及びそれらの差分電圧を縦軸とし、チップ温度（Ｔ）を横軸とした特性図である。
　ここで、アノード電圧値Vf1、Vf2と差分電圧（ΔVf）は、次の［数２］式、［数３］式、［数４］式でそれぞれ与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、I0はダイオード１３の逆方向飽和電流、ｋはボルツマン常数、ｑは電子の電荷量を示す。
　ダイオード１３の逆方向飽和電流I0は、ダイオード１３の製造時の個体差を持つパラメータであるが、差分電圧（ΔVf）の［数４］式にはない。したがって、差分電圧（ΔVf）を温度の測定値としたとき、個体差による特性のバラツキがなくなるなるとともに、Iｆ2／Iｆ1は、所望の順方向電流の比率となるため固定値となる。
　つまり、差分電圧（ΔVf）は、チップ温度（Ｔ）に固定値を乗じた値となる。これにより、第１の実施の形態例で説明した、温度測定回路３の出力電圧(Vf)とチップ温度（Ｔ）と相関データを取得するテスト時の温度キャリブレーションテストが不要になり、テストの実行に要するコストを削減できるという効果がある。
＜第４の実施の形態例＞
　次に、本発明の第４の実施の形態例を、図１０～図１２を参照して説明する。図１０～図１２において、第１～第３の実施の形態例で説明した図１～図９に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
　図１０は、第４の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
　本実施の形態例では、第１の実施の形態に示した電流測定回路２と温度測定回路３の出力が供給される主制御電流算出装置４８と、主制御電流算出装置４８により、ゲート信号を生成するゲート駆動回路４９を設けている。
　主制御電流算出装置４８は、電流測定回路２の出力電圧（Vo）から得られる電流検出用ＭＯＳＦＥＴ１２のセンス電流（Iｓ）と、温度測定回路３の出力（Vｆ）から得られるチップ温度（Ｔ）の値を用いて主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１の主制御電流（Iｍ’）を算出する。
　主制御電流算出装置４８が算出した主制御電流（Iｍ’）は、ゲート駆動回路４９に供給され、ゲート駆動回路４９で指令電流と主制御電流（Iｍ’）に基づいて、主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート信号が生成される。
　図１１は、主制御電流（Iｍ’）を算出するために用いるセンス電流（Iｓ）（横軸）に対する、主制御用ＭＯＳＦＥＴの主制御電流（Iｍ）とセンス電流（Iｓ）との比率（電流センス比Ｒsense）（縦軸）の一例を示す。
　図１１に示すように、センス電流（Iｓ）に対する電流センス比Ｒsenseは、チップ温度（Ｔ）により変化すること、つまり温度依存性があることが分かる。
　したがって、図１２に示すように、主制御電流算出装置４８は、メモリ装置５０を内蔵して、センス電流（Iｓ）、電流センス比（Ｒsense）、チップ温度（Ｔ）との相関関係データを電力変換装置のテスト時に予め取得して、メモリ装置５０に記憶しておく。
　主制御電流算出装置４８は、電力変換装置の実動作時に、主制御用ＭＯＳＦＥＴのスイッチング毎にセンス電流（Iｓ）とチップ温度（Ｔ）を測定して、観測されたセンス電流（Is）とチップ温度（Ｔ）時の電流センス比（Ｒsense）の値をメモリ装置５０から得る。主制御電流（Iｍ’）は、センス電流（Is）に電流センス比（Ｒsense）を乗じることで算出される。そして、算出された主制御電流（Iｍ’）は指令電流と比較されて、その差分が小さくなるように、ゲート信号がゲート駆動回路４９を通じて調整される。
　また、主制御電流算出装置４８は、ＰＷＭ制御周期で得られるチップ温度（Ｔ）情報を用いて、上述した電流センス比を補正することで、主制御電流（Iｍ’）をリアルタイムに高い精度で算出することができる。このため、本実施の形態例の構成によると、この主制御電流算出装置４８を、電力変換装置を制御する負荷駆動電流の測定器として用いることができる。
＜各実施の形態例の電力変換装置を組み込んだインバータ装置の例＞
　図１３は、ここまで説明した各実施の形態例の電力変換装置を備える３相インバータ装置の構成を示す。図１３の例では、第１の実施の形態例の電力変換装置を組み込んだ例を示すが、他の実施の形態例の電力変換装置を組み込んで、インバータ装置を構成してもよい。
　図１３に示す３相インバータ装置５１は、ＰＷＭ制御で負荷モータ５７を駆動する装置であり、電源５６が３相インバータ装置５１に供給される。電源５６の高圧側と低圧側との間には、コンデンサ５３が接続される。
