JP2021185730A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】パワーデバイスの主電流を観測するための電流センス素子を搭載した電力変換装置のコストを増大することなくチップ温度を高精度に観測できる電力変換装置を提供する。【解決手段】パワーデバイスのチップ内に主制御用MOSFET11と、電流MOSFET12と、主制御用MOSFET11のソース電極8と電流MOSFET12のソース電極9とに接続したダイオード13を搭載し、電流MOSFET12のソース電極9に温度測定回路3を接続して、主制御用MOSFET11がオフ状態にある時に、ダイオード13に順方向電流(If)を流すとともに、アノード電位を観測することによりチップ温度を測定する。【選択図】図1
Description
本発明は、電力変換装置に関する。
次世代自動車として、内燃機関と電動機を組み合わせて駆動輪を回転するハイブリッド自動車や、電動機だけで駆動輪を回転する電気自動車が注目されている。そして、これらに使用される自動車用モータにおいては、小型で高トルクが出せる、回転子に永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されており、この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使用されている。
このようなベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきPWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)信号を発生してインバータのパワーデバイスを駆動している。そして、ベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサが必要である。このため、ベクトル制御では、パワーデバイスを構成するIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲート型バイポーラートランジスタ)やMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)の主制御素子とは別に、電流検出専用の電流センス素子を設け、その電流センス素子を流れる電流を検出して主制御素子に流れる主電流を推定している。このような電力変換回路は、例えば特許文献1に開示されているように、良く知られている。
ところで、上述した電流センス素子、及び主制御素子よりなるパワーデバイスは、温度依存があり、センス素子と主制御素子の電流比がチップ温度によって変動する結果、センス電流から正確な主制御電流が算出できないという問題がある。センス電流を観測しながら、同時にチップ温度を正確に観測する方法として、パワーデバイスを構成する半導体基板に温度検知ダイオードを形成し、温度測定回路で、ダイオード特性を観測することが知られている(例えば、特許文献2を参照)。
しかしながら、上述した特許文献2に記載の温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う場合、半導体基板上に、温度検知ダイオードと温度測定回路を接続するための追加のボンディングパッドが必要になる。したがって、温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う構成とした場合、その分だけ半導体基板の面積が増大してパワーデバイスの製品コストが増大するという問題が発生する。更に、特許文献2に記載の温度検知ダイオードは、半導体基板に温度検知ダイオード等を作り込むための工程が必要となるので、製造工程が煩雑になって製造コストが高くなるという問題も有している。
そこで、半導体基板上にボンディングパッドを追加することなく、チップ温度を観測する方法として、IGBTと並列に接続された還流ダイオードを用いて、還流モード時に還流ダイオードの端子電圧を観測するものがある(例えば、特許文献3を参照)。
還流ダイオードのアノードとカソードは、IGBTのエミッタ端子とコレクタ端子にチップ内で各々接続されているために、パワーデバイスに追加のボンディングパッドが不要となる。このため、パワーデバイスのチップサイズの増大を抑制することができる。
還流ダイオードのアノードとカソードは、IGBTのエミッタ端子とコレクタ端子にチップ内で各々接続されているために、パワーデバイスに追加のボンディングパッドが不要となる。このため、パワーデバイスのチップサイズの増大を抑制することができる。
しかしながら、上述した特許文献3に記載の還流ダイオードを用いてチップ温度を測定する手法では、主制御素子と並列接続された還流ダイオードを同一チップに設けた特殊なパワーデバイス(IGBT)を用意する必要があり、一般的な還流ダイオードをIGBTと別チップで設けて並列接続する場合は適用することができない。
また、パワーデバイスがMOSFETの場合は、ボディ層とドリフト層で寄生ダイオードが形成されているが、並列接続された寄生ダイオードに電流が流れるのは、還流モードの内、MOSFETがオフ状態であるデッドタイム中のみとなり、チップ温度を観測できる期間が短く制限されてしまう。
また、パワーデバイスがMOSFETの場合は、ボディ層とドリフト層で寄生ダイオードが形成されているが、並列接続された寄生ダイオードに電流が流れるのは、還流モードの内、MOSFETがオフ状態であるデッドタイム中のみとなり、チップ温度を観測できる期間が短く制限されてしまう。
