CN115606080A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能在不增大搭载有用于观测功率器件的主电流的电流感测元件的电力变换装置的成本的情况下高精度地观测芯片温度的电力变换装置。在功率器件的芯片内搭载主控制用MOSFET(11)、电流MOSFET(12)、以及连接于主控制用MOSFET(11)的源极电极(8)和电流MOSFET(12)的源极电极(9)的二极管(13)，在电流MOSFET(12)的源极电极(9)上连接温度测定电路(3)，在主控制用MOSFET(11)处于断开状态时，对二极管(13)流通正向电流(If)，同时观测阳极电位，由此来测定芯片温度。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置。
背景技术
作为下一代汽车，组合内燃机与电动机来转动驱动轮的混合动力汽车、仅靠电动机来转动驱动轮的电动汽车受到关注。并且，在用于这些汽车的汽车用马达中，采用有小型而能产生高转矩的、在转子中埋入有永磁铁的同步马达，为了最大限度地发挥该同步马达的转矩，通常使用有向量控制。
这样的向量控制是根据因加速或制动指令而产生的转矩指令和速度来运算电流指令，根据该电流指令来产生PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号而驱动逆变器的功率器件。并且，向量控制中需要用于测定逆变器的输出电流的电流传感器。因此，在向量控制中，区别于构成功率器件的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅型双极晶体管)或MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化膜半导体场效应晶体管)等主控制元件而设置电流检测专用的电流感测元件，对流过该电流感测元件的电流进行检测来推断流至主控制元件的主电流。这样的电力变换电路例如像专利文献1揭示的那样为人所熟知。
另外，上述的电流感测元件以及由主控制元件构成的功率器件存在温度依存，感测元件与主控制元件的电流比根据芯片温度而发生变动，结果，存在无法根据感测电流来算出准确的主控制电流这一问题。作为在观测感测电流的同时准确地观测芯片温度的方法，已知有在构成功率器件的半导体基板上形成温度检测二极管而利用温度测定电路来观测二极管特性的方法(例如参考专利文献2)。
然而，在使用上述专利文献2记载的温度检测二极管来进行温度测定的情况下，半导体基板上需要用于连接温度检测二极管与温度测定电路的追加的焊盘。因而，在设为使用温度检测二极管进行温度测定的构成的情况下，半导体基板的面积相应地增大，从而产生功率器件的产品成本增大这一问题。进而，专利文献2记载的温度检测二极管需要用于在半导体基板上形成温度检测二极管等的工序，所以制造工序变得繁杂，从而也有制造成本升高这一问题。
因此，作为在半导体基板上不追加焊盘的情况下观测芯片温度的方法，有使用与IGBT并联的回流二极管而在回流模式时观测回流二极管的端子电压的方法(例如参考专利文献3)。
回流二极管的阳极和阴极在芯片内各自连接于IGBT的发射极端子和集电极端子，所以功率器件不需要追加的焊盘。因此，能够抑制功率器件的芯片尺寸的增大。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2006-271098号公报
专利文献2：日本专利特开2004-117111号公报
专利文献3：日本专利特开2015-228771号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在上述专利文献3记载的使用回流二极管来测定芯片温度的方法中，须准备在同一芯片内设置有与主控制元件并联的回流二极管的特殊的功率器件(IGBT)，在与IGBT不同的芯片中设置普通的回流二极管而并联的情况下无法适用。
此外，在功率器件为MOSFET的情况下，由体层和漂移层形成寄生二极管，但仅在回流模式中的MOSFET为断开状态的死区时间中电流才流至并联的寄生二极管，能观测芯片温度的期间被限制得较短。
