JP2014145746A - 温度検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】温度検出対象の素子が増加しても、温度検出回路の規模の増加を抑制しつつ、精度良く当該素子の温度を検出する。
【解決手段】複数の温度検出用ダイオード２と、互いに異なる値の定電流を出力する複数の電源であって、温度検出用ダイオード２の数以下備えられる複数の定電流源５と、定電流源５のそれぞれを、互いに異なる１つの温度検出用ダイオード２に電気的に接続すると共に、定電流源５と温度検出用ダイオード２との電気的接続の組み合わせを切り替え可能な接続切替部８と、定電流源５のそれぞれに接続する温度検出用ダイオード２を、全ての温度検出用ダイオード２の中から、予め規定された周期で順番に選択して組み合わせを切り替えるように接続切替部８を制御する切替制御部６と、を備える。
【選択図】図９

Description

本発明は、ダイオードに定電流を流して順方向電圧を検出し、当該順方向電圧に基づいて温度を検出する温度検出回路に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車の普及や、スマートグリッド型の電力網への期待などにも関連し、近年、パワー系回路及びその制御回路の需要が高まっている。パワー系回路には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）などのパワー半導体が利用されている。このようなパワー半導体には大電流が流れ、素子自体も発熱する。パワー半導体を定格温度の範囲内で使用するために、制御回路は、パワー半導体の温度の検出結果に基づく制御を実施する。パワー半導体の温度の検出には種々の方法を用いることができる。１つの方法として、ダイオードの順方向電圧が温度によって異なるという、ダイオードの温度特性を利用したものがある。つまり、パワー半導体の近傍に配置されたダイオードに、定電流源より定電流を与えて、ダイオードの順方向電圧を検出する。この電圧値は、ダイオードの温度によって異なるので、電圧値によりダイオードの近傍のパワー半導体の温度が演算できる。

Ronnie D Hughesのレポート（非特許文献１）には、ダイオードの個体ばらつきに鑑みてより高い精度で温度を検出する手法が紹介されている。即ち、値の異なる定電流を異なるタイミングで１つのダイオードに流し、それぞれの順方向電圧を検出し、その差分を取ることでダイオードの個体ばらつきの影響を抑制する（非特許文献１：Figure 2, 式(1)〜(4)等）。この手法を利用すれば、定電流源は複数必要となるものの、検出精度を向上させることができる。

ところで、パワー系回路に求められる出力が大きくなると、単一の素子で回路の一要素を構成することが現実的ではなくなる。このため、例えば、複数のパワー半導体を並列接続して、電気的に大容量の１つの回路要素を構成するようなことも行われる。実際には、この回路要素には複数の素子が含まれるため、このような場合には、複数のパワー半導体の温度をそれぞれ検出する必要が生じる。この際、各パワー半導体に対して複数の定電流源を割り当てると、定電流源の数が増大する。その結果、回路規模の増加や、消費電流の増加による電源規模の拡大などを招く可能性がある。

Ronnie D Hughes, "Remote diode yield accurate temperature measurements", July 10, 2003, EDN, p.59-62

上記背景に鑑みて、温度検出対象の素子が増加しても、温度検出回路の規模の増加を抑制しつつ、精度良く当該素子の温度を検出することができる技術が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る温度検出回路の特徴構成は、
ダイオードに定電流を流して順方向電圧を検出し、当該順方向電圧に基づいて検出対象物の温度を検出する温度検出回路であって、
複数の温度検出用ダイオードと、
互いに異なる値の定電流を出力する複数の電源であって、前記温度検出用ダイオードの数以下備えられる複数の定電流源と、
前記定電流源のそれぞれを、互いに異なる１つの前記温度検出用ダイオードに電気的に接続すると共に、前記定電流源と前記温度検出用ダイオードとの電気的接続の組み合わせを切り替え可能な接続切替部と、
前記定電流源のそれぞれに接続する前記温度検出用ダイオードを、全ての前記温度検出用ダイオードの中から、予め規定された周期で順番に選択して前記組み合わせを切り替えるように前記接続切替部を制御する切替制御部と、を備えた点にある。