そこで、本発明の目的は、主制御素子に流れる電流を観測する電流センス素子を有するパワーデバイスやチップ温度の観測時間に上述した制約を設けることなく、またチップコストを増大させることなく、精度の高いパワーデバイスのチップ温度の観測を安価で可能とする電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明の電力変換装置は、主電流を制御する絶縁ゲート型の第1のトランジスタと、第1のトランジスタと同一半導体基板に形成され、第1のトランジスタのドレインとゲートが各々電気的に並列接続され、第1のトランジスタの電流を検出する絶縁ゲート型の第2のトランジスタと、第1のトランジスタのソースを、第2のトランジスタのソースより領域が大きくした上で、第2のトランジスタのソース電極と第1のトランジスタのソース電極との間に接続して、第2のトランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路を、備える。
本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、本発明の電力変換装置は、主電流を制御する絶縁ゲート型の第1のトランジスタと、第1のトランジスタと同一半導体基板に形成され、第1のトランジスタのドレインとゲートが各々電気的に並列接続され、第1のトランジスタの電流を検出する絶縁ゲート型の第2のトランジスタと、第1のトランジスタのソースを、第2のトランジスタのソースより領域が大きくした上で、第2のトランジスタのソース電極と第1のトランジスタのソース電極との間に接続して、第2のトランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路を、備える。
また、本発明の電力変換装置は、半導体基板に形成され、第2のトランジスタのソース電極と第1のトランジスタのソース電極との間に接続されたダイオードと、第2のトランジスタのソース電極に接続され、第1のトランジスタがオフ状態にあるときに、ダイオードに所定の順方向電流を流して、半導体基板の温度を測定する温度測定回路を備える。
本発明によれば、パワーデバイスに電流検出用の電流センス素子を搭載した電力変換装置において、パワーデバイスのボンディングパッド数やチップサイズを増加させることなく、高精度かつ安価にチップ温度を観測することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
<第1の実施の形態例>
以下、本発明の第1の実施の形態例を、図1〜図5を参照して説明する。
図1は、第1の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
パワーデバイス1は、主制御用MOSFET11と、電流検出用MOSFET12と、ダイオード13とを備える。主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12は、絶縁ゲート型の第1のトランジスタ及び絶縁ゲート型の第2のトランジスタとして構成される。
以下、本発明の第1の実施の形態例を、図1〜図5を参照して説明する。
図1は、第1の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
パワーデバイス1は、主制御用MOSFET11と、電流検出用MOSFET12と、ダイオード13とを備える。主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12は、絶縁ゲート型の第1のトランジスタ及び絶縁ゲート型の第2のトランジスタとして構成される。
電流検出用MOSFET12は、ドレイン及びゲートが、主制御用MOSFET11のドレイン11D及びゲート11Gと、電気的に並列接続されている。
ダイオード13は、アノードが電流検出用MOSFET12のソース12Sに接続され、カソードが主制御用MOSFET11のソース11Sに接続されている。
電流検出用MOSFET12には、第1のスイッチ4を介して電流測定回路2が接続されるとともに、第2のスイッチ5を介して温度測定回路3が接続されている。なお、第1,第2のスイッチ4,5は、図面上ではSW1,SW2とも表記している。
ダイオード13は、アノードが電流検出用MOSFET12のソース12Sに接続され、カソードが主制御用MOSFET11のソース11Sに接続されている。
電流検出用MOSFET12には、第1のスイッチ4を介して電流測定回路2が接続されるとともに、第2のスイッチ5を介して温度測定回路3が接続されている。なお、第1,第2のスイッチ4,5は、図面上ではSW1,SW2とも表記している。
第1,第2のスイッチ4,5は、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12のゲート信号によってオン・オフが制御される。ゲート信号がHigh状態(高電圧状態)であるときは、第1のスイッチ4がオン状態となり、電流測定回路2が電流検出用MOSFET12と接続される。このとき、第2のスイッチ5はオフ状態になる。
また、ゲート信号がLow状態(低電圧状態)であるときは、インバータ6によって第2のスイッチ5がオン状態となり、温度測定回路3が電流検出用MOSFET12に接続される。このとき、第1のスイッチ4はオフ状態になる。
また、ゲート信号がLow状態(低電圧状態)であるときは、インバータ6によって第2のスイッチ5がオン状態となり、温度測定回路3が電流検出用MOSFET12に接続される。このとき、第1のスイッチ4はオフ状態になる。