因此，本发明的目的在于提供一种能在不对具有观测流至主控制元件的电流的电流感测元件的功率器件和芯片温度的观测时间设置上述制约、而且不增大芯片成本的情况下廉价地实现高精度的功率器件的芯片温度的观测的电力变换装置。
解决问题的技术手段
为解决上述问题，例如采用权利要求书记载的构成。
本申请包含多种解决上述问题的技术手段，举其一例，本发明的电力变换装置具备：绝缘栅型第1晶体管，其控制主电流；绝缘栅型第2晶体管，其与第1晶体管形成于同一半导体基板上，第1晶体管的漏极和栅极各自与其并联电连接，检测第1晶体管的电流；以及电流测定电路，其在使第1晶体管的源极的区域比第2晶体管的源极大的基础上连接于第2晶体管的源极电极与第1晶体管的源极电极之间，测定流至第2晶体管的电流。
此外，本发明的电力变换装置具备：二极管，其形成于半导体基板上，连接于第2晶体管的源极电极与第1晶体管的源极电极之间；以及温度测定电路，其连接于第2晶体管的源极电极，在第1晶体管处于断开状态时，对二极管流通规定的正向电流而测定半导体基板的温度。
发明的效果
根据本发明，在功率器件内搭载有电流检测用的电流感测元件的电力变换装置中，能在不增加功率器件的焊盘数和芯片尺寸的情况下高精度且廉价地观测芯片温度。
上述以外的课题、构成以及效果将通过以下实施方式的说明来加以明确。
附图说明
图1为本发明的第1实施方式例的电力变换装置的电路图。
图2为说明本发明的第1实施方式例的温度检测模式和电流检测模式下的动作的波形图。
图3为表示本发明的第1实施方式例的搭载有功率器件的芯片温度与温度测定电路的输出电压(Vf)的关系的特性图。
图4为本发明的第1实施方式例的搭载有功率器件的芯片的平面外观图。
图5为本发明的第1实施方式例的搭载有功率器件的芯片的虚线部A-A'的截面结构图。
图6为本发明的第2实施方式例的电力变换装置的电路图。
图7为本发明的第3实施方式例的电力变换装置的电路图。
图8为说明本发明的第3实施方式例的温度检测模式和电流检测模式下的动作的波形图。
图9为表示本发明的第3实施方式例的功率器件的芯片温度(T)与温度测定电路的输出电压(Vf1、Vf2)的关系的特性图。
图10为本发明的第4实施方式例的电力变换装置的电路图。
图11为表示本发明的第4实施方式例的电流感测比的电流检测用MOSFET的感测电流(Is)与芯片温度(T)的相关关系的图。
图12为本发明的第4实施方式例的搭载有使用保管在存储器装置中的电流感测比的电流检测用MOSFET的感测电流(Is)与芯片温度(T)的相关关系的信息来算出主控制电流(Im')的主控制电流算出装置的电力变换装置的构成图。
图13为装有本发明的各实施方式例的电力变换装置的三相逆变装置的构成图。
具体实施方式
〈第1实施方式例〉
下面，参考图1～图5，对本发明的第1实施方式例进行说明。
图1为第1实施方式例的电力变换装置的电路图。
功率器件1具备主控制用MOSFET 11、电流检测用MOSFET 12以及二极管13。主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET 12构成为绝缘栅型第1晶体管及绝缘栅型第2晶体管。
电流检测用MOSFET 12的漏极及栅极与主控制用MOSFET 11的漏极11D及栅极11G并联电连接。
二极管13的阳极连接于电流检测用MOSFET 12的源极12S，阴极连接于主控制用MOSFET 11的源极11S。
电流检测用MOSFET 12上经由第1开关4而连接有电流测定电路2，而且经由第2开关5而连接有温度测定电路3。再者，第1开关4、第2开关5在附图上也记作SW1、SW2。
第1开关4、第2开关5的通断由主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET 12的栅极信号控制。在栅极信号为High状态(高电压状态)时，第1开关4变为导通状态，电流测定电路2与电流检测用MOSFET 12连接。此时，第2开关5变为断开状态。
此外，在栅极信号为Low状态(低电压状态)时，反相器6使得第2开关5变为导通状态，温度测定电路3连接至电流检测用MOSFET 12。此时，第1开关4变为断开状态。
