JP3861613B2

JP3861613B2 - オンチップ温度検出装置

Info

Publication number: JP3861613B2
Application number: JP2001090295A
Authority: JP
Inventors: トロンナムチャイクライソン; 良雄下井田
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2001-03-27
Filing date: 2001-03-27
Publication date: 2006-12-20
Anticipated expiration: 2021-03-27
Also published as: US20020140447A1; US7279954B2; US6812722B2; JP2002289789A; US20050046463A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導性負荷や抵抗負荷等を駆動するためのパワートランジスタにおいて、該パワートランジスタのチップ温度を安価に精度良く迅速に検出し、システム全体が安全に動作できるようにする技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からパワートランジスタを容易に取り扱えるようにするためには、過電流保護や過負荷（過温度）保護など各種の保護回路が必要不可欠であった。過電流保護のための電流検出手段としては主電流に比例した電流を流すためのミラートランジスタが使われ、また過負荷保護のためにはチップ温度検出手段が使われている。従来のチップ温度検出手段の一例としては、パワートランジスタ表面上に形成されたポリシリコン薄膜内にダイオードを形成し、該ポリシリコンダイオードに順方向に一定の電流を流したときの順バイアス電圧の温度依存性を利用して温度を検知する方法が使われている。ポリシリコンダイオードはパワートランジスタから誘電体によって完全に分離されているため、相互に干渉しないので、扱いやすいという利点がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述のごとき従来技術においては、過電流、過負荷それぞれの保護のために別々の検出手段、即ちミラートランジスタとポリシリコンダイオードとの両方を用意する必要があり、その結果、パワートランジスタチップ上に占める表面積が大きくなる、という問題があった。
また、従来技術ではミラートランジスタ用のミラーエミッタ（またはソース、以下エミッタと呼ぶ）端子の他に、ポリシリコンダイオード用に２つ端子を必要とし、ポリシリコンダイオードの２つ端子からワイヤを張る必要がある。大電流を扱うパワートランジスタでは、特にエミッタワイヤをなるべく多数本、密にボンディングパッドに張る必要があるが、上記の構成ではポリシリコンダイオードワイヤの周囲においては、エミッタワイヤを密に張れなくなるという問題点があった。
【０００４】
さらに、特開平６−２５２４０８号公報にあるような、本来ポリシリコンを用いない電流制御型素子をパワー素子として用いる場合には、上記のようなポリシリコンダイオード等の温度検出手段を設けるため、本来の半導体素子形成プロセス上は必要のなかったプロセスの増加をもたらし、製品コストが上昇するとともに、温度検出素子の上部のアルミ配線に段差が生じたり、素子本来の特性に悪影響を及ぼすという問題点があった。
また、温度検出用領域が存在することで本来の素子配置の対称性が悪くなり、素子特性への影響が避けられないというレイアウト上の問題も生じる。
【０００５】
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、温度検出手段を別個に備える必要がなく、素子製造工程の増加やチップ面積の増大を抑えながら、オンチップによる高精度で迅速な温度検出が可能なオンチップ温度検出装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては過電流検出用のミラートランジスタを利用してチップ温度を検知できるように構成している。すなわち、請求項１に記載の発明においては、バイポーラ型のパワートランジスタがオンしているときに、ミラートランジスタを用いてこのときに流れているコレクタ電流を測定し、コレクタ電流とベース・エミッタ間電圧の温度特性（後記数１式）を利用してチップ温度を演算で推定するように構成している。なお、この構成は、例えば後記第１の実施例に相当する。
【０００７】