この構成によれば、定電流源と温度検出用ダイオードとの接続を切り替えることによって定電流源の数を抑制しながら、精度のよい温度検出回路が構成される。また、接続を切り替えることによって、定電流源から供給される順方向電流が平準化されるので、温度検出回路において温度検出用ダイオードに印可する定電流の脈動も抑制される。その結果、温度検出回路の消費電流の脈動が抑制され、回路に生じるノイズも抑制される。従ってノイズフィルタなどの付加回路の規模を小さくしたり、或いは無くしたりすることができ、温度検出回路を小規模化、低コスト化することができる。また、脈動を考慮すると最大電流に対応した回路設計が必要となるが、消費電流が安定することによって最大電流も小さくなり、温度検出回路を小規模化、低コスト化することができる。即ち、本特徴構成によれば、温度検出対象の素子が増加しても、温度検出回路の規模の増加を抑制しつつ、精度良く当該素子の温度を検出することができる。

温度検出回路は、温度検出用ダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して検出対象物の温度を検出する。従って、温度検出用ダイオードは、検出対象物の近傍に配置されることが好ましい。１つの態様として、前記温度検出ダイオードが、前記検出対象物である半導体素子と同一のチップに形成されていると好適である。

ところで、本発明に係る温度検出回路は、直流電源の正極側の正極電源ラインに接続される上段側スイッチング素子と、前記直流電源の負極側の負極電源ラインに接続される下段側スイッチング素子とが直列接続されたアームが、多相交流の相数に応じた複数相並列接続されたブリッジ回路により構成され、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ回路において、上段側スイッチング素子或いは下段側スイッチング素子の温度を検出するために利用することができる。この際、上段側スイッチング素子のエミッタ端子側は、それぞれ異なる電位となるが、下段側スイッチング素子のエミッタ端子は全て負極電源ラインに接続される。つまり、下段側スイッチング素子はグラウンドが共通するものとして扱うことができる。１つの態様として、負極電源ラインが共通する複数の下段側スイッチング素子の温度を検出するための複数の温度検出用ダイオードは、複数の定電流源から、予め規定された周期で順番に順方向電流を印可されると好適である。また、温度検出回路は、温度検出用ダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して検出対象物の温度を検出するので、温度検出用ダイオードは、検出対象物の近傍に配置されることが好ましい。よって、１つの態様として、複数の前記温度検出用ダイオードのそれぞれは、前記負極電源ラインが共通する複数の前記下段側スイッチング素子のそれぞれと同一のチップに形成されていると好適である。

回転電機駆動装置のシステム構成を模式的に示す回路ブロック図 ＩＧＢＴの構成を模式的に示す等価回路図 ＩＧＢＴのチップレイアウトを模式的に示す図 温度検出回路の一例を模式的に示す回路図 図４の温度検出回路を模式的に示す回路ブロック図 より高精度な温度検出回路を模式的に示す回路ブロック図 図６の温度検出の原理を示す電流電圧特性図 複数の素子を並列接続したアームの構成の一例を示す回路図 温度検出回路の構成例を模式的に示す回路ブロック図 図９の温度検出回路の電流の一例を模式的に示す波形図 温度検出回路の一般的な構成例を模式的に示す回路ブロック図 図１１の温度検出回路の電流の一例を模式的に示す波形図 温度検出回路の他の構成例を模式的に示す回路ブロック図 図１３の温度検出回路の電流の一例を模式的に示す波形図

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。ここでは、ハイブリッド車両や電動車両等に用いられる回転電機駆動装置に搭載されるインバータ装置に本発明の温度検出回路を適用する場合を例として説明する。本実施形態の車両は、例えば駆動力源として不図示の内燃機関と回転電機とを備える。回転電機ＭＧは、必要に応じて電動機としても発電機としても機能する。つまり、回転電機ＭＧは、力行作動及び回生作動の双方が可能である。

図１は、回転電機駆動装置のシステム構成を示している。図１に示すように、回転電機駆動装置には、インバータ回路１０が備えられている。バッテリ１１は、インバータ回路１０を介して回転電機ＭＧに電力を供給可能であると共に、回転電機ＭＧが発電して得られた電力を蓄電可能である。このようなバッテリ１１としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。また、回転電機駆動装置には、インバータ回路１０の直流側の電圧であるシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ４０が備えられている。