借助该构成，在主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET 12均处于导通状态的电流检测模式时，电流测定电路2测定流至电流检测用MOSFET 12的感测电流(Is)，并输出与感测电流(Is)成比例的电压(Vo)。
另一方面，在主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET 12均处于断开状态的温度检测模式时，温度测定电路3对二极管13流通期望的正向电流(If)，而且在温度测定电路3内检测并输出二极管13的阳极端子的电压(Vf)。
图2为表示图1所示的电路中的电流检测模式Mi和温度检测模式Mt下的动作例的波形图。
电流检测模式Mi与温度检测模式Mt根据图2的(a)所示的栅极信号进行切换。即，在栅极信号为High状态、主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET 12均为导通状态时，变为电流检测模式Mi。此外，在栅极信号为Low状态、主控制用MOSFET 11和电流检测用MOSFET12均为断开状态时，变为温度检测模式Mt。
在电流检测模式Mi时，在主控制用MOSFET 11的导通状态下产生所示的主电流(Im)(图2的(b))，电流测定电路2测定流至电流检测用MOSFET 12的感测电流(Is)(图2的(c))。继而，电流测定电路2输出该测定中与感测电流(Is)成比例的电压(Vo)(图2的(e))。再者，电流检测用MOSFET 12的源极12S的电压(Vss)在电流检测模式Mi时如图2的(d)所示为0V。
此外，在温度检测模式Mt时，温度测定电路3对二极管13流通期望的正向电流(If)(图2的(f))，利用温度测定电路3内的电压检测电路来检测并输出二极管13的阳极端子的电压(Vf)(图2的(g))。
该温度测定电路3的输出电压(Vf)与二极管13附近的芯片温度(T)之间能以肖克莱的二极管方程变形而成的[数式1]来表示。
[数式1]
Figure BDA0003936038510000061
此处，I0表示二极管13的反向饱和电流，k表示玻尔兹曼常数，q表示电子的电荷量。
图3为表示输出电压(Vf)(纵轴)与芯片温度(T)(横轴)的关系的特性图。
如图3所示，输出电压(Vf)与芯片温度(T)可以作线性近似，相对于温度的变化量根据电流量(If)发生变化，通常为2.0～3.5mV/℃左右的值。
通过对二极管13流通期望的恒流(If)，输出电压(Vf)相对于芯片温度(T)而线性地变化。因而，只要预先进行特性的测试而在2个温度下测定输出电压(Vf)和芯片温度(T)，便能获取用于求输出电压(Vf)和芯片温度(T)的、图3所示那样的特性。于是，可以使用该图3所示的特性、通过相对简单的测试下的温度标定处理来测定芯片温度(T)。
因此，在本实施方式例的电力变换装置中，能在抑制电力变换装置的测试费用的情况下实现高精度的芯片温度的测定。
此外，本实施方式例的电力变换装置通过主控制用MOSFET 11的PWM控制而在1周期内产生通断状态。例如，在频率20kHz的PWM控制的情况下，在50μs内产生通断状态。因此，本实施方式例的电力变换装置能以相对于芯片温度的变化时间而言足够短的周期实现感测电流(Is)和芯片温度(T)的测定。
图4展示本实施方式例的电力变换装置所配备的功率器件1的平面外观图，图5展示图4的虚线A-A'部处的截面结构图。
如图5中截面所示，在半导体基板7上形成有主控制用MOSFET 11、电流检测用MOSFET12以及二极管13。
图5所示的功率器件1从下层起依序形成有漏极电极21、漏极22、漂移层23，在漂移层23上形成有P体层24a、24b、24c。并且，以跨立在多个P体层24a、24b、24c上的方式隔着栅极氧化膜25形成有栅极26。
二极管13的阴极30经由电极极板9连接于主控制用MOSFET 11的源极27a。此外，二极管13的阳极29经由源极电极极板10连接于电流检测用MOSFET 12的源极27b。
二极管13的阴极30与主控制用MOSFET 11的源极28a以及电流检测用MOSFET 12的源极28b形成于同一层。
此外，二极管13的阳极29与主控制用MOSFET 11的P体连接层27a以及电流检测用MOSFET 12的P体连接层27b形成于同一层。