また、請求項２、請求項３、請求項４に記載の発明においては、オフしているバイポーラ型パワートランジスタおよびＩＧＢＴを含むＭＯＳ型パワートランジスタの制御端子（ベースまたはゲート端子）に微少な電圧を意図的に印加し、これによりミラートランジスタのコレクタまたはドレインに微少な一定の電流を流し、このときのコレクタ電流と制御電圧（ベース・エミッタ間電圧）からチップ温度を演算で推定するように構成している。なお、この構成は、例えば後記第２、第３、第４、第６の実施例に相当する。
【０００８】
また、請求項５に記載の発明においては、前記ミラートランジスタのコレクタまたはドレインに一定の電流を、前記パワートランジスタがオフしている間における一定の短い期間にパルス状に流すように構成している。なお、この構成は例えば後記第５の実施例に相当する。
【０００９】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明においては、ポリシリコンダイオード等の温度検出手段を別に用意する必要がなくなるので、素子製造工程の増加やチップ面積の増大を抑えながらオンチップによる精度が良く迅速な温度検出が可能になる。また、エミッタワイヤを密に張れなくなる問題、プロセスの増加による製品コストの上昇やアルミ配線による段差の問題、および素子配置の対称性の悪化等の問題を全て解消することができる。
【００１０】
また、請求項２、請求項３、請求項４に記載の発明においては、請求項１の効果に加えて、温度検出時の電流を小さくしているために寄生抵抗等の影響が少なく、温度測定の精度が良くなり、さらに温度推定の演算を簡単にできるという効果がある。また、バイポーラ型以外にＭＯＳやＩＧＢＴのようなパワートランジスタにも適用でき、その応用範囲が広い。特に、請求項４に記載の発明においては、温度検出時にパワートランジスタのコレクタに電流を流さず、ミラートランジスタにのみ一定のコレクタ電流を流すようにしているため、温度測定のために流す電流を少なく抑えることができ、測定のために必要な電力をさらに少なくできる、という効果が得られる。
【００１１】
また、請求項５に記載の発明においては、電流を短い期間しか流さないので、測定のために必要な電力をさらに少なくできる、という効果が得られる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１は本発明における第１の実施例を示す回路図である。図１はカレントミラーを持つバイポーラ型パワートランジスタの回路図を示しており、１はパワートランジスタ、２は１と同じ構造で容量が小さいミラートランジスタ、３は駆動回路、４は負荷（例えば誘導性負荷または抵抗性負荷）、５は入力インピーダンスの高い増幅器（例えばオペアンプ）、６は温度演算部、７は飽和電流Ｉseを温度Ｔの関数のマップとして記憶しているメモリ、８は比較器、Ｒは抵抗値が十分小さな検流抵抗、１５はＶbe検出部、Ｉc１はパワートランジスタ１のコレクタ電流、Ｉc２はミラートランジスタ２のコレクタ電流、Ｖbeはパワートランジスタ１のベース・エミッタ間電圧（制御電圧とも記す）である。なお、比較器８は過電流検出回路を構成する要素であり、本発明の温度検出とは直接的には関係しない。
【００１３】
一般にバイポーラ型パワートランジスタのコレクタ電流Ｉcはほぼ下記（数１）式を満足する。
Ｉc＝Ｉse×ｅｘｐ（ｑＶbe／ｎｋＴ） …（数１）
ただし、ｎは１以上の実数（例えば１〜２程度の値）であり、ｑは電子の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度である。
【００１４】
（数１）式において、Ｉseは飽和電流と呼ばれ、同一チップにおいては温度Ｔのみの関数になっている。従って製造時に各チップのＩseを温度の関数として測定し、記憶しておくことができる。
【００１５】
本発明における第１の実施例では、上記の（数１）式を用いてバイポーラ型パワートランジスタのチップ温度を推定している。以下、説明する。パワートランジスタ１がオンしている間にパワートランジスタ１のコレクタに電流Ｉc１が流れ、Ｉc１に比例した電流Ｉc２がミラートランジスタ２のコレクタを流れる。その電流Ｉc２が検流抵抗Ｒを流れ、その結果Ｉc２に比例した電圧が発生し、増幅器５によって増幅される。このようにミラートランジスタ２を使えばＩc２を容易に測定でき、したがって、それに比例するパワートランジスタ１のコレクタ電流Ｉc１を容易に測定できる。一方、ベース・エミッタ間の電圧ＶbeはＶbe検出部１５で検出する。具体的には、例えば入力インピーダンスの高い増幅器（例えばオペアンプ）の２つの入力端子の一方をベース端子に、他方をエミッタ端子に、それぞれ接続すれば、増幅器の出力にベース・エミッタ間の電圧Ｖbeに対応した出力が得られる。
