JP2012186874A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度に電流を検出して電力制御を行なうことができる電源装置の提供。
【解決手段】電源装置１７はＤＣ／ＤＣコンバータ２７、電流検出部３３、および制御部３５を備え、制御部３５は、所定タイミングで第１スイッチ４２をオフにして第２スイッチ５６をオンにすることでゼロ点電流Ｉｏを更新し、第２スイッチ５６をオフにして第３スイッチ６５をオンにすることで感度Ｋを更新し、第３スイッチ６５をオフにして第１スイッチ４２をオンにする、動作を繰り返すように制御することで、更新したゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋにより電流Ｉを補正して検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流に応じて電力変換部を制御する電源装置に関するものである。

近年、省エネルギ対策として、減速時の回生電力を回収して再利用する機能を有する車両や、エレベータの動作において回生電力が発生する時は蓄電池に充電するエレベータ装置が開発されている。前記車両やエレベータ装置では回生電力の充放電のために電力を変換する回路（ＤＣ／ＤＣコンバータなどの直流電力変換システム）が必要となる。このような直流電力変換システムが例えば特許文献１に提案されている。この構成図を図４に示す。なお、図４ではエレベータ装置に適用される直流電力変換システムの例を示す。

図４において、電源１０１は交流三相電源であり、電源１０１から交流／直流変換器１０３に流入する電源電流ｉｓは電流センサ１０５によって検出される。交流／直流変換器１０３の出力は平滑コンデンサ１０７を介して直流／交流変換器１０９（インバータ）に入力されて交流に変換され、電動機１１１を駆動する。電動機１１１は綱車１１３を介してエレベータかご１１５を昇降させる。なお、綱車１１３にはロープを介してエレベータかご１１５と釣り合い錘１１７がかかっている。

また、平滑コンデンサ１０７の両端には、電圧センサ１１９が接続され、直流電圧Ｖｏｕｔを検出する。さらに、平滑コンデンサ１０７の両端には、直流電力変換器１２１と直流リアクトル１２３を介して蓄電池１２５が接続される。また、直流リアクトル１２３にはリアクトル電流ＩＬを検出する電流センサ１２７が接続される。これら直流電力変換器１２１（コンバータ）、直流リアクトル１２３、および蓄電池１２５により、電源１０１から供給される電力が常に所定値以下になるように制御されている。

このような制御を行なうためには、電源電流ｉｓを電源電流指令ｉｓ＊に追従させる必要がある。そこで、図４の構成では、電源電流指令ｉｓ＊に対し、電源電流ｉｓ、直流電圧Ｖｏｕｔ等の信号を基に、減算器１２９、１３１、電源電流補償器１３３、直流電圧補償器１３５、および電流指令変換手段１３７によりリアクトル電流指令ＩＬ＊に変換する。このリアクトル電流指令ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬから、減算器１３９、電流補償器１４１でコンバータ電圧指令ＶＡ＊を出力し、ＰＷＭ制御器１４３で直流電力変換器１２１を制御する。また、コンバータ電圧指令ＶＡ＊は電流指令変換手段１３７にも入力される。従って、リアクトル電流指令ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬで整合を取ってフィードバック制御を行なうことで、電源１０１から供給される電力が常に所定値以下になるように制御される。

特許第４１９２６０９号公報

上記した図４の直流電力変換システムによると、確かに電源１０１から供給される電力が所定値以下になるように蓄電池１２５の充放電が制御されるので、蓄電池１２５に充電される回生電力を再利用でき、電源１０１から見た負荷平準化制御も可能となる。このようにエレベータ装置に対する直流電力変換システムであれば、比較的安定した環境で用いられるため、電流センサ１２７の外部環境変化による変動は少ない。しかし、車両の回生電力を蓄電部に回収し、再利用するための電源装置として用いると、１００Ａオーダーの大電流が流れるので、フルスケールの大きな電流センサ構成とする必要がある。その一方で、前記蓄電部が満充電に至ったり、放電し終わると、過充電や過放電を避けるために、前記蓄電部の電圧を維持するように制御する必要がある。そのためには、理想的には電源装置に流れる電流が０Ａになるような制御が必須である。従って、実質的に０Ａの制御を可能とするために±１Ａ程度（フルスケールの±１％程度）の微小な電流を検出しなければならない。ゆえに、前記電源装置では大電流まで高精度な電流検出が必要となるが、フルスケールが大きいと微小な電流変化の検出に対しては相対的に感度が低下する。その結果、図４の直流電力変換システムを車両に適用すると、元々、比較的安定した環境で用いられるよう構成された電流センサ１２７においては、車両における環境変化（特に環境温度変化や振動）により、その出力が変動し精度が低下する可能性があるという課題があった。これにより、電源装置の制御誤差が増大してしまうことが起こり得る。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、高精度に電流を検出して電力制御を行なうことができる電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、電力変換部と、前記電力変換部と電気的に接続される電流検出部と、前記電力変換部、および前記電流検出部と電気的に接続され、前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）に応じて、前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記電流検出部は、前記電力変換部と電気的に接続されるシャント抵抗器と、前記シャント抵抗器の両端に、それぞれ連動してオンオフする第１スイッチを介して電気的に接続されるとともに、前記制御部に電気的に接続される差動増幅回路と、前記差動増幅回路に電気的に接続され、オフセット電圧（Ｖｏ）を出力するオフセット電圧源と、前記第１スイッチと前記差動増幅回路との間の、それぞれの接続点間に電気的に接続される第２スイッチと、前記オフセット電圧源が接続されていない側の前記シャント抵抗器の端子に電気的に接続される前記第１スイッチと前記差動増幅回路との間に、第３スイッチを介して電気的に接続され、フルスケール電圧（Ｖｆ）を出力するフルスケール電圧源と、前記オフセット電圧源と前記フルスケール電圧源とに電気的に接続され、基準電圧（Ｖｒ）を供給する基準電圧源と、を有するとともに、前記第１スイッチ、第２スイッチ、および第３スイッチが、それぞれ前記制御部に電気的に接続される構成を有し、前記制御部は、所定タイミングで前記第１スイッチと前記第３スイッチをオフにし、前記第２スイッチをオンにした際の前記差動増幅回路の出力に基づいて前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）を補正するためのゼロ点電流（Ｉｏ）を求めて更新した後、前記第２スイッチをオフにし、前記第３スイッチをオンにした際の前記差動増幅回路の出力と前記ゼロ点電流（Ｉｏ）とに基づいて前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）を補正するための感度（Ｋ）を求めて更新し、前記第３スイッチをオフにし、前記第１スイッチをオンにする、動作を繰り返すようにしたものである。

本発明の電源装置によれば、電流を検出するためのシャント抵抗器を用いて電流検出部を構成し、使用中であっても所定タイミングで、シャント抵抗器を電流検出部の中で切り離し、現時点の差動増幅回路において、電流検出部で検出される電流（Ｉ）を補正するためのゼロ点電流（Ｉｏ）と感度（Ｋ）を更新する動作を繰り返す。その結果、電源装置の使用中に環境温度が変化した場合や、車両の振動による電流検出部の構成回路部品における劣化進行に伴い回路定数が変化した場合にも、即時的に全ての変動要因を包含してゼロ点電流（Ｉｏ）と感度（Ｋ）が更新される。従って、車両の使われ方に大きく影響されず、高精度に電流を検出して電力制御が可能となる電源装置を実現できるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置のゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋの更新動作を示すフローチャート 本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図 従来の直流電力変換システムの概略構成図