　この３相インバータ装置５１は、３つの相ごとに、Ｈｉｓｈ－ｓｉｄｅ側（高圧側）とＬｏｗ－ｓｉｄｅ側（低圧側）とで個別の主制御ＭＯＳＦＥＴを備える。
　すなわち、それぞれの相は、Ｈｉｓｈ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ５５と、Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ１１とを備える。Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ１１は、各実施の形態例の電力変換装置で説明した主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１に相当する。
　そして、各相のＬｏｗ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ１１は、各相で個別に設けたゲート駆動回路４９から出力されるゲート信号により制御される。
　ここで、電流測定回路２が測定したセンス電流(Is)と、温度測定回路３が測定した出力電圧(Vf)とに基づいて、ゲート駆動の制御が行われる点は、既に各実施の形態例で説明した通りである。電流測定回路２の出力値は、主制御電流算出装置４８（図１０）を含む制御・演算装置５２にて、Ｌｏｗ－ｓｉｄｅにある主制御用ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態にある時に主電流として算出される。
　制御・演算装置５２には、外部から通信コネクタ５８を通じて、負荷モータ５７を駆動するための指示電流が供給され、この指示電流の差分が小さくなるように、ゲート駆動回路４９がフィードバック制御される。そして、ＰＷＭ制御されるインバータ装置５１において、３相全てのＬｏｗ－ｓｉｄｅの主制御用ＭＯＳＦＥＴが同時にオン状態になるときが１周期の間に生じる。このため、制御・演算装置５２では、リアルタイムに負荷モータ５７に流れる電流を観測したフィードバック制御が可能となる。
　Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ１１にゲート信号を供給するゲート駆動回路４９においても、制御・演算装置５２がフィードバック制御する。
＜変形例＞
　なお、本発明は、上述した各実施の形態例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施の形態例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
　例えば、図１３に示す３相インバータ装置５１では、Ｌｏｗ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ１１に、各実施の形態例で説明した電力変換装置の構成を適用した例を示すが、Ｈｉｓｈ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ５５についても、各実施の形態例で説明した電力変換装置の構成を適用してもよい。
　また、第１の実施の形態例でも説明したように、パワーデバイス１は、電流センス素子をもったＩＧＢＴのエミッタ端子間にダイオードを接続した構成としてもよい。
　また、図１などの回路図では、信号線や制御線は説明上必要と考えられるものだけを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　１…パワーデバイス、２…電流測定回路、３…温度測定回路、４…第１のスイッチ(SW1)、５…第２のスイッチ(SW2)、６…インバータ、７…半導体基板、８…ゲート電極バッド、９…主制御素子ソース電極パッド、１０…センス素子ソース電極パッド、１１…主制御用ＭＯＳＦＥＴ、１２…電流検出用ＭＯＳＦＥＴ、１３…温度検出用ダイオード、２１…ドレイン電極、２２…ドレイン、２３…ドリフト層、２４ａ，２４ｂ，２４ｃ…Ｐボディ層、２５…ゲート酸化膜、２６…ゲート、２７a，２７ｂ…Ｐボディ層接続Ｐ層、２８ａ，２８ｂ…ソース、２９…アノード、３０…カソード、３１…演算増幅器、３２…並列抵抗、３７…第３のスイッチ(SW3)、４５…遅延反転回路、４６…差分演算回路、４７…遅延回路、４８…主制御電流算出装置、４９…ゲート駆動回路、５０…メモリ装置、５１…３相インバータ装置、５２…フィードバック制御・演算装置、５３…コンデンサ、５４…ゲート駆動回路、５５…Ｈｉｓｈ－ｓｉｄｅ主制御ＭＯＳＦＥＴ、５６…電源、５７…負荷モータ、５８…通信コネクタ 

