CN111819783B - 电力变换控制方法以及电力变换控制装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种电力变换控制方法，对作为从第1导通状态切换定时至载波切换定时为止的时间的切换前脉冲时间进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达规定的载波切换定时之前的第2桥接电路的导通状态切换定时，并对作为从载波切换定时至第2导通状态切换定时为止的时间的切换后脉冲时间进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是所述载波切换定时以后的最初的导通状态切换定时，当在载波切换定时未对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间与切换后脉冲时间之和小于规定的脉冲时间和阈值，则判断为无法进行载波的切换，当在载波切换定时对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间或切换后脉冲时间小于规定的脉冲时间阈值，则判断为无法进行载波的切换。

Description

电力变换控制方法以及电力变换控制装置
技术领域
本发明涉及电力变换控制方法以及电力变换控制装置。
背景技术
JP2002-300800A中公开了一种用于具有与第1三相桥接电路连接的第1电机、以及与第2三相桥接电路连接的第2电机的电机系统的电力变换控制装置。
该电力变换控制装置根据各电机的输出状态而将具有规定的相位差的2个三角波(载波)分别向驱动第1三相桥接电路的驱动电路以及驱动第2三相桥接电路的驱动电路输出。
例如，在第1电机及第2电机这二者均处于动力运行运转状态或再生运转状态的情况下，上述电力变换控制装置将上述2个三角波的相位差设为90°。另外，在一个电机处于动力运行运转状态而另一个电机处于再生运转状态的情况下，将上述相位差设为0°。
即，JP2002-300800A的电力变换控制装置根据第1电机及第2电机的运转状态而对上述2个三角波的相位差进行切换。
发明内容
然而，关于JP2002-300800A的电力变换控制装置，在2个三角波的切换过程中有可能瞬间地在平滑电容器与桥接电路之间产生浪涌电压。
本发明就是鉴于上述这种情形而提出的，其目的在于提供一种能够抑制浪涌电压、且输出载波的电力变换控制方法以及电力变换控制装置。
根据本发明的某个方式，提供一种电力变换控制方法，生成向单相或多相的第1桥接电路及第2桥接电路输出的PWM信号，该第1桥接电路及第2桥接电路相对于直流电源而相互并联连接、且分别与感应负载连接。在该电力变换控制方法中，选择用于向第1桥接电路输出PWM信号的第1载波、以及相对于该第1载波而具有规定的相位差的第2载波中的一者，基于该选择的载波而执行用于向第2桥接电路输出PWM信号的载波的切换控制。
而且，在载波的切换控制中，对作为从第1导通状态切换定时至载波切换定时为止的时间的切换前脉冲时间进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达规定的载波切换定时之前的第2桥接电路的导通状态切换定时，对作为从载波切换定时至第2导通状态切换定时为止的时间的切换后脉冲时间进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是所述载波切换定时以后的最初的导通状态切换定时。
并且，当在载波切换定时未对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间与切换后脉冲时间之和小于规定的脉冲时间和阈值，则判断为无法进行载波的切换，当在载波切换定时对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间或切换后脉冲时间小于规定的脉冲时间阈值，则判断为无法进行载波的切换。
另外，根据本发明的其他方式，提供一种电力变换控制装置，具有：单相或多相的第1桥接电路和第2桥接电路，它们相对于直流电源而相互并联连接、且分别与感应负载连接；以及控制装置，其生成向第1桥接电路及第2桥接电路输出的PWM信号。
而且，上述控制装置具有：第1载波发生器，其生成用于向第1桥接电路输出PWM信号的第1载波；第2载波发生器，其生成相对于第1载波而具有规定的相位差的第2载波；以及载波切换部，其选择第1载波及第2载波中的一者，基于该选择的载波而执行用于向第2桥接电路输出PWM信号的载波的切换控制。
并且，载波切换部具有：切换前脉冲时间运算部，其对作为从第1导通状态切换定时至载波切换定时为止的时间的切换前脉冲时间进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达规定的载波切换定时之前的第2桥接电路的导通状态切换定时；以及切换后脉冲时间运算部，其对作为从载波切换定时至第2导通状态切换定时为止的时间的切换后脉冲时间进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是所述载波切换定时以后的最初的导通状态切换定时。
而且，当在载波切换定时未对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间与切换后脉冲时间之和小于规定的脉冲时间和阈值，则载波切换部判断为无法进行载波的切换，当在载波切换定时对第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果切换前脉冲时间或切换后脉冲时间小于规定的脉冲时间阈值，则载波切换部判断为无法进行载波的切换。