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。なお、ここでは電源装置を回生電力回収機能付き車両に適用した場合について述べる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置のゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋの更新動作を示すフローチャートである。なお、図１において太線は電力系配線を、細線は信号系配線をそれぞれ示す。

図１において、車両のエンジン（図示せず）によって発電する発電機１１は、バッテリ１３、および負荷１５と電力系配線で電気的に接続される。ここで、バッテリ１３は車両用の鉛バッテリであり、負荷１５は車両に搭載された電装品である。

発電機１１には、電源装置１７を介して蓄電部１９も電力系配線で電気的に接続されている。ここで、電源装置１７は発電機１１が回生電力を発生している場合は蓄電部１９に回生電力を充電するように、それ以外の場合は蓄電部１９に蓄えた回生電力をバッテリ１３や負荷１５に放電して再利用する。これにより、車両の省エネルギ化が図れる。また、電源装置１７は、車両全体の制御を司る車両用制御回路２１とも信号系配線で電気的に接続されており、回生電力の発生状況や蓄電部１９の状態等の様々なデータを交信している。

蓄電部１９は車両の制動時に急峻に発生する回生電力をできるだけ取りこぼさないように回収するために、急速充放電が可能な電気二重層キャパシタからなる。なお、蓄電部１９は発電機１１が発電可能な回生電力の大きさに応じて、最適な容量を有するように設計される。また、蓄電部１９としては電気二重層キャパシタに限らず、電気化学キャパシタ等の他のキャパシタでもよいし、発電機１１の発電能力から、それほど急速充電が必要でない場合はリチウムイオン電池等の二次電池でもよい。

次に、電源装置１７の詳細構成について説明する。まず、電源装置１７は入出力端子２３、およびグランド端子２５とで発電機１１に接続される。この入出力端子２３とグランド端子２５は電力変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ２７に電気的に接続される。以下、電力変換部をＤＣ／ＤＣコンバータ２７と呼ぶ。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は蓄電部端子２９とグランド端子３１を介して蓄電部１９に電気的に接続される。このような構成により、蓄電部１９の充放電はＤＣ／ＤＣコンバータ２７により制御される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７と入出力端子２３の間には、電流検出部３３が電気的に接続される。なお、電流検出部３３は蓄電部端子２９側に設けてもよいが、電流検出部３３は後述するようにシャント抵抗方式であるので、蓄電部１９の充放電により電流検出部３３に取り込まれる電圧の絶対値が大きく変化し、最終的な電流検出誤差が大きくなる可能性がある。従って、本実施の形態１のように、電圧の絶対値が発電機１１やバッテリ１３により１３Ｖ程度に比較的安定化されている入出力端子２３側に電流検出部３３を接続する構成が望ましい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２７、および電流検出部３３は信号系配線で制御部３５と電気的に接続されている。制御部３５はマイクロコンピュータとメモリ等の周辺回路（いずれも図示せず）で構成されており、制御信号ｃｏｎｔでＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御したり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７から電圧等の各種データを受信するとともに、電流検出部３３に内蔵される第１スイッチ、第２スイッチ、および第３スイッチ（いずれも後述する）を制御するための第１スイッチオンオフ信号ＳＷ１、第２スイッチオンオフ信号ＳＷ２、および第３スイッチオンオフ信号ＳＷ３を出力する。さらに、電流検出部３３から出力される電流Ｉの信号を読み込む。また、制御部３５は、上記した車両用制御回路２１ともデータ端子３６を介して接続されており、様々なデータ信号ｄａｔａを交信する。

次に、電流検出部３３の詳細構成について説明する。

まず、電流検出部３３の電流検出はシャント抵抗方式としている。これは、他の直流電流検出方式である磁気比例方式や磁気平衡方式の場合、いずれも電流Ｉを間接的に測定する原理であり、精度を確保するには回路構成の複雑化や大型化を招くため、本実施の形態１ではシャント抵抗方式に限定した。

さらに、シャント抵抗方式では、電流検出用のシャント抵抗器３７における両端電圧がオームの法則に従って、シャント抵抗器３７に流れる電流Ｉに一次比例する。従って、この一次比例式における切片と傾きに相当するゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋ（いずれも後述する）の２つの補正係数を求めるだけで電流Ｉを補正できるため、前記補正係数を求める計算も、電流Ｉを補正するための計算も簡単になり、その分、高精度に電流Ｉを求めることができる。なお、これら定数を求める計算と、電流Ｉを補正するための計算の詳細については後述する。これらのことからも、本実施の形態１ではシャント抵抗方式に限定している。

上記したシャント抵抗器３７はＤＣ／ＤＣコンバータ２７と入出力端子２３の間に電気的に接続されている。ここで、車両が回生電力を発生する際に蓄電部１９へ流れる電流の最大値（フルスケール）は１００Ａとする。ゆえに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は１００Ａまでの電流Ｉが流れるように制御される。従って、電流Ｉが１００Ａ流れた時のシャント抵抗器３７の発熱がほとんど発生しないようにするために、シャント抵抗器３７の抵抗値は１ｍΩとした。具体的には、１００Ａの電流Ｉに耐えることができ、かつ、１ｍΩという小さい抵抗値を実現するために、１ｍΩとなる形状に加工した低温度係数の合金板（市販品）をシャント抵抗器３７として用いた。これにより、最大の電流Ｉがシャント抵抗器３７に流れても、シャント抵抗器３７で消費される電力は１０Ｗと小さく、しかも１００Ａもの電流Ｉを有する回生電力が発生する期間は数秒程度と短い上、合金の熱伝導率も高いため、シャント抵抗器３７自身の発熱はほとんど発生しない。

シャント抵抗器３７の両端は、それぞれ第１スイッチ４２と電気的に接続される。ここで、第１スイッチ４２は２個のスイッチを一体で構成したもので、これらのスイッチは連動してオンオフする。さらに、第１スイッチ４２は外部からの信号（ここでは上記したように制御部３５から出力される第１スイッチオンオフ信号ＳＷ１）によりオンオフが制御される構成としている。従って、第１スイッチオンオフ信号ＳＷ１がオン（例えばハイレベルの電圧）であれば、第１スイッチ４２に内蔵される２個のスイッチは連動して両方ともオンになり、第１スイッチオンオフ信号ＳＷ１がオフ（例えばローレベルの電圧）であれば、前記２個のスイッチは連動して両方ともオフになる。このような構成の第１スイッチ４２として、本実施の形態１では２個の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）を用いている。なお、第１スイッチ４２の構成は２個のＦＥＴに限るものではなく、トランジスタなどの半導体スイッチやリレーのように外部からオンオフ制御ができる構成のものを２個用いてもよい。

第１スイッチ４２のそれぞれの他端には抵抗器４３、４５を介してオペアンプ４７が電気的に接続される。さらに、オペアンプ４７にはフィードバック用の抵抗器４９も接続される。そして、これら抵抗器４３、４５、オペアンプ４７、およびフィードバック用の抵抗器４９から差動増幅回路５１が構成される。従って、シャント抵抗器３７の両端には、第１スイッチ４２を介して差動増幅回路５１が電気的に接続される構成となる。