也就是说，二极管13的阴极30的区域由形成主控制用MOSFET 11的源极(或发射极)的第1导电型杂质层形成。二极管13的阳极29的区域由形成电流检测用MOSFET 12的P体区域或P体区域连接区域的第2导电型杂质层形成。
通过以如此方式构成，在制造功率器件1时不需要追加的制造工序以形成二极管13，本实施方式例的功率器件1与以往的功率器件相比，制造成本不会增大。
此外，如图4所示，功率器件1的表面上的焊盘为栅极电极(第1焊盘)8、主控制用MOSFET 11的源极电极极板(第2焊盘)9、电流检测用MOSFET 12的源极电极极板(第3焊盘)10这3个。因而，没有追加二极管13造成的电极极板数的增大，所以也不存在芯片尺寸增大的情况。
再者，在图1所示的构成中，功率器件1是由MOSFET构成，但功率器件1也可设为在具有电流感测元件的IGBT的发射极端子间连接二极管的构成。
〈第2实施方式例〉
接着，参考图6，对本发明的第2实施方式例进行说明。图6中，对与第1实施方式例中说明过的图1～图5相对应的部位标注同一符号并省略重复说明。
图6为第2实施方式例的电力变换装置的电路图。
本实施方式例展示第1实施方式中的电流测定电路2和温度测定电路3的具体电路构成。
电流测定电路2由电流电压变换电路构成，所述电流电压变换电路由运算放大器31和连接于运算放大器31的负输入端子(-)与输出端子之间的并联电阻32构成。运算放大器31的正输入端子连接于主控制用MOSFET 11的源极。
该电流测定电路2经由第1开关4连接于电流检测用MOSFET 12的源极12S。
当在电流检测模式下第1开关4变为导通状态时，电流检测用MOSFET 12的源极电位变得与主控制用MOSFET 11的源极电位相同，所以电流不会流至二极管13。此外，电流检测用MOSFET 12的栅极-源极间的电压能与主控制用MOSFET 11的栅极-源极间的电压相等，能够减小相对于主控制用MOSFET的主电流(Im)感测电流(Is)的比率(电流感测比)的变化。
温度测定电路3具有由恒流源33和运算放大器34构成的电压检测电路，所述恒流源33对二极管13流通期望的电流，所述运算放大器34将负输入端子(-)与输出端子连接在一起。恒流源33经由第2开关5连接于电流检测用MOSFET 12的源极12S。运算放大器34的正输入端子(+)直接连接于电流检测用MOSFET 12的源极12S，运算放大器34在温度检测模式时检测并输出二极管13的阳极电位(Vf)。
通过设为这样的构成，温度测定电路3能够检测二极管13的阳极电位(Vf)。于是，温度测定电路3可以使用电力变换装置的测试时预先获取到的输出电位(Vf)与芯片温度(T)的关系数据而根据该输出值(Vf)来算出芯片温度。
〈第3实施方式例〉
接着，参考图7～图9，对本发明的第3实施方式例进行说明。图7～图9中，对与第1实施方式例及第2实施方式例中说明过的图1～图6相对应的部位标注同一符号并省略重复说明。
图7为第3实施方式例的电力变换装置的电路图。
在本实施方式例中，温度测定电路3具备第1恒流源35及第2恒流源36。此外，在温度测定电路3的输出侧连接有差分运算电路46，差分运算电路46根据该输出来测定温度。
第1恒流源35经由第2开关5连接至电流检测用感测元件12的源极12S。在第2开关5为导通状态时，第1恒流源35对连接于电流检测用感测元件12的源极12S的二极管13流通期望的电流(If1)。
第2恒流源36经由第3开关37连接于电流检测用感测元件12的源极12S。在第3开关37为导通状态时，第2恒流源36对连接于电流检测用感测元件12的源极12S的二极管13流通期望的电流(If2)。第2恒流源36所产生的电流(If2)的电流值与第1恒流源35所产生的电流(If1)不一样。再者，第3开关37在附图上记作SW3。
第2开关5和第3开关37在不同期间变为导通状态。即，在第2开关5的控制端子与栅极信号端子之间连接有反相延迟电路45，在栅极信号从导通状态变成断开状态后，第2开关5仅在一定期间内变为导通状态。进而，反相延迟电路45的输出被延迟电路47延迟而供给至第3开关37的控制端子，在第2开关5变为断开状态后，第3开关37仅在一定期间内变为导通状态。