ところで、図１に例示するように、回転電機駆動装置には、コンバータ回路１８が備えられる場合がある。このコンバータ回路１８は、システム電圧Ｖｄｃとバッテリ１１の電圧との間で直流電力（直流電圧）を変換する。この場合、システム電圧Ｖｄｃは、コンバータ回路１８の出力電圧（昇圧側出力電圧）となる。昇圧率が“１”の場合には、コンバータ回路１８の出力電圧は、バッテリ１１の端子間電圧にほぼ一致する。図１に例示する構成においては、バッテリ１１及びコンバータ回路１８が、回転電機駆動装置の「直流電源」として機能する。一方、コンバータ回路１８が備えられない場合には、バッテリ１１が「直流電源」として機能する。

平滑コンデンサ４０は、コンバータ回路１８の有無に拘わらず、このように定義される「直流電源」の正極と負極との間に接続され、「直流電源」の正負両極間電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を平滑化する。尚、平滑コンデンサ４０には、回転電機駆動装置のシャットダウン時に残存電荷を放電させるために、平滑コンデンサ４０に並列に放電抵抗が設けられている。

インバータ回路１０は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機ＭＧに供給すると共に、回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する回路である。インバータ回路１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）などのパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３０が用いられる。

例えば直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ回路１０は、よく知られているように多相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ回路１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３０が直列に接続されて１つのアーム１０Ｌが構成される。そして、３相の場合には、この直列回路（１つのアーム１０Ｌ）が３回線（３相：１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ）並列接続される。つまり、回転電機ＭＧのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイルのそれぞれに一組の直列回路（アーム１０Ｌ）が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側のＩＧＢＴ３０のコレクタ端子は正極電源ラインＰに接続され、エミッタ端子は各相の下段側のＩＧＢＴ３０のコレクタ端子に接続される。また、各相の下段側のＩＧＢＴ３０のエミッタ端子は、負極電源ラインＮ（例えば、グラウンド）に接続される。対となる各相のＩＧＢＴ３０による直列回路（アーム１０Ｌ）の中間点、つまり、ＩＧＢＴ３０の接続点は、回転電機ＭＧのステータコイルにそれぞれ接続される。

尚、ＩＧＢＴ３０には、それぞれフリーホイールダイオード３９（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオード３９は、カソード端子がＩＧＢＴ３０のコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴ３０のエミッタ端子に接続される形で、ＩＧＢＴ３０に対して並列に接続される。

図１に示すように、インバータ回路１０は、制御装置８０により制御される。制御装置８０は、ＥＣＵ（electronic control unit）やドライバ回路を有して構成されている。制御装置８０に搭載されるＥＣＵは、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。本実施形態では、ＥＣＵは、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置８０に提供される回転電機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ回路１０を介して回転電機ＭＧを制御する。ＥＣＵは、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

インバータ回路１０を構成する各ＩＧＢＴ３０のゲート端子は、ドライバ回路を介してＥＣＵに接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。一般的に、回転電機ＭＧを駆動するためのパワー系の電気回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするＥＣＵなどの電子回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、相対的に低電圧のＥＣＵにより生成されたＩＧＢＴ３０の制御信号は、ドライバ回路を介して高電圧のゲート駆動信号Ｓとしてインバータ回路１０に供給される。尚、回転電機駆動装置にコンバータ回路１８が搭載されている場合には、同様に制御装置８０からドライバ回路を介して高電圧のコンバータ用ゲート駆動信号ＳＣがコンバータ回路１８に供給される。

回転電機ＭＧの各相のステータコイルを流れる実電流は電流センサ１２により検出され、制御装置８０はその検出結果を取得する。図１には、バスバーなどに近接配置されて非接触で電流を検出する非接触型の電流センサ１２に３相各相の実電流が検出される形態を模式的に示している。尚、本実施形態では、３相全ての電流を検出する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流を電流センサ１２で検出し、制御装置８０において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。また、回転電機ＭＧのロータの各時点での磁極位置は、回転センサ１３により検出され、制御装置８０はその検出結果を取得する。回転センサ１３は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置は、電気角上でのロータの回転角度を表している。回転センサ１３は、図１に示すように回転電機ＭＧの近傍に設置されている。