差動増幅回路５１において、抵抗器４３、４５とフィードバック用の抵抗器４９のそれぞれの抵抗値によりオペアンプ４７の増幅率Ｇが決定される。ゆえに、差動増幅回路５１は電流Ｉに比例するシャント抵抗器３７の両端電圧を増幅して出力する構成となる。なお、具体的な増幅率Ｇについては後述する。

差動増幅回路５１の出力、すなわちオペアンプ４７の出力は、フィルタ用抵抗器５３を介して制御部３５に電気的に接続される。従って、制御部３５には電流Ｉに相当する電圧信号が入力されることになる。なお、以下の説明では、電流Ｉに相当する電圧信号のことを電流Ｉの信号と呼ぶ。また、フィルタ用抵抗器５３と制御部３５との接続点、およびグランドとの間には、フィルタ用コンデンサ５５が電気的に接続されている。従って、差動増幅回路５１の出力はフィルタ用抵抗器５３とフィルタ用コンデンサ５５によるフィルタ回路により、ノイズを低減した電流Ｉの信号が制御部３５に入力される。

以上の回路構成で電流検出部３３は電流Ｉを検出して電流Ｉの信号を出力することができるが、高精度に電流Ｉを検出するために、電流検出部３３は、さらに以下の構成を備える。

まず、差動増幅回路５１には、オフセット電圧Ｖｏを出力するオフセット電圧源５７が電気的に接続されている。具体的には、シャント抵抗器３７の一端の端子（図１の左側）に電気的に接続される抵抗器４３と、オペアンプ４７との接続点にオフセット電圧源５７が接続される。このような構成とすることで、差動増幅回路５１からの出力にオフセット電圧Ｖｏが重畳されることになる。ゆえに、電流Ｉが流れておらず、電流Ｉが０Ａの際における差動増幅回路５１からの出力（電流Ｉの信号）はオフセット電圧Ｖｏとなる。

このオフセット電圧Ｖｏの値は、次のようにして決定する。

オペアンプ４７の最低入力電圧を０．５Ｖとすると、オフセット電圧Ｖｏは０．５Ｖより高くする必要がある。電流Ｉが流れておらず、０Ａの時は、シャント抵抗器３７の両端電圧が０Ｖとなるので、２つのオペアンプ４７の入力端子には等電圧が入力される。この場合、オペアンプ４７からはオフセット電圧Ｖｏがそのまま出力される。ゆえに、オペアンプ４７の出力は０．５Ｖより高くなる。

一方、制御部３５を構成するマイクロコンピュータに内蔵されるＡＤコンバータ（いずれも図示せず）の最大入力電圧を３Ｖとすると、電流Ｉの信号は０．５Ｖより高く３Ｖ以下の範囲とする必要がある。

ここで、電流Ｉは充放電に伴い±１００Ａが検出できる構成とする必要があるので、０．５Ｖから３Ｖの範囲で±１００Ａに相当する電流Ｉの信号を定義付ければよい。従って、本実施の形態１では、電流Ｉの信号を１Ｖから３Ｖの範囲とし、これにより±１００Ａの電流Ｉを表すように決定した。すなわち、電流Ｉが−１００Ａの場合は電流Ｉの信号が１Ｖ、電流Ｉが０Ａの場合は電流Ｉの信号が２Ｖ、電流Ｉが１００Ａの場合は電流Ｉの信号が３Ｖとなるようにした。その結果、上記したように、電流Ｉが０Ａの場合の電流Ｉの信号電圧である２Ｖがオフセット電圧Ｖｏとして決定される。これにより、電流Ｉの信号にはオフセット電圧Ｖｏである２Ｖが重畳される。

また、上記のように電流Ｉの信号の電圧範囲を決定したので、差動増幅回路５１の増幅率Ｇも次のようにして決定される。

まず、シャント抵抗器３７の抵抗値が０．１ｍΩであるので、最大の電流Ｉ（＝１００Ａ）が流れた時のシャント抵抗器３７の両端電圧は０．１Ｖとなり、逆方向に最大の電流Ｉ（＝−１００Ａ）が流れた時の前記両端電圧は−０．１Ｖとなる。なお、電流Ｉの正負は蓄電部１９の充放電の方向によって変わり、本実施の形態１では蓄電部１９の充電時に負、放電時に正となるよう定義する。但し、この定義は逆であってもよい。

ここで、上記したように入出力端子２３の電圧が１３Ｖであり、最大の電流Ｉ（＝１００Ａ）が流れるとすると、シャント抵抗器３７の両端電圧は０．１Ｖであるので、シャント抵抗器３７とＤＣ／ＤＣコンバータ２７との接続点における電圧は１３．１Ｖとなる。

従って、オペアンプ４７は２つの入力端子の電圧差（ここではシャント抵抗器３７の両端電圧であり、１３．１Ｖ−１３Ｖ＝０．１Ｖ）を増幅率Ｇにより増幅してオフセット電圧Ｖｏ（＝２Ｖ）を加えた電圧（＝電流Ｉの信号）を出力するので、電流Ｉが１００Ａの時に電流Ｉの信号を上記した３Ｖとするためには、３Ｖ＝０．１Ｖ×Ｇ＋２Ｖを解いて、増幅率Ｇは１０倍と決定される。

この結果、電流Ｉが逆向きに最大で流れた場合は、上記したように両端電圧が−０．１Ｖとなるので、電流Ｉの信号は、−０．１Ｖ×１０倍＋２Ｖ＝１Ｖとなる。

このような構成としたことで、電流Ｉが０Ａの際にはオフセット電圧Ｖｏである２Ｖが差動増幅回路５１から電流Ｉの信号として出力され、電流Ｉが正であれば２Ｖより高くなり、電流Ｉが負であれば２Ｖより低くなる。このようにオフセット電圧Ｖｏを設定することで、電流Ｉの信号から、蓄電部１９の充電と放電を区別して検出することができる。

オフセット電圧源５７の構成は、基準電圧源５９とグランドの間に接続された２個の抵抗器、すなわち第１抵抗器６１と第２抵抗器６３の直列回路からなる。そして、オフセット電圧Ｖｏは第１抵抗器６１と第２抵抗器６３の接続点から出力される。従って、オフセット電圧Ｖｏは基準電圧源５９が供給する基準電圧Ｖｒと、第１抵抗器６１と第２抵抗器６３の抵抗値によって決定される。なお、本実施の形態１では、上記したようにオフセット電圧Ｖｏを２Ｖと決定しているので、２Ｖを作りやすく、かつオペアンプ４７やマイクロコンピュータの駆動電圧として信号系配線の中で用いられている５Ｖを基準電圧Ｖｒとしている。従って、オフセット電圧源５７は５Ｖ（基準電圧Ｖｒ）から２Ｖ（オフセット電圧Ｖｏ）を作り出す構成となる。なお、オフセット電圧Ｖｏは電流検出部３３の出力（電流Ｉの信号）の精度に大きく影響するので、できるだけ変動が少ないように第１抵抗器６１と第２抵抗器６３を金属皮膜抵抗器で構成している。また、基準電圧源５９も基準電圧Ｖｒの変動ができるだけ小さくなるように、電圧レギュレータで構成されている。なお、基準電圧源５９の変動は存在するが、電流検出部３３の他の構成回路部品の変動に比べ小さいため、全体として必要な精度は確保できる。