图8为表示图7所示的电路中的电流检测模式Mi和温度检测模式Mt下的动作例的波形图。电流检测模式Mi下的动作与图2所示的动作相同，所以省略说明。
并且，在温度检测模式Mt时，当栅极信号(图8的(a))变为断开状态时，首先，第2开关5仅在一定期间内变为导通状态。此时，借助第1恒流源35对二极管13流通期望的电流(If1)(图8的(f))。此外，此时，电流检测用感测元件12的源极端子电压(Vss)像图8的(g)所示那样变为二极管13的阳极电压(Vf1)。
此外，在第2开关5变成断开状态后，第3开关37仅在一定期间内变为导通状态。此时，借助第2恒流源36对二极管13流通期望的电流(If2)(图8的(f))。此时，电流检测用感测元件12的源极端子电压(Vss)像图8的(g)所示那样变为二极管13的阳极电压(Vf2)。
继而，在被供给温度测定电路3的输出的差分运算电路46中，算出以空出时间差的方式输入的2个阳极电压值Vf1、Vf2的差分电压(ΔVf)。本实施方式例的电力变换装置将该差分电压(ΔVf)作为与温度相对应的测定值。
图9是以将上述2个不同的正向电流If1、If2流到二极管13时的输出电压Vf1、Vf2以及它们的差分电压为纵轴、以芯片温度(T)为横轴的特性图。
此处，阳极电压值Vf1、Vf2和差分电压(ΔVf)由以下[数式2]、[数式3]、[数式4]分别给出。
[数式2]
Figure BDA0003936038510000101
[数式3]
Figure BDA0003936038510000102
[数式4]
Figure BDA0003936038510000103
此处，I0表示二极管13的反向饱和电流，k表示玻尔兹曼常数，q表示电子的电荷量。
二极管13的反向饱和电流I0是具有二极管13的制造时的个体差异的参数，但不在差分电压(ΔVf)的[数式4]中。因而，在将差分电压(ΔVf)作为温度的测定值时，个体差异带来的特性的偏差不复存在，而且If2/If1成为期望的正向电流的比率，所以为固定值。
也就是说，差分电压(ΔVf)是芯片温度(T)乘以固定值得到的值。由此，不需要第1实施方式例中说明过的获取温度测定电路3的输出电压(Vf)、芯片温度(T)以及相关数据的测试时的温度标定测试，有能够削减测试的执行所需的成本这一效果。
〈第4实施方式例〉
接着，参考图10～图12，对本发明的第4实施方式例进行说明。图10～图12中，对与第实施方式例1～第3实施方式例中说明过的图1～图9相对应的部位标注同一符号并省略重复说明。
图10为第4实施方式例的电力变换装置的电路图。
在本实施方式例中，设置有主控制电流算出装置48和栅极驱动电路49，所述主控制电流算出装置48被供给第1实施方式中展示过的电流测定电路2和温度测定电路3的输出，所述栅极驱动电路49借助主控制电流算出装置48来生成栅极信号。
主控制电流算出装置48使用根据电流测定电路2的输出电压(Vo)而获得的电流检测用MOSFET 12的感测电流(Is)和从温度测定电路3的输出(Vf)获得的芯片温度(T)的值来算出主控制用MOSFET 11的主控制电流(Im')。
主控制电流算出装置48所算出的主控制电流(Im')供给至栅极驱动电路49，在栅极驱动电路49中根据指令电流和主控制电流(Im')来生成主控制用MOSFET 11的栅极信号。
图11展示对应于用于算出主控制电流(Im')的感测电流(Is)(横轴)的、主控制用MOSFET的主控制电流(Im)与感测电流(Is)的比率(电流感测比Rsense)(纵轴)的一例。
如图11所示，得知对应于感测电流(Is)的电流感测比Rsense根据芯片温度(T)发生变化，也就是存在温度依存性。
因而，如图12所示，主控制电流算出装置48内置存储器装置50，在电力变换装置的测试时预先获取感测电流(Is)、电流感测比(Rsense)、与芯片温度(T)的相关关系数据而存储在存储器装置50中。
主控制电流算出装置48在电力变换装置的实际动作时针对主控制用MOSFET的每一开关而测定感测电流(Is)和芯片温度(T)，从存储器装置50获得所观测到的感测电流(Is)和芯片温度(T)时的电流感测比(Rsense)的值。对感测电流(Is)乘以电流感测比(Rsense)，由此算出主控制电流(Im')。继而，所算出的主控制电流(Im')与指令电流进行比较，以其差分减小的方式通过栅极驱动电路49来调整栅极信号。