この構成によって、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12が共にオン状態にある電流検出モード時には、電流測定回路2は、電流検出用MOSFET12に流れるセンス電流(Is)を測定して、センス電流(Is)に比例した電圧(Vo)を出力する。
一方、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオフ状態にある温度検出モード時には、温度測定回路3は、ダイオード13に所望の順方向電流(If)を流すと共に、ダイオード13のアノード端子の電圧(Vf)を温度測定回路3内で検出して出力する。
一方、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオフ状態にある温度検出モード時には、温度測定回路3は、ダイオード13に所望の順方向電流(If)を流すと共に、ダイオード13のアノード端子の電圧(Vf)を温度測定回路3内で検出して出力する。
図2は、図1に示す回路での電流検出モードMiと温度検出モードMtでの動作例を示す波形図である。
電流検出モードMiと温度検出モードMtは、図2(a)に示すゲート信号によって切り替わる。すなわち、ゲート信号がHigh状態で、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオン状態のとき、電流検出モードMiになる。また、ゲート信号がLow状態で、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオフ状態のとき、温度検出モードMtになる。
電流検出モードMiと温度検出モードMtは、図2(a)に示すゲート信号によって切り替わる。すなわち、ゲート信号がHigh状態で、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオン状態のとき、電流検出モードMiになる。また、ゲート信号がLow状態で、主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とが共にオフ状態のとき、温度検出モードMtになる。
電流検出モードMiのときには、主制御用MOSFET11のオン状態で、に示す主電流(Im)(図2(b))が発生し、電流測定回路2は、電流検出用MOSFET12に流れるセンス電流(Is)(図2(c))を測定する。そして、電流測定回路2は、この測定でセンス電流(Is)に比例した電圧(Vo)(図2(e))を出力する。なお、電流検出用MOSFET12のソース12Sの電圧(Vss)は、電流検出モードMiのときには、図2(d)に示すように、0Vである。
また、温度検出モードMtのときには、温度測定回路3は、ダイオード13に所望の順方向電流(If)(図2(f))を流し、ダイオード13のアノード端子の電圧(Vf)(図2(g))を、温度測定回路3内の電圧検出回路で検出して出力する。
この温度測定回路3の出力電圧(Vf)は、ダイオード13近傍のチップ温度(T)との間に、ショックレーのダイオード方程式を変形した[数1]式で表すことができる。
この温度測定回路3の出力電圧(Vf)は、ダイオード13近傍のチップ温度(T)との間に、ショックレーのダイオード方程式を変形した[数1]式で表すことができる。
ここで、I0はダイオード13の逆方向飽和電流、kはボルツマン常数、qは電子の電荷量を示す。
図3は、出力電圧(Vf)(縦軸)とチップ温度(T)(横軸)との関係を示す特性図である。
図3に示すように、出力電圧(Vf)とチップ温度(T)は直線近似することができ、温度に対する変化量は電流量(If)により変わり、一般的には2.0〜3.5mV/℃程度の値となる。
ダイオード13に所望の定電流(If)を流すことで、出力電圧(Vf)はチップ温度(T)に対して直線的に変化する。したがって、予め特性のテストを行って、2つの温度で出力電圧(Vf)とチップ温度(T)を測定すれば、出力電圧(Vf)とチップ温度(T)とを求めるための、図3に示すような特性が取得できる。そして、この図3に示す特性を用いて、比較的簡単なテストによる温度キャリブレーション処理で、チップ温度(T)を測定することができる。
このため、本実施の形態例による電力変換装置では、電力変換装置のテスト費用を抑えながら、精度の高いチップ温度の測定を実現することができる。
図3に示すように、出力電圧(Vf)とチップ温度(T)は直線近似することができ、温度に対する変化量は電流量(If)により変わり、一般的には2.0〜3.5mV/℃程度の値となる。
ダイオード13に所望の定電流(If)を流すことで、出力電圧(Vf)はチップ温度(T)に対して直線的に変化する。したがって、予め特性のテストを行って、2つの温度で出力電圧(Vf)とチップ温度(T)を測定すれば、出力電圧(Vf)とチップ温度(T)とを求めるための、図3に示すような特性が取得できる。そして、この図3に示す特性を用いて、比較的簡単なテストによる温度キャリブレーション処理で、チップ温度(T)を測定することができる。
このため、本実施の形態例による電力変換装置では、電力変換装置のテスト費用を抑えながら、精度の高いチップ温度の測定を実現することができる。