ところで、ＩＧＢＴ３０のようなパワー半導体素子には大電流が流れ、素子自体も発熱する。ＩＧＢＴ３０を定格温度の範囲内で使用するために、制御装置８０は、ＩＧＢＴ３０の温度の検出結果に基づく制御を実施する。ＩＧＢＴ３０のようなパワー半導体素子の温度の検出には種々の方法を用いることができる。１つの方法として、ダイオードの順方向電圧が温度によって異なるという、ダイオードの温度特性を利用したものがある。つまり、ＩＧＢＴ３０の近傍に配置された温度検出用ダイオードに、定電流源より定電流を与えて、このダイオードの順方向電圧を検出する。この電圧値は、このダイオードの温度によって異なるので、電圧値により温度検出用ダイオードの近傍のＩＧＢＴ３０の温度が演算できる。

本実施形態では、ＩＧＢＴ３０は、温度検出用ダイオードと同一のシリコンチップ５０に形成されている。つまり、図２に示すように、ＩＧＢＴ３０は、検出対象物である半導体素子（ＩＧＢＴ素子３）と温度検出用ダイオード（ダイオード２）とが同一チップ上に形成されて構成されている。図２において、符号３ｃはＩＧＢＴ３０（ＩＧＢＴ素子３）のコレクタ端子を示し、符号３ｅはエミッタ端子を示し、符号３ｇはゲート端子を示している。また、符号２ａは温度検出用ダイオード（ダイオード２）のアノード端子を示し、符号２ｋはカソード端子を示している。図３は、ＩＧＢＴ３０のチップレイアウトを模式的に示している。大電流が流れるエミッタ端子３ｅは、複数の領域に分割され、全体として大きな面積を占めるように構成されている。不図示の裏面側には、エミッタ端子３ｅと同様の面積を有するようにコレクタ端子３ｃが構成されている。ＩＧＢＴ素子３のゲート端子３ｇ、ダイオード２のアノード端子２ａ及びカソード端子２ｋは、ＩＧＢＴ素子３のコレクタ−エミッタ間電流よりも遥かに小さい電流しか流れないため、コレクタ端子３ｃ及びエミッタ端子３ｅよりも小さい面積で形成されている。

図４は、温度検出回路１の一例を模式的に示している。温度検出回路１は、定電流源５を備えて構成され、この定電流源５よりダイオード２（温度検出用ダイオード）に定電流“Ｉｆ”が供給される。これにより、ダイオード２には順方向の端子間電圧（順方向電圧）“Ｖｆ”が生じる。順方向電圧“Ｖｆ”は、コンデンサやインダクタなどにより構成されたフィルタ回路１ｆ、及びアンプ１ａを介して制御装置８０の温度演算部７に検出される。温度演算部７は検出した順方向電圧“Ｖｆ”に基づいてダイオード２の温度を演算する。例えば、温度演算部７は、ダイオード２の順方向電圧−温度特性を参照し、順方向電圧“Ｖｆ”を引数としてダイオード２の周囲温度（動作温度）を演算する。

上述したように、本実施形態では、ダイオード２はＩＧＢＴ素子３と同一チップ上に形成されているから、ダイオード２の温度はＩＧＢＴ素子３の温度（動作温度）とほぼ等価である。尚、ダイオード２とＩＧＢＴ素子３とが同一チップ上に形成されていない場合でも、ダイオード２がＩＧＢＴ素子３の近傍に配置されていれば、ＩＧＢＴ３の温度（動作温度）によってダイオード２の周囲温度やダイオード２自体の温度も上昇するから、ダイオード２の温度に基づいてＩＧＢＴ３の温度を検出することができる。

以下、このような温度検出原理を利用した本発明に係る温度検出回路１について詳細に説明する。尚、以下では、説明を容易にするために、図４に示す回路図を模式的に示す回路ブロック図である図５に基づいて説明する。図５では、フィルタ回路１ｆ及びアンプ１ａが省略されている。フィルタ回路１ｆは、例えばノイズを除去するローパスフィルタであり、温度検出には直接関与しないので、以下の説明においては省略する。また、インピーダンス変換や順方向電圧の増幅に利用されるアンプ１ａも、原理的には温度検出に直接関与しないので、以下の説明においては省略する。尚、アンプ１ａの入力インピーダンスは非常に大きく（理想的には無限大）、定電流源５から供給される定電流“Ｉｆ”の全てがダイオード２の順方向電流となる。図５の回路ブロック図においては、制御装置８０の入力インピーダンスは非常に大きく（理想的には無限大）、定電流源５から供給される定電流“Ｉｆ”の全てがダイオード２の順方向電流となるものとする。