【００１６】
上記のようにＩcとＶbeが測定できれば、上記（数１）式を用いてチップ温度Ｔを推定することができる。具体的な推定方法の一例を以下に述べる。先ず温度Ｔの初期推定値をＴ０とし、Ｔ０とＩcからＶbe０を計算し、Ｖbe０をＶbeと比較する。Ｖbe０がＶbeより大きければ次期推定値としてＴ０を大きくし、Ｖbe０がＶbeより小さければ次期推定値としてＴ０を小さくして、再度計算を行う。この計算を収束するまで繰り返せばチップ温度Ｔが得られる。この計算を温度演算部６で行なう。
【００１７】
以上に示した第１の実施例によれば、ポリシリコンダイオードのような温度測定手段を別に用意しなくても、過電流保護に使われているミラートランジスタ２だけでチップ温度を測定できる。そのためパワートランジスタの無効な表面積を減らすことができ、かつ、主エミッタワイヤを十分に密に張ることができるという効果が得られる。さらにポリシリコンによるプロセスの追加およびこれによって発生する諸問題をなくすことができる、という効果も得られる。
【００１８】
なお、図１の比較器８は過電流検出回路を構成する要素であり、コレクタ電流Ｉc２（したがってＩc１）に比例する電圧（検流抵抗Ｒの端子電圧）が所定の基準電圧Ｖｓ以上になると過電流検出信号を送出するようになっている。従来技術では、ミラートランジスタ２は上記の過電流検出機能のみに用いられていたが、本発明では上記のように、同じミラートランジスタ２を過温度検出用にも用いるように構成している。なお、図示は省略したが、同一のミラートランジスタ２を電流と温度両方の検知で共用するために、ミラートランジスタ２のエミッタを温度検出回路と過電流検出回路に切り替えて接続するスイッチを設けてもよい。
【００１９】
（第２の実施例）
前記第１の実施例には以下のような２つ問題がある。まず第１の問題は、図２の電流・電圧特性に示されているように前記（数１）式は電流の比較的少ない領域のみで成立し、とくに電流が大きな領域では寄生抵抗等の影響が顕著になって、式からのずれが大きくなることである。また、第２の問題は、前記の温度推定演算の説明からもわかるように、温度推定のための計算が複雑で、処理能力の大きな演算装置が必要になることである。
【００２０】
以上述べた問題点に加えて、第１の実施例はバイポーラ型トランジスタにしか適用できず、その適用範囲が限定的である。一方、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）やパワーＭＯＳＦＥＴなどのパワートランジスタでは、図２の点線に示されているように、その制御電圧（ゲート電圧、図ではＶbe）が閾値電圧（図ではＶbeon）より大きい領域では、（数１）式からのずれが大きくなるが、ＶbeがＶbeonよりも小さい範囲では、（数１）式が成立するので、温度の推定が可能である。
【００２１】
図３は、本発明における第２の実施例を示す回路図である。図３において、９はオペアンプ（演算増幅器）、１６は温度演算部、Ｓ１、Ｓ２はスイッチ、−Ｖはパワートランジスタ１のエミッタを基準とした負の電圧源であり、その他、図１と同じ符号は同じものを示す。なお、図１における過電流検出用の比較器８は図示を省略している（以下の図面において同じ）。
【００２２】
第２の実施例においては、パワートランジスタ１がオフしている期間の間にコレクタに微少な所定の電流を流し、そのときの制御電圧Ｖbeを測定するようにしている。
温度を測定するには、まずスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２をオンにする。すると、オペアンプ９の仮想接地によってミラートランジスタ２のエミッタ電位がパワートランジスタ１のエミッタ電位（＝０Ｖ）に等しくなる。その結果、検流抵抗Ｒに電圧Ｖがかかり、電流Ｖ／Ｒが流れる。この電流（Ｉc２）がミラートランジスタ２を流れ、またパワートランジスタ１にはこれに比例した電流（Ｉc１）が流れる。ここで検流抵抗Ｒを大きく設計しておけば、このときに流れる電流（Ｉc１、Ｉc２）を小さい値にすることができるので、図２においてＶbeがＶbeonより小さい範囲で使用できることになる。なお、この場合のベース・エミッタ間電圧Ｖbeはパワートランジスタ１とミラートランジスタ２とで同じ値となる。上記のベース・エミッタ間電圧Ｖbeを前記図１で説明したのと同じ方法で検出する。
【００２３】