Claims (8)

  1. 　主電流を制御する絶縁ゲート型の第１のトランジスタと、
    　前記第１のトランジスタと同一半導体基板に形成され、前記第１のトランジスタのドレインとゲートが各々電気的に並列接続され、前記第１のトランジスタの電流を検出する絶縁ゲート型の第２のトランジスタと、
    　前記第１のトランジスタのソースを、前記第２のトランジスタのソースより領域が大きくした上で、前記第２のトランジスタのソース電極と前記第１のトランジスタのソース電極との間に接続して、前記第２のトランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路とを有する電力変換装置であって、
    　前記半導体基板に形成され、前記第２のトランジスタのソース電極と前記第１のトランジスタのソース電極との間に接続されたダイオードと、
    　前記第２のトランジスタのソース電極に接続され、前記第１のトランジスタがオフ状態にあるときに、前記ダイオードに所定の順方向電流を流して、前記半導体基板の温度を測定する温度測定回路と、を備えることを特徴とする
    　電力変換装置。
  2. 　前記第１のトランジスタと、前記第２のトランジスタと、前記ダイオードとが搭載された前記半導体基板上に形成されたボンディングパッドは、
    　前記第１のトランジスタのソース又はエミッタ電極と前記ダイオードのカソード電極とが接続された第１のボンディングパッドと、
    　前記第２のトランジスタのソース又はエミッタ電極と前記ダイオードのアノード電極が接続された第２のボンディングパッドと、
    　前記第１及び第２のトランジスタのゲート電極が接続された第３のボンディングパッドからなることを特徴とする
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記ダイオードのカソード領域は、前記第１のトランジスタのソース領域又はエミッタ領域を形成する第１の導電型の不純物層で形成され、
    　前記ダイオードのアノード領域は、前記第２のトランジスタのＰボディ領域又はＰボディ領域接続領域を形成する第２の導電型の不純物層で形成されることを特徴とする
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記温度測定回路は、前記順方向電流を流す定電流源と、前記第２のトランジスタのソース電位を測定する電圧測定回路とを備え、
    　前記定電流源は、前記第１のトランジスタがオフ状態にあるときに、第１の電流値を前記ダイオードに流した後、第２の電流値を前記ダイオードに流し、
    　前記電圧測定回路は、前記第１の電流値を流した時の前記第２のトランジスタのソース電位と、第２の電流値を流した時の前記第２のトランジスタのソース電圧を各々検出した後、その差分値を算出し、前記差分値から前記半導体基板の温度を算出することを特徴とする
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電流測定回路は、電流測定時には前記ダイオードに電流が流れないように前記第１のトランジスタのソース電圧が前記第２のトランジスタのソース電圧と同一となるように構成し、前記第２のトランジスタのソース電極と、前記第１のトランジスタのゲート制御信号が高電圧状態のときに第１のスイッチを介して接続され、
    　前記温度測定回路は、前記ダイオードに所定の順方向電流を流す電源を有し、前記第２のトランジスタのソース電極と、前記第１のトランジスタのゲート制御信号が低電圧状態のときに第２のスイッチを介して接続されることを特徴とする
    　請求項２又は４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電流測定回路は、
    　前記第２のトランジスタのソース電極に負側入力端子が接続され、前記第１のトランジスタのソース電極に正側入力端子が接続された演算増幅器と、
    　前記演算増幅器の負側入力端子と出力端子に接続された抵抗素子とで構成されることを特徴とする
    　請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記電流測定回路及び前記温度測定回路は、前記第１のトランジスタを制御するゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
    　前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流測定回路は前記第２のトランジスタに流れるセンス電流を観測し、
    　前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記温度測定回路は前記ダイオードの端子電圧に基づいて前記半導体基板の温度を算出し、
    　前記センス電流と前記温度から、前記第１のトランジスタに流れる主電流を算出する主制御電流算出装置が前記電流測定回路と前記温度測定回路に接続されていることを特徴とする
    　請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  8. 　当該電力変換装置が少なくとも低圧側に設けられたインバータ装置として構成され、
    　主制御用トランジスタのゲート駆動回路を制御する制御・演算装置は、前記第１のトランジスタに流れる主電流を算出して、負荷を駆動する指令電流と一致させるように、前記ゲート駆動回路をフィードバック制御することを特徴とする
    　請求項７に記載の電力変換装置。
     
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7181851B2 (ja) * 2019-12-13 2022-12-01 日立Astemo株式会社 電力変換装置
US20230117505A1 (en) * 2021-10-20 2023-04-20 Nxp B.V. Circuit comprising a cascode device and method of operating circuit

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015228771A (ja) * 2014-06-02 2015-12-17 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
WO2017208698A1 (ja) * 2016-06-03 2017-12-07 富士電機株式会社 半導体装置
WO2019167104A1 (ja) * 2018-02-27 2019-09-06 三菱電機株式会社 半導体装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6171599B2 (ja) * 2013-06-11 2017-08-02 サンケン電気株式会社 半導体装置及びその制御方法
US9829387B2 (en) * 2014-10-28 2017-11-28 Infineon Technologies Austria Ag System and method for temperature sensing
US11394378B2 (en) * 2018-03-05 2022-07-19 Infineon Technologies Ag Power switch with an integrated temperature and current sense circuit

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015228771A (ja) * 2014-06-02 2015-12-17 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
WO2017208698A1 (ja) * 2016-06-03 2017-12-07 富士電機株式会社 半導体装置
WO2019167104A1 (ja) * 2018-02-27 2019-09-06 三菱電機株式会社 半導体装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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