ところで、上記においては、温度演算部７が、ダイオード２の順方向電圧−温度特性を参照し、順方向電圧“Ｖｆ”を引数としてダイオード２の周囲温度（動作温度）を演算することができると説明した。しかし、ダイオード２の特性には個体ばらつき（個体誤差）が存在する。このため、同じ順方向電流“Ｉｆ”を与えても、順方向電圧“Ｖｆ”の値が異なり、その結果演算される動作温度も異なる場合がある。このような個体ばらつきに鑑みて、より高い精度で温度を検出する手法が知られている。

図６に示すように、値の異なる定電流“Ｉｆ”及び“Ｎ・Ｉｆ”を異なるタイミングで１つのダイオード２に流し、それぞれの順方向電圧“Ｖｆ”及び“Ｖｆ’”を検出し、その差分を取ることでダイオード２の個体バラツキ（オフセット成分）の影響を抑制する。ここで、“Ｎ”は定数である。この手法を利用すれば、定電流源５は、第１定電流源５１及び第２定電流源５２の複数が必要となるものの、検出精度を向上させることができる。第１定電流源５１及び第２定電流源５２から供給される電流は、アナログマルチプレクサなどにより構成される接続切替部８により切り替えられる。接続切替部８は、制御装置８０の切替制御部６によって切り替え制御される。

図７は、ダイオード２の順方向電圧と順方向電流との特性を模式的に示している。特性“Ｌ１”と“Ｌ２”とは、ダイオード２の特性の個体ばらつきを過大に模擬している。例えば、順方向電流“Ｉｆ”をダイオード２に印可した場合、順方向電圧“Ｖｆ”は個体ばらつきの影響により異なる値となる。しかし、順方向電流“Ｉｆ”と“Ｎ・Ｉｆ”とを印可した場合の順方向電圧“Ｖｆ”と“Ｖｆ’”との差分である“ΔＶｆ”は、特性“Ｌ１”と“Ｌ２”とで、ほとんど同じである。例えば、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：ケルビン温度、ｑ：電荷、Ｉｆ：順方向電流、Ｉｓ：逆方向電流、η：固有定数、として、順方向電圧“Ｖｆ”は下記の式(1)で表される。

尚、逆方向電流“Ｉｓ”は、概ね“１×１０^−１５［Ａ］”程度の大きさであり、個体ばらつきは大きい。固有定数“η”は半導体特性であり、その値は概ね“１”である。固有定数“η”の個体ばらつきは、逆方向電流“Ｉｓ”や順方向電流“Ｉｆ”よりも小さい。ここで、順方向電流“Ｉｆ”を“Ｎ”倍とすると、順方向電“Ｖｆ’”は、下記の式(2)で表され、差分“ΔＶｆ”は下記式(3)で表される。

上述したように、逆方向電流“Ｉｓ”や順方向電流“Ｉｆ”は個体ばらつきが大きいが、これらは、差分“ΔＶｆ”においては相殺されている。これらに比べて、個体ばらつきの小さい固有定数“η”のみが個体ばらつきに影響する因子となるので、ケルビン温度“Ｔ”に対する個体ばらつきの影響は、差分“ΔＶｆ”を利用することによって大きく抑制される。

ところで、パワー系回路に求められる出力が大きくなると、単一の素子で回路の一要素を構成することが現実的ではなくなる。例えば、図１に示すインバータ回路１０において、複数のＩＧＢＴ３０を並列接続して、より出力の大きいＩＧＢＴを形成するようなことも行われる。図８は、そのようなインバータ回路１０の１つのアーム１０Ｌを例示している。回路を構成する要素としては、このような並列回路を電気的に１つのスイッチング素子として扱うことができるが、実際の素子は別個に存在する。従って、このような場合、複数のＩＧＢＴ３０の温度をそれぞれ検出する必要が生じる。この際、各ＩＧＢＴ３０に複数の定電流源５を割り当てると、定電流源５の数が増大する。その結果、回路規模の増加や、消費電流の増加による電源規模の拡大などを招く可能性がある。