次に、第１スイッチ４２と差動増幅回路５１との間の、それぞれの接続点間に第２スイッチ５６を電気的に接続している。具体的には、図１において第１スイッチ４２の左側と抵抗器４３との接続点、および第１スイッチ４２の右側と抵抗器４５との接続点との間に第２スイッチ５６が接続される。このような構成とすることで、第２スイッチ５６をオンにすると、オペアンプ４７の２つの入力端子が短絡されることになるので、シャント抵抗器３７の両端電圧が０Ｖ、すなわち電流Ｉが０Ａの状態とすることができる。これにより、差動増幅回路５１からはオフセット電圧Ｖｏ（＝２Ｖ）がそのまま出力されることになる。なお、第２スイッチ５６は第１スイッチ４２と同様に、制御部３５からの第２スイッチオンオフ信号ＳＷ２でオンオフ制御を行なうために、ＦＥＴで構成している。なお、第２スイッチ５６の構成もＦＥＴに限るものではなく、トランジスタなどの半導体スイッチやリレーのように外部からオンオフ制御ができる構成であればよい。

次に、オフセット電圧源５７が接続されていない側のシャント抵抗器３７の端子（図１の右側）に電気的に接続される第１スイッチ４２と差動増幅回路５１との間には、第３スイッチ６５を介して、フルスケール電圧Ｖｆを出力するフルスケール電圧源６７が電気的に接続されている。具体的には、図１において、第１スイッチ４２の右側のスイッチと抵抗器４５との接続点に第３スイッチ６５の一端が接続され、第３スイッチ６５の他端にフルスケール電圧源６７が接続される。このような構成とすることで、第３スイッチ６５をオンにすると、差動増幅回路５１にフルスケール電圧Ｖｆが入力されることになる。ここで、フルスケール電圧Ｖｆは、電流Ｉが１００Ａ流れた時のシャント抵抗器３７の両端電圧である０．１Ｖをオペアンプ４７に入力するために、２．１Ｖとしている。すなわち、後述するように第３スイッチ６５がオンになる場合は第１スイッチ４２と第２スイッチ５６がオフであるので、図１におけるオペアンプ４７の左側の入力端子にはオフセット電圧Ｖｏ（＝２Ｖ）が印加される。従って、オペアンプ４７の２つの入力端子における電圧差を０．１Ｖにするために、フルスケール電圧Ｖｆを２．１Ｖ（＝２Ｖ＋０．１Ｖ）としている。ゆえに、第３スイッチ６５をオンにしてフルスケール電圧Ｖｆを差動増幅回路５１に入力すると、電流Ｉが１００Ａ流れた時に相当する電圧、すなわち３Ｖ（＝０．１Ｖ×１０倍＋２Ｖ）が電流Ｉの信号として差動増幅回路５１から制御部３５に出力される。

フルスケール電圧源６７の構成は、オフセット電圧源５７の構成と同様であり、基準電圧源５９とグランドの間に接続された２個の抵抗器、すなわち第３抵抗器６９と第４抵抗器７１の直列回路からなる。そして、フルスケール電圧Ｖｆは第３抵抗器６９と第４抵抗器７１の接続点から出力される。従って、フルスケール電圧Ｖｆは基準電圧源５９が供給する基準電圧Ｖｒと、第３抵抗器６９と第４抵抗器７１の抵抗値によって決定される。

ゆえに、フルスケール電圧源６７は５Ｖ（基準電圧Ｖｒ）から２．１Ｖ（フルスケール電圧Ｖｆ）を作り出す構成となる。なお、フルスケール電圧Ｖｆは電流検出部３３の出力（電流Ｉの信号）を補正する精度に大きく影響するので、できるだけ変動が少ないように第３抵抗器６９と第４抵抗器７１を金属皮膜抵抗器で構成している。

以上より、基準電圧源５９はオフセット電圧源５７とフルスケール電圧源６７とに電気的に接続され、これらに基準電圧Ｖｒを供給する構成となる。

また、第３スイッチ６５は第１スイッチ４２と同様に、制御部３５からの第３スイッチオンオフ信号ＳＷ３でオンオフ制御を行なうために、ＦＥＴで構成している。なお、第３スイッチ６５の構成もＦＥＴに限るものではなく、トランジスタなどの半導体スイッチやリレーのように外部からオンオフ制御ができる構成であればよい。

次に、このような電源装置１７の動作について説明する。

まず、車両使用時における通常動作として、制御部３５は車両用制御回路２１からデータ信号ｄａｔａで車両の状態情報を受信し、それに基づいて蓄電部１９の充放電判断を行う。そして、発電機１１が発生している回生電力を蓄電部１９に充電する場合は、制御部３５は制御信号ｃｏｎｔによりＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御する。この時、制御部３５は電流検出部３３で検出された電流Ｉの信号に基づいて、所定電流Ｉｃとなるように定電流充電を行う。従って、通常動作時は電流検出部３３により現在の電流Ｉを検出できるようにするために、制御部３５は第１スイッチ４２をオンにするとともに、第２スイッチ５６と第３スイッチ６５をオフにするように制御する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は蓄電部端子２９の電圧検出回路（図示せず）を内蔵しており、制御部３５に対して制御信号ｃｏｎｔにより蓄電部端子２９の電圧を送信している。従って、蓄電部端子２９の電圧が蓄電部１９の満充電電圧に至れば、制御部３５は満充電電圧を維持するよう、すなわち電流Ｉがほぼ０Ａとなるよう、電流指令値を求めてＤＣ／ＤＣコンバータ２７を電流制御する。従って、０Ａ近傍における高精度な電流Ｉの検出が重要となる。

次に、制御部３５は、車両が制動以外の状態であることを車両用制御回路２１からのデータ信号ｄａｔａで受信すると、それに基づいて蓄電部１９の充放電判断を行う。そして、蓄電部１９を放電する場合は、制御部３５は蓄電部１９に蓄えた回生電力をバッテリ１３や負荷１５に供給するように制御する。この場合は、負荷１５がどれだけの電流を消費しているかが状況により変化するため、制御部３５はＤＣ／ＤＣコンバータ２７に対し、入出力端子２３の電圧が発電機１１の発電電圧より高くなるようにするための電流指令値を求めて電流制御を行なう。これにより、蓄電部１９の電力が発電機１１に優先してバッテリ１３や負荷１５に供給され、回生電力の有効活用が可能となる。なお、このような制御を行なうために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は入出力端子２３の電圧検出回路（図示せず）も内蔵しており、制御部３５に対し制御信号ｃｏｎｔにより入出力端子２３の電圧を送信している。

但し、電源装置１７に過電流が流れないようにするために、制御部３５は電流Ｉを読み込み、電流Ｉが±１００Ａの範囲を超えれば、電流Ｉが１００Ａ、または−１００Ａになるように定電流制御を行なう動作を優先する。この動作は蓄電部１９の充電時、放電時ともに適用される。さらに、制御部３５は蓄電部端子２９の電圧が蓄電部１９の下限電圧に至れば、過放電を避けるために、前記放電制御や前記定電流制御に優先して下限電圧を維持するよう、すなわち電流Ｉがほぼ０Ａとなるよう、電流指令値を求めて電流制御を行なう。

このように電源装置１７が動作することで、回生電力の有効活用が図れ、車両の省エネルギ化が可能となるが、蓄電部１９が過充電や過放電に至らないように、かつ、過電流が流れないようにするためには、電流検出部３３で検出される電流Ｉの高精度化が広範囲に亘って必須である。そこで、本実施の形態１では、制御部３５が図２に示すフローチャートに従った動作を行った結果により電流Ｉを補正し、高精度を維持している。その具体的動作について以下に説明する。なお、図２のフローチャートは図示しないメインルーチンから必要に応じて実行されるサブルーチンとして記載している。