附图说明
图1是对本发明的实施方式所涉及的电力变换控制装置的结构进行说明的图。
图2是对驱动控制装置的结构进行说明的框图。
图3是对第1实施方式的载波指令部的功能进行说明的框图。
图4是对载波切换部的功能进行说明的框图。
图5是对各切换判断模式的确定流程进行说明的流程图。
图6A是对第1实施方式的第1切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图6B是用于对第1实施方式的第1切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图7A是对第1实施方式的第2切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图7B是用于对第1实施方式的第2切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图8A是对第1实施方式的第3切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图8B是对第1实施方式的第3切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图9A是对第1实施方式的第4切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图9B是对第1实施方式的第4切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图10是表示OFF脉冲时间和浪涌电压的关系的曲线图。
图11是对第2实施方式的载波指令部的功能进行说明的框图。
图12是对第2实施方式的载波选择部的功能的要部进行说明的框图。
图13A是对第2实施方式的第1切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图13B是对第2实施方式的第1切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图14A是对第2实施方式的第2切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图14B是对第2实施方式的第2切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图15A是对第2实施方式的第3切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图15B是对第2实施方式的第3切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图16A是对第2实施方式的第4切换判断模式的流程进行说明的流程图。
图16B是对第2实施方式的第4切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
图17是对第3实施方式的载波指令部的功能进行说明的框图。
具体实施方式
(第1实施方式)
下面，参照图1～图10对本发明的第1实施方式进行说明。
图1是对本发明的实施方式所涉及的电力变换控制装置2的结构进行说明的图。电力变换控制装置2是将从蓄积电力的电池1取出的直流电力变换为交流电力，并供给至作为感应负载的第1电机7及第2电机8的装置。
如图1所示，电力变换控制装置2具有：与电池1连接的平滑电容器3；第1桥接电路4；第2桥接电路6；以及对第1桥接电路4和第2桥接电路6的驱动进行控制的驱动控制装置5。第1桥接电路4及第2桥接电路6的直流端相对于电池1而相互并联连接。另外，第1桥接电路4及第2桥接电路6的交流端分别与第1电机7及第2电机8连接。
在本实施方式中，第1桥接电路4构成为三相桥接电路。而且，第1桥接电路4具有作为三相的上桥臂、下桥臂的各半导体开关元件T11～T16(例如IGBT)。并且，关于第1桥接电路4，利用驱动控制装置5对各半导体开关元件T11～T16的导通/截止进行控制，将从电池1输出的直流电压变换为交流电压，并输出至第1电机7。另外，通过驱动控制装置5对半导体开关元件T11～T16的导通/截止的控制，使得对第1电机7进行驱动而产生的交流电压实现直流化并对电池1进行充电。
在本实施方式中，第2桥接电路6构成为三相桥接电路。而且，第2桥接电路6具有作为三相的上桥臂和下桥臂的各半导体开关元件T21～T26(例如，IGBT)。并且，关于第2桥接电路6，利用驱动控制装置5对各半导体开关元件T21～T26的导通/截止进行控制，将从电池1输出的直流电压变换为交流电压，并输出至第2电机8。另外，通过驱动控制装置5对各半导体开关元件T11～T16的导通/截止的控制，使得对第2电机8进行驱动而产生的交流电压实现直流化并对电池1进行充电。
接下来，对驱动控制装置5的结构进行说明。驱动控制装置5构成为由微型计算机构成的电子控制单元，该微型计算机具有CPU等各种运算/控制装置、ROM及RAM等各种存储装置、以及输入输出接口等。而且，驱动控制装置5进行编程以使得能够执行后述各实施方式的电力变换控制方法中的各处理。
图2是对驱动控制装置5的功能进行说明的框图。
如图所示，驱动控制装置5具有：第1电机控制模块100，其实现第1电机7的控制功能；第2电机控制模块200，其实现第2电机8的控制功能；以及载波切换控制模块300，其对载波的切换进行控制。