そこで、本実施形態においては、図９に示すように、２つの定電流源５を交互に切り替えることによって定電流源５の数を抑制しながら、精度のよい温度検出回路１が構成される。温度検出回路１は、互いに異なる値の定電流（“Ｉｆ”及び“Ｎ・Ｉｆ”）を出力する複数の電源であって、複数の検出対象物（ＩＧＢＴ３０）にそれぞれ対応する複数のダイオード２（第１ダイオード２１及び第２ダイオード２２）の数以下備えられる複数の定電流源５（第１定電流源５１及び第２定電流源５２）を備えて構成される。また、温度検出回路１は、定電流源５（５１，５２）のそれぞれを、互いに異なる１つのダイオード２（２１，２２）に電気的に接続すると共に、定電流源５（５１，５２）とダイオード２（２１，２２）との電気的接続の組み合わせを切り替え可能な接続切替部８（第１接続切替部８１及び第２接続切替部８２）を備えて構成される。

制御装置８０の切替制御部６は、定電流源５（５１，５２）のそれぞれに接続するダイオード２（２１，２２）を、全てのダイオード２の中から、図１０に示すように、予め規定された周期Ｔで順番に選択して、その組み合わせを切り替えるように接続切替部８（８１，８２）を制御する。即ち、切替制御部６は、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御する周期Ｔにおいては、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御する。ここでは、この接続状態を第１接続状態と称する。一方、切替制御部６は、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御する周期Ｔにおいては、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御する。ここでは、この接続状態を第２接続状態と称する。即ち、切替制御部６は、第１制御状態と第２制御状態とを周期Ｔで交互に切り替える制御を行う。

図１０に示す波形図は、例えば上段が第１ダイオード２１に印可される順方向電流を示し、中段が第２ダイオード２２に印可される順方向電流を例示している。図１０の下段は、第１ダイオード２１及び第２ダイオード２２に印可される順方向電流の合計を例示している。つまり、図１０の下段の波形図は、温度検出回路１において温度検出用のダイオード２に印可する定電流の合計値を表している。図１０に示すように、２つの定電流源５を交互に切り替えることによって定電流源５の数を抑制しながら、精度のよい温度検出回路１が構成されると共に、温度検出回路１においてダイオード２に印可する定電流の脈動も抑制される。その結果、温度検出回路１の消費電流の脈動が抑制され、回路に生じるノイズも抑制される。従って、図４に示したようなフィルタ回路１ｆの規模を小さくしたり、或いは無くしたりすることができ、温度検出回路１を小規模化、低コスト化することができる。また、脈動を考慮すると最大電流に対応した回路設計が必要となるが、消費電流が安定することによって最大電流も小さくなり、温度検出回路１を小規模化、低コスト化することができる。

図１１及び図１２は、比較のため、各ＩＧＢＴ３０に対応するダイオード２（２１，２２）に対してそれぞれ複数の定電流源５（５１，５２のペアと５３，５４のペア）を割り当てた場合の構成例及び電流波形例を示している。図９に示す温度検出回路１では定電流源５が２つであったが、図１１では定電流源５が４つ必要となり、温度検出回路１の規模が大きくなる。一方、図９に示したように、定電流源５（５１，５２）とダイオード２（２１，２２）との電気的接続の組み合わせを切り替えるように構成すれば、定電流源５の総数をダイオード２の数以下に減じることができ、回路規模をより小さくすることができる。

ところで、図１１のように、ダイオード２に対してそれぞれ複数の定電流源５を割り当てた場合には、各ダイオード２に対して次のように順方向電流を印可することができる。例えば、制御装置８０は、同じ周期Ｔにおいて、定電流“Ｉｆ”を第１ダイオード２１に印可しつつ、第２ダイオード２２にも定電流“Ｉｆ”を印可することができる。また、制御装置８０は、同じ周期Ｔにおいて、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を第１ダイオード２１に印可しつつ、第２ダイオード２２にも定電流“Ｎ・Ｉｆ”を印可することができる。この場合には、図１２に示すように、ある周期Ｔにおいては、印可される定電流の合計は“２×Ｉｆ”であるが、別の周期Ｔでは“２×Ｎ・Ｉｆ”となり、定電流の合計に脈動が生じる。その結果、温度検出回路１の消費電流の脈動が大きくなり、ノイズの発生や、最大電流に対応した回路設計などが必要となる可能性がある。