制御部３５は、上記した車両使用時における通常動作中における所定タイミングで図２のサブルーチンを実行する。なお、所定タイミングの詳細については後述する。

図２のサブルーチンが実行されると、制御部３５は上記したように、既にオンになっている第１スイッチ４２をオフにする（ステップ番号Ｓ１１）。この動作により、電流検出部３３のシャント抵抗器３７を、その他の電流検出部３３の回路構成から切り離す。その結果、環境変化に対し抵抗値変動の少ないシャント抵抗器３７以外の前記回路構成に対する補正を行なうことになる。これは、電流検出部３３において、シャント抵抗器３７以外の前記回路構成の方がシャント抵抗器３７より部品点数が多く、その分、全体としての精度が低くなるためである。

なお、本実施の形態１では、図２のサブルーチンが実行された時点で第３スイッチ６５は既にオフになっているので、図２では第３スイッチ６５をオフにする動作を省略しているが、非定常動作中などで図２のサブルーチンを実行した際に第３スイッチ６５がオンになっている場合がある電源装置１７であれば、Ｓ１１で第３スイッチ６５をオフにする。

次に、制御部３５は第２スイッチ５６をオンにする（Ｓ１２）。これにより、オペアンプ４７の２つの入力端子が短絡されるので、シャント抵抗器３７の両端電圧が０Ｖ、すなわち電流Ｉが０Ａの際の電圧がオペアンプ４７に入力されることになる。また、差動増幅回路５１にはオフセット電圧源５７から出力されるオフセット電圧Ｖｏも入力されているので、差動増幅回路５１からはオフセット電圧Ｖｏ（＝２Ｖ）が出力される。

次に、制御部３５は電流検出部３３からの出力、すなわち電流Ｉの信号を読み込む。具体的には、制御部３５のマイクロコンピュータに内蔵されたＡＤコンバータにより電流Ｉの信号電圧をデジタル変換して読み込む。そして、デジタル変換した電流Ｉの信号を、メモリに定義した変数である検出電流Ｉｄに代入する（以上、Ｓ１３）。なお、検出電流Ｉｄは電流Ｉの信号電圧をデジタル変換した値であるので、電流Ｉの値そのものではない。しかし、電流Ｉの信号の範囲である１Ｖから３Ｖまでのデジタル値は電流Ｉと正比例するので、ここではデジタル変換された電流Ｉの信号電圧を検出電流Ｉｄと呼ぶ。また、制御部３５として、例えば２４ビットのマイクロコンピュータを用いているので、検出電流Ｉｄのデジタル変換値は十分な精度を有する。従って、電流Ｉの信号電圧と検出電流Ｉｄのデジタル値は等しいものとする。

次に、制御部３５は検出電流Ｉｄ（差動増幅回路５１の出力に相当）が既定電流範囲を超えるか否か判断する（Ｓ１５）。ここで、既定電流範囲とは、電流Ｉが−１００Ａから１００Ａの範囲で流れるので、それにマージンを加味した電流Ｉの信号の範囲のことである。ここで、マージンは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７や制御部３５における電流Ｉの総合制御誤差に、電流検出部３３の温度特性や経年変化等の変化分を加え、さらに余裕を持たせた値として、電流Ｉの信号のフルスケール絶対値（３Ｖ）の１０％とした。従って、既定電流範囲は、具体的には０．７Ｖから３．３Ｖまでとなる。ゆえに、検出電流Ｉｄが既定電流範囲を超えれば、すなわち電流Ｉの信号が０．７Ｖ未満、または３．３Ｖより大きければ（Ｓ１５のＹｅｓ）、制御部３５は電流検出部３３が異常であると判断し、直ちに第２スイッチ５６と第３スイッチ６５をオフにする（Ｓ１６）。この際に、Ｓ１１で第１スイッチ４２がオフになっているので、Ｓ１６の動作により、第１スイッチ４２、第２スイッチ５６、および第３スイッチ６５の全てがオフになる。これにより、特に第１スイッチ４２がオフのままとなっているので、異常のある電流検出部３３を切り離した状態を維持できる。その結果、電源装置１７の全体に予期しない電流が流れる可能性を低減している。なお、Ｓ１５でＹｅｓの場合、第３スイッチ６５は既にオフとなっているが、後述するＳ２５でＹｅｓの場合は第３スイッチ６５がオンになっているので、どちらの場合でも対応できるように、Ｓ１６では第２スイッチ５６と第３スイッチ６５の両方をオフにするようにしている。

次に、制御部３５は電流検出部異常フラグＦＧをオンにする（Ｓ１７）。なお、電流検出部異常フラグＦＧはメモリに定義される変数であり、正常時はＦＧ＝０であるが、異常時にはＦＧ＝１となる。従って、Ｓ１７において、電流検出部異常フラグＦＧは１となる。その後、電流検出部３３が異常であるので、直ちに図２のサブルーチンを終了し、メインルーチンに戻る。メインルーチンでは電流検出部異常フラグＦＧがオンであることから、制御部３５は電流検出部３３の異常をデータ信号ｄａｔａにより車両用制御回路２１に伝え、車両用制御回路２１は異常がある事実を運転者に報知する。

一方、検出電流Ｉｄが既定電流範囲を超えなければ（Ｓ１５のＮｏ）、検出電流Ｉｄが０Ａ相当であるので、制御部３５は、この検出電流Ｉｄの値から０Ａの電流、すなわちゼロ点電流Ｉｏを求める。

ここで、検出電流Ｉｄの補正方法について説明する。上記したように電流Ｉの範囲（−１００Ａから１００Ａまで）に対し、本来、検出電流Ｉｄは１Ｖから３Ｖまでとなる。しかし、環境変化（詳細は後述する）により、検出電流Ｉｄが本来の範囲からずれると、制御部３５は検出電流Ｉｄを補正し、補正後検出電流Ｉｄｃを求める。この補正後検出電流Ｉｄｃは本来の範囲になるように補正されているので、これにより実際の電流Ｉに換算することで高精度化が図れる。

検出電流Ｉｄから補正後検出電流Ｉｄｃを求めるためには、両者の相関関係における補正係数を求める必要がある。両者の相関関係は、一次関数であるので、Ｉｄｃ＝Ｋ・Ｉｄ＋Ｉｏとなる。ここで、Ｋは感度、Ｉｏはゼロ点電流をそれぞれ示す。従って、感度Ｋ、およびゼロ点電流Ｉｏが、電流検出部３３で検出される電流Ｉ、すなわち検出電流Ｉｄを補正するための前記補正係数となる。

前記補正係数は、環境変化によるずれがなければ、Ｋ＝１、Ｉｏ＝０の理想値となるので、Ｉｄｃ＝Ｉｄとなるが、実際にはずれに起因して、感度Ｋ、およびゼロ点電流Ｉｏは理想値から変化する。

そこで、まずゼロ点電流Ｉｏの求め方を説明する。Ｓ１３で読み込まれた検出電流Ｉｄは、本来、電流Ｉが０Ａの際に相当する２Ｖ（以下、基準ゼロ点電流Ｉｚという）となるが、環境変化で電流検出部３３の回路定数が変化し、例えば２．１Ｖになったとする。従って、補正後検出電流Ｉｄｃは基準ゼロ点電流Ｉｚとのずれ（ここでは０．１Ｖ）を差し引いて求める必要がある。ゆえに、ゼロ点電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｉｚ−Ｉｄ（＝２Ｖ−Ｉｄ）より求められる。上記の数値の場合では、Ｉｏ＝２Ｖ−２．１Ｖ＝−０．１Ｖと決定できる。