第1电机控制模块100具有第1电流指令生成部32、第1相变换部34、第1电流控制部36、第1调制率变换部38以及第1PWM变换部40。另外，第2电机控制模块200具有第2电流指令生成部42、第2相变换部44、第2电流控制部46、第2调制率变换部48以及第2PWM变换部50。而且，载波切换控制模块300具有第1载波发生器52、第2载波发生器54、载波指令部56以及载波切换部58。
首先，对第1电机控制模块100的各结构进行说明。第1电流指令生成部32基于对第1电机7的扭矩指令值T1*以及第1电机7的转速N1而对第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)进行运算。而且，第1电流指令生成部32将运算所得的第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)输出至第1电流控制部36。
第1相变换部34获取由第1桥接电路4输出的第1三相电流值(Iu1，Iv1，Iw1)、第1电机7的旋转角度θ1、转速N1以及由第1电流指令生成部32运算所得的第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)。而且，第1相变换部34利用旋转角度θ1将第1三相电流值(Iu1，Iv1，Iw1)变换为第1dq轴电流(Id1，Iq1)(三相/两相变换)。而且，第1相变换部34将第1dq轴电流(Id1，Iq1)输出至第1电流控制部36。
第1电流控制部36获取转速N1、旋转角度θ1、来自第1电流指令生成部32的第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)、以及来自第1相变换部34的第1dq轴电流(Id1，Iq1)。而且，第1电流控制部36基于转速N1及旋转角度θ1，以使得第1dq轴电流(Id1，Iq1)接近第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)的方式对第1相电压指令值(Vu1*，Vv1*，Vw1*)进行运算。而且，第1电流控制部36将运算所得的第1相电压指令值(Vu1*，Vv1*，Vw1*)输出至第1调制率变换部38。
第1调制率变换部38获取与电池1的电压相当的强电电压Vdc以及来自第1电流控制部36的第1相电压指令值(Vu1*，Vv1*，Vw1*)。而且，第1调制率变换部38基于强电电压Vdc及第1相电压指令值(Vu1*，Vv1*，Vw1*)而对第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)进行运算。
更详细而言，第1调制率变换部38对与相对于直流的强电电压Vdc的大小的第1相电压指令值(Vu1*，Vv1*，Vw1*)的各分量的大小相应的第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)进行运算。而且，第1调制率变换部38将第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)输出至第1PWM变换部40。
第1PWM变换部40获取来自第1调制率变换部38的第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)以及来自第1载波发生器52的后述的第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)。而且，第1PWM变换部40基于第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)及第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)而生成各半导体开关元件T11～T16的PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)。
更详细而言，第1PWM变换部40利用未示出的比较器对第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)与第1调制率(Mu1*，Mv1*，Mw1*)之差进行检测，根据检测出的差生成PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)以对各相的ON脉冲和OFF脉冲进行切换。
而且，第1PWM变换部40将生成的PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)发送至各半导体开关元件T11～T16。由此，根据PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)而使得各半导体开关元件T11～T16导通/截止。
控制第2电机8的第2电机控制模块200的第2电流指令生成部42、第2相变换部44以及第2电流控制部46的功能与第1电机控制模块100的第1电流指令生成部32、第1相变换部34以及第1电流控制部36的功能大致相同。
另一方面，在第2PWM变换部50的基础上，第2调制率变换部48还将根据第2相电压指令值(Vu2*，Vv2*，Vw2*)运算所得的第2调制率(Mu2*，Mv2*，Mw2*)输出至载波切换部58。
而且，第2PWM变换部50基于第2调制率(Mu2*，Mv2*，Mw2*)以及来自后述的载波切换部58的指令载波(CaIn_u，CaIn_v，CaIn_w)而生成各半导体开关元件T21～T26的PWM信号(Duty-up2，Duty-un2，Duty-vp2，Duty-vn2，Duty-wp2，Duty-wn2)。