図４は、上記のようにして測定したＶbeとチップ温度Ｔとの関係を示す図である。図４に示すように、ＶbeはＴのほぼ線形な関数になっており、例えば近似式Ｖbe＝αＴ＋β（ただしα、βは定数）で示される。従ってこの場合には、Ｖbeを求めるだけで、上記近似式から四則演算のみを用いてチップ温度Ｔを計算できることになる。温度演算部１６は上記の演算を行なって温度Ｔを求める回路またはソフトウエアである。
【００２４】
以上に示した第２の実施例によって、第１の実施例と同様にポリシリコンダイオードのような温度測定手段を別に用意しなくても、過電流保護に使われているミラートランジスタを用いてチップ温度を測定することができる。その結果、パワートランジスタの無効な表面積を減らすことができ、また主エミッタワイヤを十分に密に張ることができ、さらにポリシリコンによるプロセスの追加およびこれによって発生する諸問題をなくすことができるという効果が得られる。
【００２５】
加えて、第２の実施例には、電流を小さく絞っているために寄生抵抗等の影響が少なく、温度測定の精度が良くなり、さらに温度推定の演算を簡単にできるという特有の利点がある。また第２の実施例はバイポーラ型以外にＭＯＳやＩＧＢＴのようなパワートランジスタにも適用でき、その応用範囲が広い。
【００２６】
ただし、第２の実施例を適用するには以下の注意が必要になる。
まず、第２の実施例ではパワートランジスタ１がオフしているときにしか温度を測定できない。しかし、チョッパやコンバータやインバータのような回路の場合には、パワートランジスタ１は所定の周期でオン・オフを繰り返す（例えばＰＷＭ制御）ので、そのオフ期間に温度計測を行なうように構成すれば、オフ期間中にしか温度を測定できなくても問題になることはない。
【００２７】
また、第２の実施例ではパワートランジスタ１がオフしている間に、温度を測定するためにコレクタに微少な電流を流すようになっている。オフしているパワートランジスタ１のコレクタには大きな電圧がかかっており、微少であっても電流が流れることによって大きな電力が消費される。この無駄な消費電力をなるべく減らすには検流抵抗Ｒを十分に大きく設計しておき、温度測定のために流す電流を十分絞っておくことが必要である。
【００２８】
（第３の実施例）
図５は、本発明における第３の実施例を示す回路図である。図５において、１０はオペアンプであり、その他、図３と同じ符号は同じものを示す。この実施例でも、パワートランジスタ１がオフしている期間の間にコレクタに微少な所定の電流を流し、そのときのミラートランジスタ２の制御電圧Ｖbe（ベース・エミッタ間電圧）を測定するようにしている。ただし、この実施例の場合にはパワートランジスタ１とミラートランジスタ２とでＶbeの値は異なる。
【００２９】
温度を測定するには、まず、スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２をオンにする。すると、オペアンプ１０の仮想接地によってミラートランジスタ２のエミッタ電位が−Ｖ１と等しくなり、その結果、検流抵抗Ｒには電圧（Ｖ−Ｖ１）が印加され、電流（Ｖ−Ｖ１）／Ｒが流れる。この電流（Ｉc２）がミラートランジスタ２を流れる。検流抵抗Ｒを大きく設計しておけばこのときに流れる電流を小さくでき、図中に示すミラートランジスタ２の制御電圧Ｖbeを閾値Ｖbeonよりも小さくできる。このようにして測定したＶbeとチップ温度Ｔの関係は前記図４に示したようになり、ＶbeはＴのほぼ線形な関数になっている。従ってこの場合も第２の実施例と同様にＶbeから四則演算のみでチップ温度Ｔを計算でき、第２の実施例と同様な効果が得られる。
【００３０】
加えて、第３の実施例では、パワートランジスタ１のベース・エミッタ間にかかる電圧は（Ｖbe−Ｖ１）となり、ミラートランジスタ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbeとは異なる。ここで−Ｖ１を十分に大きな負の電圧に設計しておけば、パワートランジスタ１のベース・エミッタ間電圧を０Ｖまたは負にすることができる。このようにしておけば温度測定のためにミラートランジスタ２に電流を流してもパワートランジスタ１に電流が流れることはなく、従って温度測定のために流す電流を少なくすることができる。その結果、第３の実施例は第２の実施例よりもさらに温度測定のための無駄な消費電力を減らすことができる。
【００３１】
（第４の実施例）
図６は、本発明における第４の実施例の回路図である。図６において、１１はＭＯＳＦＥＴ、Ｓ３はスイッチであり、破線で囲んだ部分１２は−Ｖ２を設定する電圧設定回路である。その他、図３と同符号は同じものを示す。
【００３２】