なお、感度Ｋの求め方は後述する。

以上のようなゼロ点電流Ｉｏの求め方により、制御部３５は基準ゼロ点電流Ｉｚから検出電流Ｉｄを差し引いた値を、メモリに定義される変数であるゼロ点電流Ｉｏに代入する（Ｓ１９）。これにより、ゼロ点電流Ｉｏが現在の電源装置１７の環境変化に対応した値として更新される。すなわち、車両の使用に伴って環境温度が変化すると、それに応じて電流検出部３３を構成する回路部品の定数（抵抗値や容量値）が変化し、Ｓ１３で読み込まれた検出電流Ｉｄが基準ゼロ点電流Ｉｚからずれるので、Ｓ１９までの動作により、ずれた値をゼロ点電流Ｉｏとして更新している。これにより、ゼロ点に対する高精度化を図ることができる。さらに、温度変化ほど短期的ではないが、車両の振動等による経年劣化で回路部品の定数が変化し、ゼロ点がずれることも想定される。この場合も、Ｓ１９までの動作により、ずれた値をゼロ点電流Ｉｏとして更新しているので、ゼロ点に対する高精度化を図ることができる。従って、本実施の形態１の動作により、短期的な温度変化や長期的な経年劣化も包含したゼロ点のずれを補正することができる。

なお、半田クラックの成長などにより、急激に回路定数が変化した場合は、Ｓ１５により異常を判断できるので、その観点から本実施の形態１の動作は高信頼性をも兼ね備える。

ここで、図２において、Ｓ１９におけるＩｏ＝Ｉｚ−Ｉｄのように記載されたものは、判断の処理を除き、右辺の値または計算結果を、左辺の変数に代入するものと定義する。

次に、制御部３５は第２スイッチ５６をオフにする（Ｓ２０）。これにより、オペアンプ４７の２つの入力端子の短絡状態が開放される。次に、制御部３５は第３スイッチ６５をオンにする（Ｓ２１）。これにより、差動増幅回路５１にはオフセット電圧Ｖｏが引き続き入力されるとともに、フルスケール電圧源６７からのフルスケール電圧Ｖｆが入力される。また、第１スイッチ４２はオフのままであるので、差動増幅回路５１の出力はフルスケール電圧Ｖｆとオフセット電圧Ｖｏとの差を増幅し、オフセット電圧Ｖｏを加えた電圧となる。ここで、上記したように、オフセット電圧Ｖｏは２Ｖであり、フルスケール電圧Ｖｆは２．１Ｖであるので、その差０．１Ｖを増幅率Ｇ（１０倍）で増幅してオフセット電圧Ｖｏを加えた３Ｖの電圧が差動増幅回路５１から出力されることになる。この電圧値は電流Ｉに換算すると１００Ａに相当する。従って、Ｓ２１の動作により、差動増幅回路５１には電流Ｉがフルスケールである１００Ａの際の電圧が入力されることになる。ゆえに、差動増幅回路５１から出力される電流Ｉの信号は最大の電流Ｉが流れた際の値と等価になる。

次に、制御部３５は電流検出部３３からの出力、すなわち電流Ｉの信号を読み込む。そして、デジタル変換後の値を検出電流Ｉｄに代入する（Ｓ２３）。このＳ２３の動作はＳ１３と同じである。

次に、制御部３５は検出電流Ｉｄが既定電流範囲を超えるか否か判断する（Ｓ２５）。この動作はＳ１５と同じである。もし、検出電流Ｉｄが既定電流範囲を超えていれば（Ｓ２５のＹｅｓ）、電流検出部３３が異常であると判断し、上記したＳ１６にジャンプし、Ｓ１６以降の動作を行う。

一方、検出電流Ｉｄが既定電流範囲を超えていなければ（Ｓ２５のＮｏ）、制御部３５は次のようにして感度Ｋを求める。

上記したように、検出電流Ｉｄと補正後検出電流Ｉｄｃとの相関関係は、Ｉｄｃ＝Ｋ・Ｉｄ＋Ｉｏで表される。ここで、Ｓ２３により読み込まれた検出電流Ｉｄは電流Ｉがフルスケールである１００Ａの際のものであるため、本来は３Ｖとなる。この３Ｖをフルスケール電流Ｉｆと呼ぶ。従って、Ｓ２３により読み込まれた検出電流Ｉｄが補正後検出電流Ｉｄｃではフルスケール電流Ｉｆ（＝３Ｖ）となるように補正すればよい。具体的には、上記した相関関係の式に対し、補正後検出電流Ｉｄｃにフルスケール電流Ｉｆを代入し整理すると、感度Ｋは、Ｋ＝（Ｉｆ−Ｉｏ）／Ｉｄとなる。ここで、ゼロ点電流ＩｏはＳ１９で補正された後の値となる。このような動作により、ゼロ点電流Ｉｏ、および感度Ｋの両方が補正されるので、補正後検出電流Ｉｄｃの高精度化が可能となる。

感度Ｋの具体的な計算例を示す。Ｓ２３で読み込まれた検出電流Ｉｄは理想値であるフルスケール電流Ｉｆ（＝３Ｖ）に対して、上記した環境変化により、例えば２．９Ｖになったとする。また、ゼロ点電流Ｉｏは上記したように−０．１Ｖであるとする。従って、感度ＫはＫ＝（３Ｖ−（−０．１Ｖ））／２．９Ｖ＝１．０７となる。ゆえに、補正後検出電流Ｉｄｃは、Ｉｄｃ＝１．０７・Ｉｄ−０．１により求められる。

なお、得られた補正後検出電流Ｉｄｃから実際の電流Ｉを求めるには、電流Ｉと補正後検出電流Ｉｄｃの相関関係式Ｉ＝１００・Ｉｄｃ−２００に補正後検出電流Ｉｄｃを代入すればよい。但し、こうして求めた電流Ｉは桁が大きく、マイクロコンピュータの演算時の桁落ちにより精度が低下する場合があり、さらに前記相関関係式は一次関数であるので、桁落ちが発生する際には補正後検出電流Ｉｄｃを電流Ｉに変換せずに、そのまま電流Ｉとして用いて電流指令値を求める演算処理を行なえば、高精度制御を維持できる。

上記したような方法に基づき、制御部３５はＳ２３で読み込んだ検出電流Ｉｄから感度Ｋを、Ｋ＝（Ｉｆ−Ｉｏ）／Ｉｄより求める（Ｓ２７）。なお、感度Ｋもメモリに定義された変数であり、この変数に感度Ｋの値が代入、更新される。

ここまでの動作で、補正に必要なゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋが得られ、かつＳ１５とＳ２５のいずれもＮｏであったので、制御部３５は電流検出部３３が正常であると判断し、電流検出部異常フラグＦＧをオフにする（Ｓ２９）。具体的には変数である電流検出部異常フラグＦＧに０を代入する。