尚、図１１の回路構成においても、切替制御部６は、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御する周期Ｔにおいて、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第４定電流源５４と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御することができる。また、切替制御部６は、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御する周期Ｔにおいて、定電流“Ｉｆ”を供給する第３定電流源５３と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御することができる。切替制御部６がこのように制御することで、図１０に示した波形図と同様に、脈動を抑制することは可能である。しかし、依然として図１１に示す構成では定電流源５が４つ必要であり、図９に示す構成に比べて温度検出回路１の規模が大きくなる点に変わりはない。

本発明に係る温度検出回路１においては、定電流源５は、ダイオード２の数以下に抑制されている。図９及び図１０を参照して上述した例では、ダイオード２の数“２”以下の２個の定電流源５が備えられている。しかし、この例に限らず、例えばインバータ回路１０の１つのアーム１０Ｌの上段側（ハイサイドスイッチ）又は下段側（ローサイドスイッチ）が３つのスイッチング素子を並列接続して構成され、それぞれに温度検出用のダイオード２が備えられている場合に、２種類の定電流源５を切り替えて使用することも好適な態様である。つまり、定電流源５を、ダイオード２の数“３”以下の“２”に抑えて温度検出回路１を構成することも好適な態様である。或いは、以下に説明するように、インバータ回路１０のＵ，Ｖ，Ｗ相のＩＧＢＴ３０の温度検出用の３つのダイオード２に対して、２種類の定電流源５を切り替えて使用することも好適な態様である。

直流と交流との間で電力変換を行うインバータ回路１０は、バッテリ１１（直流電源）の正極側の正極電源ラインＰに接続される上段側スイッチング素子（ＩＧＢＴ３０）と、負極電源ラインＮに接続される下段側スイッチング素子（ＩＧＢＴ３０）とが直列接続されたアーム１０Ｌが、多相交流の相数に応じた複数相並列接続されたブリッジ回路により構成されている。本実施形態では、図１に示すように、多相交流は３相交流であり、アーム１０Ｌは、３相分が並列に接続されている。ここで、上段側スイッチング素子のエミッタ端子３ｅ側は、それぞれ異なる電位となるが、下段側スイッチング素子のエミッタ端子３ｅは全て負極電源ラインＮに接続される。つまり、下段側スイッチング素子はグラウンドが共通するものとして扱うことができる。１つの態様として、負極電源ラインＮが共通する複数の下段側スイッチング素子の温度を検出するための複数のダイオード２は、共通する２種類の定電流源５から、予め規定された周期で順番に順方向電流を印可されると好適である。

図１３及び図１４は、そのような回路構成及び順方向電流の波形を例示している。図１３に示すように、温度検出回路１は、互いに異なる値の定電流（“Ｉｆ”及び“Ｎ・Ｉｆ”）を出力する複数の電源であって、３相の検出対象物（Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の下段側のＩＧＢＴ３０）にそれぞれ対応する３つのダイオード２（第１ダイオード２１、第２ダイオード２２、第３ダイオード２３）の数以下の２つの定電流源５（５１，５２）を備えて構成される。また、温度検出回路１は、定電流源５（５１，５２）のそれぞれを、互いに異なる１つのダイオード２（２１，２２，２３）に電気的に接続すると共に、定電流源５（５１，５２）とダイオード２（２１，２２，２３）との電気的接続の組み合わせを切り替え可能な３つの接続切替部８（第１接続切替部８１、第２接続切替部８２、第３接続切替部８３）を備えて構成される。図９に示す構成では、２状態を切り替え可能であったが、図１３に示す接続切替部８（８１，８２，８３）は、３状態に切り替え可能である。

制御装置８０の切替制御部６は、定電流源５（５１，５２）のそれぞれに接続するダイオード２（２１，２２，２３）を、全てのダイオード２の中から、図１４に示すように、予め規定された周期Ｔで順番に選択して、その組み合わせを切り替えるように接続切替部８（８１，８２，８３）を制御する。例えば、切替制御部６は、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御する周期Ｔにおいては、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御し、第３ダイオード２３とグラウンドとが接続されて第３ダイオード２３に順方向電流が流れないように第３接続切替部８３を制御する。ここでは、この接続状態を第１接続状態と称する。