図６の回路では、前記図５とは異なる方法でパワートランジスタ１がオフしている期間にミラートランジスタ２のみに微少な電流を流し、そのときの制御電圧Ｖbeを測定するようにしている。
【００３３】
温度を測定するには、第３の実施例と同じように、まずスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ３をオンにする。スイッチＳ３がオンになるとパワートランジスタ１がオフし、電流が流れることはない。ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートには電圧（Ｖ−Ｖ２）が印加される。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１１にはゲート電圧によって決まる一定の電流が流れる。この電流がミラートランジスタ２を流れる。（Ｖ−Ｖ２）を小さく設計しておけば、このときに流れる電流を小さくすることができ、ミラートランジスタ２の制御電圧Ｖbeを閾値Ｖbeonより小さくできる。このようにして測定したＶbeとチップ温度Ｔの関係は、これまでと同様に図４のようになり、ＶbeはＴのほぼ線形な関数になっている。従って、この場合も第２や第３の実施例と同様にＶbeから四則演算のみでＴを計算でき、同様な効果が得られる。
【００３４】
また、この場合でも第３の実施例と同様に温度測定のためにミラートランジスタ２に電流を流してもパワートランジスタ１に電流が流れることはなく、従って温度測定のために流す電流を少なくすることができ、温度測定のための無駄な消費電力を減らすことができる。
【００３５】
さらに第４の実施例は、第３の実施例と異なり、ミラートランジスタ２のエミッタからベースへのフィードバックループを持っていない。従って、第４の実施例のほうが回路の安定性や応答性が第３の実施例のそれより優れている。
【００３６】
なお、図６において、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに与える電圧（−Ｖ２）は、図６に−Ｖ２と示しているように図示しない外部回路から与えても良いが、破線で囲んだ電圧設定回路１２を用いると、さらに精度を向上させることができる。すなわち、外部から一定電圧−Ｖ２を与えた場合には、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度特性によって、温度が変化すると電流Ｉbが変化し、温度検知精度が低下するおそれがある。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１１と同じＭＯＳＦＥＴを用いて電圧設定回路１２をオンチップで形成すれば、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度変化に応じて電圧−Ｖ２も変化するので、温度が変化しても電流Ｉbを一定に保つことができる。
【００３７】
（第５の実施例）
図７は、本発明の第５の実施例を示す図であり、本発明の第２、第３、第４の実施例における温度測定のタイミングチャートを示す。上記の各実施例においては、前記のようにパワートランジスタ１がオフしている期間にミラートランジスタ２のコレクタに微少な電流を流し、そのときの制御電圧Ｖbeを測定することでチップ温度を測定するように構成している。その際、電流を流すことによって電力が消費される。この消費電力を抑えるには、図７に示すように、オフ期間中で所定の短い期間だけにパルス状に測定のための電流を流すようにし、それ以外の期間には測定を行わないようにする。
【００３８】
（第６の実施例）
図８は、本発明における第６の実施例を示す回路図である。図８において、１３、１４はＭＯＳＦＥＴ、Ｓ４はスイッチであり、その他、図６と同符号は同じものを示す。
【００３９】
図８は、図６に示した実施例とほとんど同じ構成になっているが、温度測定のための電流Ｉc２をＩc２１とＩc２２の２種類に設定した点が異なっている。その切り替えのためにスイッチＳ４が設けられている。電流Ｉc２１が流れているときの制御電圧をＶbe１、電流Ｉc２２が流れているときの制御電圧をＶbe２とすると、その差（Ｖbe１−Ｖbe２）と下記（数２）式を用いて温度を算出することができる。
【００４０】
Ｉc２１／Ｉc２２＝ｅｘｐ｛ｑ（Ｖbe１−Ｖbe２）／ｎｋＴ｝ …（数２）
（数２）式からわかるように、電流比と制御電圧差の関係はチップ温度以外はすべて物理定数のみで決まる。従ってこれを使った測定はプロセスや個体差などのばらつきを含まず、測定を精度良く行うことができる。