その後、電流検出部３３が電流Ｉを検出する通常状態に戻すため、制御部３５は第３スイッチ６５をオフにする（Ｓ３１）。これにより差動増幅回路５１へのフルスケール電圧Ｖｆの印加を停止する。次に、第１スイッチ４２をオンにしてシャント抵抗器３７を接続する（Ｓ３３）。これらの動作で電流検出部３３が通常状態に戻ったので、図２のサブルーチンを終了してメインルーチンに戻る。

メインルーチンでは、更新されたゼロ点電流Ｉｏ、および感度Ｋを用いて、上記した検出電流Ｉｄと補正後検出電流Ｉｄｃとの相関関係（Ｉｄｃ＝Ｋ・Ｉｄ＋Ｉｏ）から、いつでも電流検出部３３で検出される電流Ｉ、すなわち検出電流Ｉｄを補正することができるので、高精度な電流Ｉの検出、およびＤＣ／ＤＣコンバータ２７の制御が可能となる。

なお、図２のサブルーチンが実行されている間は、制御部３５が電流Ｉを検出することができないので、その際は図２のサブルーチンが実行される直前の補正した電流Ｉを現在の電流ＩとしてＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御するようにしている。ここで、制御部３５が図２のサブルーチンを実行する時間は、複雑な計算がないため極めて速く（本実施の形態１では約１ｍ秒）、ＤＣ／ＤＣコンバータ２７に電流指令値を与えた際の過渡応答時間（本実施の形態１では約１００ｍ秒）に比べ十分小さい。従って、図２のサブルーチンが実行されている間、その直前の補正した電流Ｉを現在の電流ＩとしてＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御しても、電流制御精度にはほとんど影響しない。

また、メインルーチンでは、図２のサブルーチンを所定タイミングで繰り返し実行している。これにより、環境変化が起こっても、それに追従してゼロ点電流Ｉｏ、および感度Ｋの更新ができるので、さらなる高精度な電流Ｉの検出が可能となる。

ここで、所定タイミングについて説明する。本実施の形態１における所定タイミングは、その間隔Δｔが基本的に１秒間隔となるように設定している。従って、通常はメインルーチンが１秒毎に図２のサブルーチンを実行してゼロ点電流Ｉｏ、および感度Ｋの更新を行なっている。これは、通常の車両使用状態であれば周囲温度等の環境変化が緩やかであり、１秒間隔でも十分に環境変化に追従したゼロ点電流Ｉｏ、および感度Ｋの更新が可能であるためである。

しかし、上記した半田クラックの急成長による急激な変化が発生した場合、間隔Δｔが１秒では変化に対する追従性が不十分となる可能性がある。

そこで、本実施の形態１においては次のようにして所定タイミングの間隔Δｔを変更するようにしている。

まず、制御部３５はメインルーチンにて前回更新した前回ゼロ点電流Ｉｏｐ、および前回更新した前回感度Ｋｐを、それぞれメモリに保存している。そして、前回ゼロ点電流Ｉｏｐと、図２のサブルーチンにより今回更新したゼロ点電流Ｉｏとのゼロ点電流変化度ΔＩｏを求める。ここで、本実施の形態１では、ゼロ点電流変化度ΔＩｏは前回ゼロ点電流Ｉｏｐとゼロ点電流Ｉｏとの差の絶対値としている。但し、これに限定されるものではなく、前回ゼロ点電流Ｉｏｐとゼロ点電流Ｉｏとの比から１を減算した値の絶対値など、ゼロ点電流変化度ΔＩｏは前回ゼロ点電流Ｉｏｐとゼロ点電流Ｉｏとの変化がわかる値であればよい。

次に、制御部３５は前回更新した前回感度Ｋｐと、図２のサブルーチンにより今回更新した感度Ｋとの感度変化度ΔＫを求める。ここで、感度変化度ΔＫは、ゼロ点電流変化度ΔＩｏと同様に、前回感度Ｋｐと感度Ｋとの差の絶対値としている。但し、これに限定されるものではなく、前回感度Ｋｐと感度Ｋとの比から１を減算した値の絶対値など、感度変化度ΔＫは前回感度Ｋｐと感度Ｋとの変化がわかる値であればよい。

次に、制御部３５はゼロ点電流変化度ΔＩｏと感度変化度ΔＫの内、大きい値の方を選択し、予め決定されたゼロ点電流変化度ΔＩｏと間隔Δｔとの相関関係、または感度変化度ΔＫと間隔Δｔとの相関関係に基づいて間隔Δｔを変更する。

ここで、ゼロ点電流変化度ΔＩｏと間隔Δｔとの相関関係や感度変化度ΔＫと間隔Δｔとの相関関係は、いずれもゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫが大きくなるほど間隔Δｔが小さくなるように決定されている。具体的には、本実施の形態１では間隔Δｔがゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値の大きさの二乗の逆数に比例するように決定している。従って、ゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値が大きくなるほど、その二乗の逆数に比例するように間隔Δｔが小さくなる。これにより、半田クラックの急成長等による環境変化が急激に発生した場合、ゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値（以下、両者を合わせて変化度という）が大きくなるほど、その変化度以上に間隔Δｔが短くなるので、所定タイミングが早くなり、前記補正係数を求める頻度が急増する。従って、環境変化への追従性がさらに増し、極めて高精度な電流Ｉの検出が可能となる。なお、ゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値が計測や演算の誤差範囲内で０の場合は、間隔Δｔは上記した基本的な間隔である１秒となる。

ここで、上記したように、間隔Δｔはゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値の大きさの二乗の逆数に比例するように決定しているが、これに限定されるものではなく、電源装置１７に想定される環境変化に基づいて、べき乗の数値を適宜決定すればよい。さらに、相関関係の関数もべき乗の逆比例に限定されるものではなく、指数関数的、あるいは三角関数的な相関関係としてもよい。すなわち、どのような相関関係を用いるにしても、ゼロ点電流変化度ΔＩｏや感度変化度ΔＫの値の大きさに応じて間隔Δｔが小さくなるようにすればよい。

また、ここではゼロ点電流変化度ΔＩｏと感度変化度ΔＫの内、大きい値の方を選択し、その相関関係から間隔Δｔを求めて変更しているが、このようなゼロ点電流変化度ΔＩｏと感度変化度ΔＫの両方に基づいて間隔Δｔを求める動作に限定されるものではなく、いずれか一方に基づいて間隔Δｔを求めてもよい。これは、電源装置１７の仕様や環境条件によっては必ずゼロ点電流変化度ΔＩｏが感度変化度ΔＫより大きくなる場合、あるいは必ずゼロ点電流変化度ΔＩｏが感度変化度ΔＫより小さくなる場合であれば、前者はゼロ点電流変化度ΔＩｏと間隔Δｔとの相関関係のみを、後者は感度変化度ΔＫと間隔Δｔとの相関関係のみを、それぞれ用いて間隔Δｔを変更するようにすればよい。ゆえに、ゼロ点電流変化度ΔＩｏと感度変化度ΔＫの少なくとも一方に基づいて、所定タイミングの間隔Δｔを変更すればよい。

また、電源装置１７の回路部品の仕様や配線構成、あるいは環境条件によっては、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋが急激に変化しない場合がある。この際には、間隔Δｔを予め決められた所定値（例えば１秒）に固定するようにしてもよい。