また、切替制御部６は、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第２ダイオード２２とが接続されるように第２接続切替部８２を制御する周期Ｔにおいては、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第３ダイオード２３とが接続されるように第３接続切替部８３を制御し、第１ダイオード２１とグラウンドとが接続されて第１ダイオード２１に順方向電流が流れないように第１接続切替部８１を制御する。ここでは、この接続状態を第２接続状態と称する。さらに、切替制御部６は、定電流“Ｎ・Ｉｆ”を供給する第２定電流源５２と第３ダイオード２３とが接続されるように第３接続切替部８３を制御する周期Ｔにおいては、定電流“Ｉｆ”を供給する第１定電流源５１と第１ダイオード２１とが接続されるように第１接続切替部８１を制御し、第２ダイオード２２とグラウンドとが接続されて第２ダイオード２２に順方向電流が流れないように第２接続切替部８２を制御する。ここでは、この接続状態を第３接続状態と称する。

即ち、この例では、切替制御部６は、第１制御状態、第２制御状態、第３制御状態の順に、周期Ｔごとに接続状態を切り替える制御を行う。図１４に示すように、２つの定電流源５とダイオード２との接続を順次切り替えることによって定電流源５の数を抑制しながら、精度のよい温度検出回路１が構成されると共に、温度検出回路１においてダイオード２に印可する定電流の脈動も抑制される。

このように、制御装置８０は、負極電源ラインＮが共通する複数の下段側スイッチング素子の温度を検出するための複数のダイオード２に対しては、共通する２種類の定電流源５から、予め規定された周期で順番に順方向電流を印可することができる。ここで、図２及び図３に示したように、複数のダイオード２のそれぞれは、負極電源ラインＮが共通する複数の下段側スイッチング素子のそれぞれと同一のチップに形成されていると好適である。

本発明は、ダイオードに定電流を流して順方向電圧を検出し、当該順方向電圧に基づいて温度を検出する温度検出回路に利用することができる。

２：ダイオード（温度検出用ダイオード）
３：ＩＧＢＴ素子（半導体素子）
５：定電流源
６：切替制御部
８：接続切替部
１０：インバータ回路
１０Ｌ：アーム
２１：第１ダイオード（温度検出用ダイオード）
２２：第２ダイオード（温度検出用ダイオード）
２３：第３ダイオード（温度検出用ダイオード）
３０：ＩＧＢＴ（検出対象物）
８１：第１接続切替部（接続切替部）
８２：第２接続切替部（接続切替部）
８３：第３接続切替部（接続切替部）
Ｎ：負極電源ライン
Ｐ：正極電源ライン

Claims (3)

1. ダイオードに定電流を流して順方向電圧を検出し、当該順方向電圧に基づいて検出対象物の温度を検出する温度検出回路であって、
   複数の温度検出用ダイオードと、
   互いに異なる値の定電流を出力する複数の電源であって、前記温度検出用ダイオードの数以下備えられる複数の定電流源と、
   前記定電流源のそれぞれを、互いに異なる１つの前記温度検出用ダイオードに電気的に接続すると共に、前記定電流源と前記温度検出用ダイオードとの電気的接続の組み合わせを切り替え可能な接続切替部と、
   前記定電流源のそれぞれに接続する前記温度検出用ダイオードを、全ての前記温度検出用ダイオードの中から、予め規定された周期で順番に選択して前記組み合わせを切り替えるように前記接続切替部を制御する切替制御部と、を備えた温度検出回路。
2. 前記温度検出用ダイオードは、前記検出対象物である半導体素子と同一のチップに形成されている請求項１に記載の温度検出回路。
3. 直流電源の正極側の正極電源ラインに接続される上段側スイッチング素子と、前記直流電源の負極側の負極電源ラインに接続される下段側スイッチング素子とが直列接続されたアームが、多相交流の相数に応じた複数相並列接続されたブリッジ回路により構成され、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ回路において、
   複数の前記温度検出用ダイオードのそれぞれは、前記負極電源ラインが共通する複数の前記下段側スイッチング素子のそれぞれと同一のチップに形成されている請求項１又は２に記載の温度検出回路。
   
   

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