また、本実施の形態例の電力変換装置は、主制御用MOSFET11のPWM制御により、1周期の間にオン・オフ状態が生じる。例えば、周波数20kHzのPWM制御の場合は、50μsの間にオン・オフ状態が生じる。このため、本実施の形態例の電力変換装置は、チップ温度の変化時間に対して、十分に短い周期でセンス電流(Is)とチップ温度(T)の測定が可能になる。
図4は、本実施の形態例の電力変換装置が備えるパワーデバイス1の平面外観図を示し、図5は図4の破線A−A’部における断面構造図を示す。
図5に断面で示すように、半導体基板7上に主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とダイオード13とが形成されている。
図5に示すパワーデバイス1は、下層から順に、ドレイン電極21、ドレイン22、ドリフト層23が形成され、ドリフト層23の上にPボディ層24a,24b,24cが形成されている。そして、複数のPボディ層24a,24b,24cを跨ぐように、ゲート酸化膜25を介してゲート26が形成される。
図5に断面で示すように、半導体基板7上に主制御用MOSFET11と電流検出用MOSFET12とダイオード13とが形成されている。
図5に示すパワーデバイス1は、下層から順に、ドレイン電極21、ドレイン22、ドリフト層23が形成され、ドリフト層23の上にPボディ層24a,24b,24cが形成されている。そして、複数のPボディ層24a,24b,24cを跨ぐように、ゲート酸化膜25を介してゲート26が形成される。
ダイオード13のカソード30は、電極パッド9を介して主制御用MOSFET11のソース27aに接続されている。また、ダイオード13のアノード29は、ソース電極パッド10を介して、電流検出用MOSFET12のソース27bに接続されている。
ダイオード13のカソード30は、主制御用MOSFET11のソース28a及び電流検出用MOSFET12のソース28bと同一層で形成される。
また、ダイオード13のアノード29は主制御用MOSFET11のPボディ接続層27a及び電流検出用MOSFET12のPボディ接続層27bと同一層で形成されている。
つまり、ダイオード13のカソード30の領域は、主制御用MOSFET11のソース(又はエミッタ)を形成する第1の導電型の不純物層で形成される。ダイオード13のアノード29の領域は、電流検出用MOSFET12のPボディ領域又はPボディ領域接続領域を形成する第2の導電型の不純物層で形成される。
このように構成されることで、パワーデバイス1を製造する上で、ダイオード13を形成するのに追加の製造工程は不要であり、本実施の形態例のパワーデバイス1は、従来のパワーデバイスに比べて製造コストが増大しない。
また、ダイオード13のアノード29は主制御用MOSFET11のPボディ接続層27a及び電流検出用MOSFET12のPボディ接続層27bと同一層で形成されている。
つまり、ダイオード13のカソード30の領域は、主制御用MOSFET11のソース(又はエミッタ)を形成する第1の導電型の不純物層で形成される。ダイオード13のアノード29の領域は、電流検出用MOSFET12のPボディ領域又はPボディ領域接続領域を形成する第2の導電型の不純物層で形成される。
このように構成されることで、パワーデバイス1を製造する上で、ダイオード13を形成するのに追加の製造工程は不要であり、本実施の形態例のパワーデバイス1は、従来のパワーデバイスに比べて製造コストが増大しない。
また、図4に示すように、パワーデバイス1の表面上のボンディング用パッドは、ゲート電極(第1のボンディングパッド)8、主制御用MOSFET11のソース電極パッド(第2のボンディングパッド)9、電流検出用MOSFET12のソース電極パッド(第3のボンディングパッド)10の3個である。したがって、ダイオード13を追加したことによる電極パッド数の増大がないため、チップサイズが増大することもない。
なお、図1に示す構成では、パワーデバイス1をMOSFETで構成したが、パワーデバイス1は、電流センス素子をもったIGBTのエミッタ端子間にダイオードを接続した構成としてもよい。
<第2の実施の形態例>
次に、本発明の第2の実施の形態例を、図6を参照して説明する。図6において、第1の実施の形態例で説明した図1〜図5に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
次に、本発明の第2の実施の形態例を、図6を参照して説明する。図6において、第1の実施の形態例で説明した図1〜図5に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
図6は、第2の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
本実施の形態例では、第1の実施の形態における、電流測定回路2と温度測定回路3の具体的な回路構成を示したものである。
本実施の形態例では、第1の実施の形態における、電流測定回路2と温度測定回路3の具体的な回路構成を示したものである。
電流測定回路2は、演算増幅器31と、演算増幅器31の負入力端子(−)と出力端子との間に接続された並列抵抗32からなる、電流電圧変換回路で構成される。演算増幅器31の正入力端子は、主制御用MOSFET11のソースに接続されている。
この電流測定回路2は、第1のスイッチ4を介して電流検出用MOSFET12のソース12Sに接続されている。
この電流測定回路2は、第1のスイッチ4を介して電流検出用MOSFET12のソース12Sに接続されている。