此外，主控制电流算出装置48使用PWM控制周期内获得的芯片温度(T)信息来修正上述电流感测比，由此能实时地以高精度算出主控制电流(Im')。因此，根据本实施方式例的构成，可以将该主控制电流算出装置48用作控制电力变换装置的负载驱动电流的测定器。
〈装有各实施方式例的电力变换装置的逆变装置的例子〉
图13展示配备前面说明过的各实施方式例的电力变换装置的三相逆变装置的构成。图13的例子中展示装有第1实施方式例的电力变换装置的例子，但也可装入其他实施方式例的电力变换装置来构成逆变装置。
图13所示的三相逆变装置51是通过PWM控制来驱动负载马达57的装置，电源56被供给至三相逆变装置51。在电源56的高压侧与低压侧之间连接有电容器53。
该三相逆变装置51针对3个相中的每一相而在Hish-side侧(高压侧)和Low-side侧(低压侧)具备单独的主控制MOSFET。
即，各个相具备Hish-side主控制MOSFET 55和Low-side主控制MOSFET 11。Low-side主控制MOSFET 11相当于各实施方式例的电力变换装置中说明过的主控制用MOSFET11。
并且，各相的Low-side主控制MOSFET 11由从各相中单独设置的栅极驱动电路49输出的栅极信号控制。
此处，根据电流测定电路2所测定出的感测电流(Is)和温度测定电路3所测定出的输出电压(Vf)来进行栅极驱动的控制这一点与各实施方式例中说明过的一致。电流测定电路2的输出值在包含主控制电流算出装置48(图10)的控制运算装置52中在处于Low-side的主控制用MOSFET 11处于导通状态时作为主电流算出。
用于驱动负载马达57的指示电流从外部通过通信连接器58供给至控制运算装置52，以该指示电流的差分减小的方式对栅极驱动电路49进行反馈控制。并且，在受到PWM控制的逆变装置51中，三相所有的Low-side的主控制用MOSFET同时变为导通状态的时候发生在1周期内。因此，在控制运算装置52中能实现实时观测到流至负载马达57的电流的反馈控制。
在对Low-side主控制MOSFET 11供给栅极信号的栅极驱动电路49中，控制运算装置52也进行反馈控制。
〈变形例〉
再者，本发明包含各种变形例，并不限定于上述各实施方式例。例如，上述实施方式例是为了以易于理解的方式说明本发明所作的详细说明，并非一定限定于具备说明过的所有构成。
例如，在图13所示的三相逆变装置51中展示对Low-side主控制MOSFET 11运用各实施方式例中说明过的电力变换装置的构成的例子，而对于Hish-side主控制MOSFET 55，也可运用各实施方式例中说明过的电力变换装置的构成。
此外，像第1实施方式例中也说明过的那样，功率器件1也可设为在具有电流感测元件的IGBT的发射极端子间连接二极管的构成。
此外，在图1等电路图中，信号线和控制线展示的只是认为说明上需要的部分，在产品上未必展示了所有控制线和信息线。实际上，可认为几乎所有构成都相互连接在一起。
符号说明
1…功率器件，2…电流测定电路，3…温度测定电路，4…第1开关(SW1)，5…第2开关(SW2)，6…反相器，7…半导体基板，8…栅极电极极板，9…主控制元件源极电极极板，10…感测元件源极电极极板，11…主控制用MOSFET，12…电流检测用MOSFET，13…温度检测用二极管，21…漏极电极，22…漏极，23…漂移层，24a、24b、24c…P体层，25…栅极氧化膜，26…栅极，27a、27b…P体层连接P层，28a、28b…源极，29…阳极，30…阴极，31…运算放大器，32…并联电阻，37…第3开关(SW3)，45…延迟反相电路，46…差分运算电路，47…延迟电路，48…主控制电流算出装置，49…栅极驱动电路，50…存储器装置，51…三相逆变装置，52…反馈控制运算装置，53…电容器，54…栅极驱动电路，55…Hish-side主控制MOSFET，56…电源，57…负载马达，58…通信连接器。

Claims (8)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