【００４１】
ただし、この実施例を適用するには電圧を２回測定する必要があり、時間がかかる場合がある。その場合、例えば電源を入れるときだけ電流比と制御電圧差の関係を用いて温度を測定し、この値を用いてチップの個体差などを補償するための補正係数を算出しておき、補正係数を算出できた後は、例えば図６に示した実施例と同じように一つだけの電流と制御電圧の関係だけで温度を算出するように構成してもよい。
【００４２】
以上説明したとおり、本発明においては、過電流検出用のミラートランジスタを利用してチップ温度を検知できるように構成しているので、チップ温度検出手段としてのポリシリコンダイオードが不要になり、これによってチップの無駄面積の増大およびコストアップを防ぎ、さらに素子本来の特性に悪影響を与えないようにできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図。
【図２】コレクタ電流と制御電圧（ベース・エミッタ間電圧）Ｖbeの関係を示す図。
【図３】本発明の第２の実施例を示す回路図。
【図４】ベース・エミッタ間電圧Ｖbeとチップ温度Ｔとの関係を示す図。
【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図。
【図６】本発明の第４の実施例を示す回路図。
【図７】本発明の第５の実施例を示すタイミングチャート。
【図８】本発明の第６の実施例を示す回路図。
【符号の説明】
１…パワートランジスタ２…ミラートランジスタ
３…駆動回路４…負荷
５…増幅器６…温度演算部
７…メモリ８…比較器
９、１０…オペアンプ１１…ＭＯＳＦＥＴ
１２…電圧設定回路１３、１４…ＭＯＳＦＥＴ
１５…Ｖbe検出部１６…温度演算部
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４…スイッチＲ…検流抵抗
−Ｖ…パワートランジスタ１のエミッタを基準とした負の電圧源
Ｉc１…パワートランジスタ１のコレクタ電流
Ｉc２…ミラートランジスタ２のコレクタ電流
Ｖbe…ベース・エミッタ間電圧

Claims

コレクタ端子、エミッタ端子、ベース端子を有するバイポーラ型のパワートランジスタと、
前記コレクタ端子およびベース端子と同じコレクタ端子およびベース端子を有し、前記エミッタ端子とは独立したミラーエミッタ端子を有するミラートランジスタと、
前記ミラートランジスタを流れるコレクタ電流および前記ベース端子と前記ミラーエミッタ端子間の電位差を測定し、前記コレクタ電流値と前記電位差の温度特性に基づいて前記パワートランジスタのチップ温度を演算する手段と、
を備えたことを特徴とするオンチップ温度検出装置。
コレクタまたはドレイン端子、エミッタまたはソース端子、ベースまたはゲート端子を有するバイポーラ型またはＩＧＢＴを含むＭＯＳ型のパワートランジスタと、
前記コレクタまたはドレイン端子および前記ベースまたはゲート端子と同じコレクタまたはドレイン端子およびベースまたはゲート端子を有し、前記エミッタまたはソース端子とは独立したミラーエミッタまたはミラーソース端子を有するミラートランジスタと、
前記ミラートランジスタを流れるコレクタまたはドレイン電流を一定にする制御手段と、
前記パワートランジスタがオフしている間にのみ前記ミラートランジスタのコレクタまたはドレインに前記一定の電流を流し、そのときの前記ベースまたはゲート端子と前記ミラーエミッタまたはミラーソース端子との間の電位差を測定し、前記電位差の温度特性に基づいて前記パワートランジスタのチップ温度を演算する手段と、
を備えたことを特徴とするオンチップ温度検出装置。
前記ミラーエミッタまたはミラーソース端子の電位が前記エミッタまたはソース端子の電位と等しくなるように、前記ベースまたはゲート端子の電位を制御することにより、前記ミラートランジスタを流れるコレクタまたはドレイン電流が一定となるように制御することを特徴とする請求項２に記載のオンチップ温度検出装置。
前記ベースまたはゲート端子の電位が前記エミッタまたはソース端子の電位と等しいか、または小さくなるように前記ミラーエミッタまたはミラーソース端子の電位を制御することにより、前記ミラートランジスタを流れるコレクタまたはドレイン電流が一定になり、かつ、前記パワートランジスタに電流が流れないように制御することを特徴とする請求項２に記載のオンチップ温度検出装置。
前記ミラートランジスタのコレクタまたはドレインに一定の電流を、前記パワートランジスタがオフしている間における一定の短い期間にパルス状に流すことを特徴とする請求項２乃至請求項４の何れかに記載のオンチップ温度検出装置。