電流検出モードで第1のスイッチ4が導通状態になると、電流検出用MOSFET12のソース電位は、主制御用MOSFET11のソース電位と同一となるため、ダイオード13に電流が流れることはない。また、電流検出用MOSFET12のゲート−ソース間の電圧は、主制御用MOSFET11のゲート−ソース間の電圧と等しくでき、主制御用MOSFETの主電流(Im)センス電流(Is)に対する比率(電流センス比)の変化を小さくすることができる。
温度測定回路3は、ダイオード13に所望の電流を流す定電流源33と、負入力端子(−)と出力端子を接続した演算増幅器34からなる電圧検出回路とを有する。定電流源33は、第2のスイッチ5を介して、電流検出用MOSFET12のソース12Sに接続されている。演算増幅器34の正入力端子(+)は、電流検出用MOSFET12のソース12Sに直接接続され、演算増幅器34は、温度検出モード時に、ダイオード13のアノード電位(Vf)を検出して出力する。
このような構成としたことで、温度測定回路3は、ダイオード13のアノード電位(Vf)を検出することができる。そして、温度測定回路3は、電力変換装置のテスト時に予め取得した出力電位(Vf)とチップ温度(T)との関係データを用いて、その出力値(Vf)からチップ温度を算出することができる。
<第3の実施の形態例>
次に、本発明の第3の実施の形態例を、図7〜図9を参照して説明する。図7〜図9において、第1及び第2の実施の形態例で説明した図1〜図6に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
次に、本発明の第3の実施の形態例を、図7〜図9を参照して説明する。図7〜図9において、第1及び第2の実施の形態例で説明した図1〜図6に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
図7は、第3の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
本実施の形態例においては、温度測定回路3は、第1及び第2の定電流源35,36を備える。また、温度測定回路3の出力側には、差分演算回路46が接続され、差分演算回路46は、その出力から温度を測定する。
本実施の形態例においては、温度測定回路3は、第1及び第2の定電流源35,36を備える。また、温度測定回路3の出力側には、差分演算回路46が接続され、差分演算回路46は、その出力から温度を測定する。
第1の定電流源35は、第2のスイッチ5を介して電流検出用センス素子12のソース12Sに接続される。第2のスイッチ5がオン状態のとき、第1の定電流源35は、電流検出用センス素子12のソース12Sに接続されたダイオード13に、所望の電流(If1)を流す。
第2の定電流源36は、第3のスイッチ37を介して電流検出用センス素子12のソース12Sに接続される。第3のスイッチ37がオン状態のとき、第2の定電流源36は、電流検出用センス素子12のソース12Sに接続されたダイオード13に、所望の電流(If2)を流す。第2の定電流源36による電流(If2)は、第1の定電流源35による電流(If1)とは異なる電流値である。なお、第3のスイッチ37は、図面上ではSW3と表記している。
第2のスイッチ5と第3のスイッチ37は、異なる期間にオン状態になる。すなわち、第2のスイッチ5の制御端子とゲート信号端子の間には、反転遅延回路45が接続され、ゲート信号がオン状態からオフ状態になった後、一定期間の間だけ第2のスイッチ5が導通状態となる。さらに、反転遅延回路45の出力が遅延回路47により遅延されて、第3のスイッチ37の制御端子に供給され、第2のスイッチ5がオフ状態になってから、一定期間の間だけ第3のスイッチ37が導通状態となる。
図8は、図7に示す回路での電流検出モードMiと温度検出モードMtでの動作例を示す波形図である。電流検出モードMiでの動作については、図2に示す動作と同じなので、説明を省略する。
そして、温度検出モードMtのときには、ゲート信号(図8(a))がオフ状態になると、最初に、一定期間の間だけ第2のスイッチ5が導通状態になる。この時、第1の定電流源35により、ダイオード13に所望の電流(If1)が流される(図8(f))。また、この時、電流検出用センス素子12のソース端子電圧(Vss)は、図8(g)に示すように、ダイオード13のアノード電圧(Vf1)になる。
そして、温度検出モードMtのときには、ゲート信号(図8(a))がオフ状態になると、最初に、一定期間の間だけ第2のスイッチ5が導通状態になる。この時、第1の定電流源35により、ダイオード13に所望の電流(If1)が流される(図8(f))。また、この時、電流検出用センス素子12のソース端子電圧(Vss)は、図8(g)に示すように、ダイオード13のアノード電圧(Vf1)になる。
また、第2のスイッチ5がオフ状態になった後、一定期間の間だけ第3のスイッチ37が導通状態になる。この時、第2の定電流源36により、ダイオード13に所望の電流(If2)が流される(図8(f))。この時、電流検出用センス素子12のソース端子電圧(Vss)は、図8(g)に示すように、ダイオード13のアノード電圧(Vf2)となる。
そして、温度測定回路3の出力が供給される差分演算回路46では、時間差を置いて入力された2つのアノード電圧値Vf1、Vf2の差分電圧(ΔVf)を算出する。本実施の形態例の電力変換装置は、この差分電圧(ΔVf)を温度に対応した測定値とする。
図9は、上述した2つの異なる順方向電流If1、If2をダイオード13に流した時の出力電圧Vf1、Vf2及びそれらの差分電圧を縦軸とし、チップ温度(T)を横軸とした特性図である。