接下来，对载波切换控制模块300的详情进行说明。
载波切换控制模块300的第1载波发生器52由将规定周期(规定频率)的脉冲状三角波作为第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)而输出的三角波生成器电路构成。而且，第1载波发生器52将第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)输出至第1PWM变换部40及载波切换部58。
另一方面，第2载波发生器54由三角波生成器电路构成，该三角波生成器电路将针对第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)的各分量分别取相位差Φ(90°)的脉冲状三角波作为第2载波(Ca2_u，Ca2_v，Ca2_w)而输出。而且，第2载波发生器54将第2载波(Ca2_u，Ca2_v，Ca2_w)输出至载波切换部58。接下来，对载波指令部56进行说明。
此外，下面，为了记载的简化，对于第1载波(Ca1_u，Ca1_v，Ca1_w)、第2载波(Ca2_u，Ca2_v，Ca2_w)、第2调制率(Mu2*，Mv2*，Mw2*)以及指令载波(CaIn_u，CaIn_v，CaIn_w)等具有与各相对应的分量的量，利用大写字母“X”作为下标而简记作第1载波(Ca1_X)、第2载波(Ca2_X)、第2调制率(MX2*)以及指令载波(CaIn_X)等。另外，在以各相中的一相为代表而表述的情况下，将小写字母“x”作为下标而记作“第1载波(Ca1_x)”等。
接下来，对载波指令部56进行说明。
图3是对载波指令部56的功能的详情进行说明的框图。如图所示，载波指令部56具有第1状态运算部60、第2状态运算部62以及载波选择部64。
第1状态运算部60获取第1电机7的扭矩指令T1*和转速N1以及第2电机8的扭矩指令T2*和转速N2。而且，第1状态运算部60基于扭矩指令T1*及转速N1而对作为第1电机7的输出的第1电机输出P1进行运算。
更详细而言，第1状态运算部60基于扭矩指令T1*[Nm]及转速N1[rpm]，并根据下述式[1]而对第1电机输出P1[W]进行运算。
[数学式1]
而且，第1状态运算部60将运算所得的第1电机输出P1输出至载波选择部64。
另一方面，第2状态运算部62获取第2电机8的扭矩指令T2*及转速N2。而且，第2状态运算部62基于扭矩指令T2*及转速N2而对作为第2电机8的输出的第2电机输出P2进行运算。
更详细而言，第2状态运算部62基于扭矩指令T2*[Nm]及转速N2[rpm]，并根据下述式[2]而对第2电机输出P2[W]进行运算。
[数学式2]
而且，第2状态运算部62将运算所得的第2电机输出P2输出至载波选择部64。
载波选择部64分别获取来自第1状态运算部60的第1电机输出P1以及来自第2状态运算部62的第2电机输出P2。而且，载波选择部64根据第1电机输出P1及第2电机输出P2而选择上述第1载波(Ca1_X)及第2载波(Ca2_X)的任一者。
更详细而言，载波选择部64以下述表1所示的方式选择第1载波(Ca1_X)及第2载波(Ca2_X)。
[表1]
P1﹥0 P1﹤0
P2﹥0 第2载波 第1载波
P1﹤0 第1载波 第2载波
根据表1能够理解，在第1电机输出P1及第2电机输出P2中的一者为正且另一者为负(正负不一致)的情况下，本实施方式的载波选择部64选择第1载波(Ca1_X)。另外，在第1电机输出P1及第2电机输出P2的正负一致的情况下，选择第2载波(Ca2_X)。
即，载波选择部64在第1电机7及第2电机8中的一者为动力运行运转且另一者为再生运转的情况下，选择第1载波(Ca1_X)，在第1电机7及第2电机8这二者为动力运行运转或再生运转的情况下，选择第2载波(Ca2_X)。
而且，载波选择部64将选择的载波(下面，也记作“选择载波(CaIn_pre_X)”)输出至载波切换部58。
返回至图2，载波切换部58获取来自第1载波发生器52的第1载波(Ca1_X)、来自第2载波发生器54的第2载波(Ca2_X)、来自载波指令部56的选择载波(CaIn_pre_X)以及来自第2调制率变换部48的第2调制率(MX2*)。
而且，载波切换部58基于第1载波(Ca1_X)、第2载波(Ca2_X)、选择载波(CaIn_pre_X)以及第2调制率(MX2*)而设定用于第2PWM变换部50的PWM信号(Duty-up2，Duty-un2，Duty-vp2，Duty-vn2，Duty-wp2，Duty-wn2)的生成的指令载波(CaIn_X)。
图4是对载波切换部58的功能的详情进行说明的框图。如图所示，载波切换部58具有模式确定部66、切换前脉冲时间运算部68、切换后脉冲时间运算部70以及切换判断部72。
模式确定部66从存储于存储器等的指令载波(CaIn_X)提取当前使用的载波的信息。而且，模式确定部66基于当前使用的载波的信息而确定作为用于进行能否实施载波的切换的判断的模式的第1切换判断模式～第4切换判断模式。
图5是对各切换判断模式的确定流程进行说明的流程图。首先，模式确定部66将作为进行能否实施载波的切换的运算的基准的基准定时Tde设定为当前使用的载波处于波峰或波谷的定时。
而且，在上述基准定时Tde，在使用载波处于波谷的情况下(步骤S110中为Yes)，模式确定部66使处理进入步骤S120的判定。另一方面，在上述基准定时Tde，在使用载波处于波峰的情况下(步骤S110中为No)，模式确定部66使处理进入步骤S130的判定。