以上の構成、動作により、使用中であっても所定タイミングで、シャント抵抗器３７を電流検出部３３の中で切り離し、現時点の差動増幅回路５１において、電流検出部３３で検出される電流Ｉを補正するためのゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋを更新する動作を繰り返すので、環境温度が変化した場合や、車両の振動による電流検出部３３の構成回路部品における劣化進行に伴い回路定数が変化した場合にも、即時的に全ての変動要因を包含してゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋが更新される。従って、車両の使われ方に大きく影響されず、高精度に電流Ｉを検出して電力制御が可能となる電源装置１７を実現できる。

なお、本実施の形態１における図２のサブルーチンの内、Ｓ１１とＳ１２、Ｓ２０とＳ２１、およびＳ３１とＳ３３における各スイッチの動作であるが、これらはこの順番とする必要がある。すなわち、もしこれらの順番を逆にすると、不用意な電圧がパルス的に印加されたり、パルス電流が流れる可能性がある。その結果、電流Ｉとして誤った値を検出してしまい、それに基づいて電流Ｉの制御を行なうと、制御精度が低下してしまう。従って、各スイッチの動作順番は図２に示す通りとする必要がある。但し、図２のＳ１６においては、第２スイッチ５６と第３スイッチ６５をオフにする動作であるので、どちらを先にオフにしてもよい。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図である。なお、本実施の形態２における電源装置の構成において、実施の形態１と同じ構成には同じ符号を付して詳細な説明を省略する。

すなわち、本実施の形態２における特徴となる構成は、図１の基準電圧源５９に替わって、可変基準電圧源７３を設けた点である。可変基準電圧源７３は基準電圧Ｖｒを制御部３５により変更できる構成を有している。そのため、可変基準電圧源７３は制御部３５と制御系配線で電気的に接続されている。このような構成により、制御部３５は基準電圧制御信号ｋｃｏｎｔを可変基準電圧源７３に出力することで、基準電圧Ｖｒを変更する。なお、これ以外の構成は実施の形態１と同じである。

このような構成により、制御部３５は電源装置１７の使用中に適宜、基準電圧Ｖｒを可変基準電圧源７３の出力から検出し、所定基準電圧Ｖｒｏ（本実施の形態２では５Ｖ）になるように可変基準電圧源７３を制御する。これにより、可変基準電圧源７３の温度特性等により基準電圧Ｖｒがずれたとしても、所定基準電圧Ｖｒｏ（＝５Ｖ）になるようにフィードバック制御されるので、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋを求めるために必要なオフセット電圧Ｖｏとフルスケール電圧Ｖｆの精度が向上する。これにより、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋが高精度に求められる。ゆえに、電流Ｉを高精度に検出することが可能となる。なお、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋの求め方は実施の形態１と同じである。

なお、制御部３５による可変基準電圧源７３の基準電圧Ｖｒに対するフィードバック制御は、オフセット電圧Ｖｏが電流Ｉの検出時にも必要となるため、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋの変更時に限定されずに行なわれる。具体的には、制御部３５のマイクロコンピュータによる割り込み動作により、定期的にフィードバック制御を行なっている。そして、割り込み間隔は、所定タイミングの間隔Δｔよりも短く設定している。これにより、基準電圧Ｖｒの安定性が向上するので、電流Ｉの検出時であっても、ゼロ点電流Ｉｏや感度Ｋの変更時であっても、いずれの場合も高精度化が図れる。

上記した以外の動作は実施の形態１と同じである。

以上の構成、動作により、環境変化に応じたゼロ点電流Ｉｏと感度Ｋを更新する動作に加え、これらの数値を求めるために必要な基準電圧Ｖｒも安定化されるので、電流Ｉの検出精度をさらに高めることが可能な電源装置１７を実現できる。

なお、実施の形態１、２では電力変換部としてＤＣ／ＤＣコンバータ２７を用いた例を示したが、これに限定されず、他のコンバータやインバータであってもよい。

また、実施の形態１、２の電源装置１７は車両に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図４のようなエレベータや、回生機能を有するクレーン等の建設機器のように、大電流から小電流まで高精度に電流Ｉを制御する必要がある機器の電源装置として適用できる。

本発明にかかる電源装置は、大電流から小電流まで高精度に電流を検出し制御することができるので、特に回生電力回収機能付き電源装置等として有用である。

２７ ＤＣ／ＤＣコンバータ（電力変換部）
３３ 電流検出部
３５ 制御部
３７ シャント抵抗器
４２ 第１スイッチ
５１ 差動増幅回路
５６ 第２スイッチ
５７ オフセット電圧源
５９ 基準電圧源
６５ 第３スイッチ
６７ フルスケール電圧源
７３ 可変基準電圧源

Claims (4)

1. 電力変換部と、
   前記電力変換部と電気的に接続される電流検出部と、
   前記電力変換部、および前記電流検出部と電気的に接続され、前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）に応じて、前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
   前記電流検出部は、前記電力変換部と電気的に接続されるシャント抵抗器と、
   前記シャント抵抗器の両端に、それぞれ連動してオンオフする第１スイッチを介して電気的に接続されるとともに、前記制御部に電気的に接続される差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路に電気的に接続され、オフセット電圧（Ｖｏ）を出力するオフセット電圧源と、
   前記第１スイッチと前記差動増幅回路との間の、それぞれの接続点間に電気的に接続される第２スイッチと、
   前記オフセット電圧源が接続されていない側の前記シャント抵抗器の端子に電気的に接続される前記第１スイッチと前記差動増幅回路との間に、第３スイッチを介して電気的に接続され、フルスケール電圧（Ｖｆ）を出力するフルスケール電圧源と、
   前記オフセット電圧源と前記フルスケール電圧源とに電気的に接続され、基準電圧（Ｖｒ）を供給する基準電圧源と、を有するとともに、
   前記第１スイッチ、第２スイッチ、および第３スイッチが、それぞれ前記制御部に電気的に接続される構成を有し、
   前記制御部は、所定タイミングで前記第１スイッチと前記第３スイッチをオフにし、前記第２スイッチをオンにした際の前記差動増幅回路の出力に基づいて、前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）を補正するためのゼロ点電流（Ｉｏ）を求めて更新した後、
   前記第２スイッチをオフにし、前記第３スイッチをオンにした際の前記差動増幅回路の出力と前記ゼロ点電流（Ｉｏ）とに基づいて、前記電流検出部で検出される電流（Ｉ）を補正するための感度（Ｋ）を求めて更新し、
   前記第３スイッチをオフにし、前記第１スイッチをオンにする、
   動作を繰り返すようにした電源装置。
2. 前記制御部は、前記ゼロ点電流（Ｉｏ）、および前記感度（Ｋ）を求める際の前記差動増幅回路の出力が電流既定範囲を超える場合は、前記電流検出部が異常であると判断し、前記第１スイッチをオフのままとするようにした請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御部は、前回更新した前回ゼロ点電流（Ｉｏｐ）と、今回更新した前記ゼロ点電流（Ｉｏ）とのゼロ点電流変化度（ΔＩｏ）、および、前回更新した前回感度（Ｋｐ）と、今回更新した前記感度（Ｋ）との感度変化度（ΔＫ）の少なくとも一方に基づいて、前記所定タイミングの間隔（Δｔ）を変更するようにした請求項１に記載の電源装置。
4. 前記基準電圧源は、前記基準電圧（Ｖｒ）を前記制御部により変更できる構成を有し、
   前記制御部は、前記基準電圧（Ｖｒ）を検出し、所定基準電圧（Ｖｒｏ）になるように前記基準電圧源を制御するようにした請求項１に記載の電源装置。

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