ここで、アノード電圧値Vf1、Vf2と差分電圧(ΔVf)は、次の[数2]式、[数3]式、[数4]式でそれぞれ与えられる。
ここで、アノード電圧値Vf1、Vf2と差分電圧(ΔVf)は、次の[数2]式、[数3]式、[数4]式でそれぞれ与えられる。
ここで、I0はダイオード13の逆方向飽和電流、kはボルツマン常数、qは電子の電荷量を示す。
ダイオード13の逆方向飽和電流I0は、ダイオード13の製造時の個体差を持つパラメータであるが、差分電圧(ΔVf)の[数4]式にはない。したがって、差分電圧(ΔVf)を温度の測定値としたとき、個体差による特性のバラツキがなくなるなるとともに、If2/If1は、所望の順方向電流の比率となるため固定値となる。
ダイオード13の逆方向飽和電流I0は、ダイオード13の製造時の個体差を持つパラメータであるが、差分電圧(ΔVf)の[数4]式にはない。したがって、差分電圧(ΔVf)を温度の測定値としたとき、個体差による特性のバラツキがなくなるなるとともに、If2/If1は、所望の順方向電流の比率となるため固定値となる。
つまり、差分電圧(ΔVf)は、チップ温度(T)に固定値を乗じた値となる。これにより、第1の実施の形態例で説明した、温度測定回路3の出力電圧(Vf)とチップ温度(T)と相関データを取得するテスト時の温度キャリブレーションテストが不要になり、テストの実行に要するコストを削減できるという効果がある。
<第4の実施の形態例>
次に、本発明の第4の実施の形態例を、図10〜図12を参照して説明する。図10〜図12において、第1〜第3の実施の形態例で説明した図1〜図9に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
次に、本発明の第4の実施の形態例を、図10〜図12を参照して説明する。図10〜図12において、第1〜第3の実施の形態例で説明した図1〜図9に対応する箇所には同一符号を付し、重複説明は省略する。
図10は、第4の実施の形態例の電力変換装置の回路図である。
本実施の形態例では、第1の実施の形態に示した電流測定回路2と温度測定回路3の出力が供給される主制御電流算出装置48と、主制御電流算出装置48により、ゲート信号を生成するゲート駆動回路49を設けている。
本実施の形態例では、第1の実施の形態に示した電流測定回路2と温度測定回路3の出力が供給される主制御電流算出装置48と、主制御電流算出装置48により、ゲート信号を生成するゲート駆動回路49を設けている。
主制御電流算出装置48は、電流測定回路2の出力電圧(Vo)から得られる電流検出用MOSFET12のセンス電流(Is)と、温度測定回路3の出力(Vf)から得られるチップ温度(T)の値を用いて主制御用MOSFET11の主制御電流(Im’)を算出する。
主制御電流算出装置48が算出した主制御電流(Im’)は、ゲート駆動回路49に供給され、ゲート駆動回路49で指令電流と主制御電流(Im’)に基づいて、主制御用MOSFET11のゲート信号が生成される。
主制御電流算出装置48が算出した主制御電流(Im’)は、ゲート駆動回路49に供給され、ゲート駆動回路49で指令電流と主制御電流(Im’)に基づいて、主制御用MOSFET11のゲート信号が生成される。
図11は、主制御電流(Im’)を算出するために用いるセンス電流(Is)(横軸)に対する、主制御用MOSFETの主制御電流(Im)とセンス電流(Is)との比率(電流センス比Rsense)(縦軸)の一例を示す。
図11に示すように、センス電流(Is)に対する電流センス比Rsenseは、チップ温度(T)により変化すること、つまり温度依存性があることが分かる。
したがって、図12に示すように、主制御電流算出装置48は、メモリ装置50を内蔵して、センス電流(Is)、電流センス比(Rsense)、チップ温度(T)との相関関係データを電力変換装置のテスト時に予め取得して、メモリ装置50に記憶しておく。
図11に示すように、センス電流(Is)に対する電流センス比Rsenseは、チップ温度(T)により変化すること、つまり温度依存性があることが分かる。
したがって、図12に示すように、主制御電流算出装置48は、メモリ装置50を内蔵して、センス電流(Is)、電流センス比(Rsense)、チップ温度(T)との相関関係データを電力変換装置のテスト時に予め取得して、メモリ装置50に記憶しておく。
主制御電流算出装置48は、電力変換装置の実動作時に、主制御用MOSFETのスイッチング毎にセンス電流(Is)とチップ温度(T)を測定して、観測されたセンス電流(Is)とチップ温度(T)時の電流センス比(Rsense)の値をメモリ装置50から得る。主制御電流(Im’)は、センス電流(Is)に電流センス比(Rsense)を乗じることで算出される。そして、算出された主制御電流(Im’)は指令電流と比較されて、その差分が小さくなるように、ゲート信号がゲート駆動回路49を通じて調整される。
また、主制御電流算出装置48は、PWM制御周期で得られるチップ温度(T)情報を用いて、上述した電流センス比を補正することで、主制御電流(Im’)をリアルタイムに高い精度で算出することができる。このため、本実施の形態例の構成によると、この主制御電流算出装置48を、電力変換装置を制御する負荷駆動電流の測定器として用いることができる。
<各実施の形態例の電力変換装置を組み込んだインバータ装置の例>