绝缘栅型第1晶体管，其控制主电流；
绝缘栅型第2晶体管，其与所述第1晶体管形成于同一半导体基板上，分别与所述第1晶体管的漏极和栅极并联电连接，检测所述第1晶体管的电流；以及
电流测定电路，其在使所述第1晶体管的源极的区域比所述第2晶体管的源极大的基础上连接于所述第2晶体管的源极电极与所述第1晶体管的源极电极之间，测定流至所述第2晶体管的电流，
该电力变换装置还具备：
二极管，其形成于所述半导体基板上，连接于所述第2晶体管的源极电极与所述第1晶体管的源极电极之间；以及
温度测定电路，其连接于所述第2晶体管的源极电极，在所述第1晶体管处于断开状态时，对所述二极管流通规定的正向电流而测定所述半导体基板的温度。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
搭载有所述第1晶体管、所述第2晶体管以及所述二极管的所述半导体基板上形成的焊盘由第1焊盘、第2焊盘以及第3焊盘构成，
所述第1焊盘连接有所述第1晶体管的源极或发射极电极和所述二极管的阴极电极，
所述第2焊盘连接有所述第2晶体管的源极或发射极电极和所述二极管的阳极电极，
所述第3焊盘连接有所述第1晶体管及第2晶体管的栅极电极。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述二极管的阴极区域由形成所述第1晶体管的源极区域或发射极区域的第1导电型杂质层形成，
所述二极管的阳极区域由形成所述第2晶体管的P体区域或P体区域连接区域的第2导电型杂质层形成。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述温度测定电路具备流通所述正向电流的恒流源和测定所述第2晶体管的源极电位的电压测定电路，
所述恒流源在所述第1晶体管处于断开状态时将第1电流值流到所述二极管，之后将第2电流值流到所述二极管，
所述电压测定电路在分别检测到流通所述第1电流值时的所述第2晶体管的源极电位和流通第2电流值时的所述第2晶体管的源极电压后，算出其差分值，根据所述差分值来算出所述半导体基板的温度。
5.根据权利要求2或4所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流测定电路构成为在电流测定时所述第1晶体管的源极电压变得与所述第2晶体管的源极电压相同，以免电流流至所述二极管，在所述第1晶体管的栅极控制信号为高电压状态时，经由第1开关与所述第2晶体管的源极电极连接，
所述温度测定电路具有对所述二极管流通规定的正向电流的电源，在所述第1晶体管的栅极控制信号为低电压状态时，经由第2开关与所述第2晶体管的源极电极连接。
6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流测定电路由运算放大器和电阻元件构成，
所述运算放大器将负侧输入端子连接于所述第2晶体管的源极电极，将正侧输入端子连接于所述第1晶体管的源极电极，
所述电阻元件连接于所述运算放大器的负侧输入端子和输出端子。
7.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电流测定电路及所述温度测定电路对应于控制所述第1晶体管的栅极信号来执行电流检测模式和温度检测模式，
在所述栅极信号为导通状态的所述电流检测模式下，所述电流测定电路观测流至所述第2晶体管的感测电流，
在所述栅极信号为断开状态的所述温度检测模式下，所述温度测定电路根据所述二极管的端子电压来算出所述半导体基板的温度，
根据所述感测电流和所述温度来算出流至所述第1晶体管的主电流的主控制电流算出装置连接于所述电流测定电路和所述温度测定电路。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，
构成为至少在低压侧设置有该电力变换装置的逆变装置，
控制主控制用晶体管的栅极驱动电路的控制运算装置算出流至所述第1晶体管的主电流，并以使主电流与驱动负载的指令电流一致的方式对所述栅极驱动电路进行反馈控制。
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