図13は、ここまで説明した各実施の形態例の電力変換装置を備える3相インバータ装置の構成を示す。図13の例では、第1の実施の形態例の電力変換装置を組み込んだ例を示すが、他の実施の形態例の電力変換装置を組み込んで、インバータ装置を構成してもよい。
図13は、ここまで説明した各実施の形態例の電力変換装置を備える3相インバータ装置の構成を示す。図13の例では、第1の実施の形態例の電力変換装置を組み込んだ例を示すが、他の実施の形態例の電力変換装置を組み込んで、インバータ装置を構成してもよい。
図13に示す3相インバータ装置51は、PWM制御で負荷モータ57を駆動する装置であり、電源56が3相インバータ装置51に供給される。電源56の高圧側と低圧側との間には、コンデンサ53が接続される。
この3相インバータ装置51は、3つの相ごとに、Hish−side側(高圧側)とLow−side側(低圧側)とで個別の主制御MOSFETを備える。
すなわち、それぞれの相は、Hish−side主制御MOSFET55と、Low−side主制御MOSFET11とを備える。Low−side主制御MOSFET11は、各実施の形態例の電力変換装置で説明した主制御用MOSFET11に相当する。
この3相インバータ装置51は、3つの相ごとに、Hish−side側(高圧側)とLow−side側(低圧側)とで個別の主制御MOSFETを備える。
すなわち、それぞれの相は、Hish−side主制御MOSFET55と、Low−side主制御MOSFET11とを備える。Low−side主制御MOSFET11は、各実施の形態例の電力変換装置で説明した主制御用MOSFET11に相当する。
そして、各相のLow−side主制御MOSFET11は、各相で個別に設けたゲート駆動回路49から出力されるゲート信号により制御される。
ここで、電流測定回路2が測定したセンス電流(Is)と、温度測定回路3が測定した出力電圧(Vf)とに基づいて、ゲート駆動の制御が行われる点は、既に各実施の形態例で説明した通りである。電流測定回路2の出力値は、主制御電流算出装置48(図10)を含む制御・演算装置52にて、Low−sideにある主制御用MOSFET11がオン状態にある時に主電流として算出される。
ここで、電流測定回路2が測定したセンス電流(Is)と、温度測定回路3が測定した出力電圧(Vf)とに基づいて、ゲート駆動の制御が行われる点は、既に各実施の形態例で説明した通りである。電流測定回路2の出力値は、主制御電流算出装置48(図10)を含む制御・演算装置52にて、Low−sideにある主制御用MOSFET11がオン状態にある時に主電流として算出される。
制御・演算装置52には、外部から通信コネクタ58を通じて、負荷モータ57を駆動するための指示電流が供給され、この指示電流の差分が小さくなるように、ゲート駆動回路49がフィードバック制御される。そして、PWM制御されるインバータ装置51において、3相全てのLow−sideの主制御用MOSFETが同時にオン状態になるときが1周期の間に生じる。このため、制御・演算装置52では、リアルタイムに負荷モータ57に流れる電流を観測したフィードバック制御が可能となる。
Low−side主制御MOSFET11にゲート信号を供給するゲート駆動回路49においても、制御・演算装置52がフィードバック制御する。
Low−side主制御MOSFET11にゲート信号を供給するゲート駆動回路49においても、制御・演算装置52がフィードバック制御する。
<変形例>
なお、本発明は、上述した各実施の形態例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施の形態例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
なお、本発明は、上述した各実施の形態例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施の形態例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
例えば、図13に示す3相インバータ装置51では、Low−side主制御MOSFET11に、各実施の形態例で説明した電力変換装置の構成を適用した例を示すが、Hish−side主制御MOSFET55についても、各実施の形態例で説明した電力変換装置の構成を適用してもよい。
また、第1の実施の形態例でも説明したように、パワーデバイス1は、電流センス素子をもったIGBTのエミッタ端子間にダイオードを接続した構成としてもよい。
また、第1の実施の形態例でも説明したように、パワーデバイス1は、電流センス素子をもったIGBTのエミッタ端子間にダイオードを接続した構成としてもよい。
また、図1などの回路図では、信号線や制御線は説明上必要と考えられるものだけを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
1…パワーデバイス、2…電流測定回路、3…温度測定回路、4…第1のスイッチ(SW1)、5…第2のスイッチ(SW2)、6…インバータ、7…半導体基板、8…ゲート電極バッド、9…主制御素子ソース電極パッド、10…センス素子ソース電極パッド、11…主制御用MOSFET、12…電流検出用MOSFET、13…温度検出用ダイオード、21…ドレイン電極、22…ドレイン、23…ドリフト層、24a,24b,24c…Pボディ層、25…ゲート酸化膜、26…ゲート、27a,27b…Pボディ層接続P層、28a,28b…ソース、29…アノード、30…カソード、31…演算増幅器、32…並列抵抗、37…第3のスイッチ(SW3)、45…遅延反転回路、46…差分演算回路、47…遅延回路、48…主制御電流算出装置、49…ゲート駆動回路、50…メモリ装置、51…3相インバータ装置、52…フィードバック制御・演算装置、53…コンデンサ、54…ゲート駆動回路、55…Hish−side主制御MOSFET、56…電源、57…負荷モータ、58…通信コネクタ
Claims (8)
- 主電流を制御する絶縁ゲート型の第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタと同一半導体基板に形成され、前記第1のトランジスタのドレインとゲートが各々電気的に並列接続され、前記第1のトランジスタの電流を検出する絶縁ゲート型の第2のトランジスタと、
前記第1のトランジスタのソースを、前記第2のトランジスタのソースより領域が大きくした上で、前記第2のトランジスタのソース電極と前記第1のトランジスタのソース電極との間に接続して、前記第2のトランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路とを有する電力変換装置であって、
前記半導体基板に形成され、前記第2のトランジスタのソース電極と前記第1のトランジスタのソース電極との間に接続されたダイオードと、
前記第2のトランジスタのソース電極に接続され、前記第1のトランジスタがオフ状態にあるときに、前記ダイオードに所定の順方向電流を流して、前記半導体基板の温度を測定する温度測定回路と、を備えることを特徴とする
電力変換装置。 - 前記第1のトランジスタと、前記第2のトランジスタと、前記ダイオードとが搭載された前記半導体基板上に形成されたボンディングパッドは、
前記第1のトランジスタのソース又はエミッタ電極と前記ダイオードのカソード電極とが接続された第1のボンディングパッドと、
前記第2のトランジスタのソース又はエミッタ電極と前記ダイオードのアノード電極が接続された第2のボンディングパッドと、
前記第1及び第2のトランジスタのゲート電極が接続された第3のボンディングパッドからなることを特徴とする
請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記ダイオードのカソード領域は、前記第1のトランジスタのソース領域又はエミッタ領域を形成する第1の導電型の不純物層で形成され、
前記ダイオードのアノード領域は、前記第2のトランジスタのPボディ領域又はPボディ領域接続領域を形成する第2の導電型の不純物層で形成されることを特徴とする
請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記温度測定回路は、前記順方向電流を流す定電流源と、前記第2のトランジスタのソース電位を測定する電圧測定回路とを備え、
前記定電流源は、前記第1のトランジスタがオフ状態にあるときに、第1の電流値を前記ダイオードに流した後、第2の電流値を前記ダイオードに流し、
前記電圧測定回路は、前記第1の電流値を流した時の前記第2のトランジスタのソース電位と、第2の電流値を流した時の前記第2のトランジスタのソース電圧を各々検出した後、その差分値を算出し、前記差分値から前記半導体基板の温度を算出することを特徴とする
請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記電流測定回路は、電流測定時には前記ダイオードに電流が流れないように前記第1のトランジスタのソース電圧が前記第2のトランジスタのソース電圧と同一となるように構成し、前記第2のトランジスタのソース電極と、前記第1のトランジスタのゲート制御信号が高電圧状態のときに第1のスイッチを介して接続され、
前記温度測定回路は、前記ダイオードに所定の順方向電流を流す電源を有し、前記第2のトランジスタのソース電極と、前記第1のトランジスタのゲート制御信号が低電圧状態のときに第2のスイッチを介して接続されることを特徴とする
請求項2又は4に記載の電力変換装置。 - 前記電流測定回路は、
前記第2のトランジスタのソース電極に負側入力端子が接続され、前記第1のトランジスタのソース電極に正側入力端子が接続された演算増幅器と、
前記演算増幅器の負側入力端子と出力端子に接続された抵抗素子とで構成されることを特徴とする
請求項5に記載の電力変換装置。 - 前記電流測定回路及び前記温度測定回路は、前記第1のトランジスタを制御するゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流測定回路は前記第2のトランジスタに流れるセンス電流を観測し、
前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記温度測定回路は前記ダイオードの端子電圧に基づいて前記半導体基板の温度を算出し、
前記センス電流と前記温度から、前記第1のトランジスタに流れる主電流を算出する主制御電流算出装置が前記電流測定回路と前記温度測定回路に接続されていることを特徴とする
請求項1又は2に記載の電力変換装置。 - 当該電力変換装置が少なくとも低圧側に設けられたインバータ装置として構成され、
主制御用トランジスタのゲート駆動回路を制御する制御・演算装置は、前記第1のトランジスタに流れる主電流を算出して、負荷を駆動する指令電流と一致させるように、前記ゲート駆動回路をフィードバック制御することを特徴とする
請求項7に記載の電力変換装置。
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