并且，在步骤S120中，在载波的切换中，在使得切换后的载波的相位相对于切换前的载波而滞后的情况下，模式确定部66选择第1切换判断模式(步骤S140)，在使得相位提前的情况下，选择第2切换判断模式(步骤S160)。
另一方面，在步骤S130中，模式确定部66同样地，在切换前后使得相位滞后的情况下选择第3切换判断模式(步骤S180)，在使得相位提前的情况下选择第4切换判断模式(步骤S200)。
并且，模式确定部66将虚拟切换定时Tch设定为执行载波切换的虚拟定时。特别地，在本实施方式中，虚拟切换定时Tch在基准定时Tde以后设定为使得切换前后的载波值(0～1)一致的定时。即，虚拟切换定时Tch取决于相位差Φ。而且，模式确定部66将选择的切换判断模式输出至切换判断部72。
返回至图4，切换前脉冲时间运算部68对切换前脉冲时间(Δta_X)进行运算。这里，本实施方式的切换前脉冲时间(Δta_X)定义为从第1脉冲变化定时(Tsw1_X)至虚拟切换定时Tch为止的时间，该第1脉冲变化定时(Tsw1_X)是载波值在基准定时Tde以后与第2调制率(MX2*)一致的最初的定时。
另一方面，切换后脉冲时间运算部70对切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。这里，本实施方式的切换后脉冲时间(Δtb_X)定义为从虚拟切换定时Tch至该虚拟切换定时Tch以后X相的指令载波CaIn_x的值与第2调制率Mx2*一致的最初的定时(下面也记作“第2脉冲变化定时(Tsw2_x)”)为止的时间。
而且，切换判断部72根据上述切换前脉冲时间(Δta_X)及切换后脉冲时间(Δtb_X)而判断能否实施载波的切换。并且，在判断为能够切换的情况下，切换判断部72将当前使用的载波作为指令载波(CaIn_X)而输出至第2PWM变换部50。另一方面，在判断为能够切换的情况下，切换判断部72将该切换后的载波作为指令载波(CaIn_X)而输出至第2PWM变换部50。
对由具有上述结构的载波切换部58执行的各切换判断模式的详情进行说明。
图6A是对第1切换判断模式的流程进行说明的流程图。即，图6A中说明的第1切换判断模式是用于在切换前后使载波的相位滞后、且基准定时Tde的使用载波的位移处于波谷的情况下，确定指令载波(CaIn_X)的运算处理。另外，图6B是用于对第1切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在步骤S141中，载波切换部58根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差Φ而对交叉点值Mcr进行运算。交叉点值Mcr是指虚拟切换定时Tch处的载波值。
具体而言，基于下面的式(3)而对第1切换判断模式下的交叉点值Mcr进行运算。
[数学式3]
在步骤S142中，载波切换部58判定基准定时Tde的第2调制率Mx2*(Tde)是否大于或等于交叉点值Mcr。而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tde)不大于或等于交叉点值Mcr，则载波切换部58执行与能否进行x相载波的切换的判断有关的步骤S143以后的处理。
另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tde)大于或等于交叉点值Mcr，则载波切换部58执行判断为能够进行x相载波的切换的步骤S147以后的处理。
即，在第2调制率Mx2*(Tde)大于或等于交叉点值Mcr的情况下，直至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的时间相对较长(参照图6B(a)、(b))。即，从第1脉冲变化定时Tsw1_x起经过虚拟切换定时Tch直至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(ON脉冲时间)延长。
因此，在第2调制率Mx2*(Tde)大于或等于交叉点值Mcr的情况下，向基本上以能够进行x相载波的切换为前提的步骤S147以后的处理转移。
另一方面，如果第2调制率Mx2*(Tde)不大于或等于交叉点值Mcr，则从经过虚拟切换定时Tch的第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(OFF脉冲时间)较短(参照图6B(c))。
根据第2PWM变换部50的控制逻辑并对第2桥接电路6的半导体元件进行导通/截止控制，从而担忧会发生浪涌电压。
因此，在本实施方式的第1切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tde)不大于或等于交叉点值Mcr的情况下，根据抑制上述浪涌电压的观点，关于能否进行载波的切换，执行作为进一步的判定处理的步骤S143以后的处理。
首先，对判断为第2调制率Mx2*(Tde)不大于或等于交叉点值Mcr的情况下的步骤S143以后的详情进行说明。
在步骤S143中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68及切换后脉冲时间运算部70分别对上述切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
具体而言，切换前脉冲时间运算部68基于下面的式(4)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
[数学式4]
此外，式[4]中的fc表示载波的频率，其单位例如为[kHz]。即，切换前脉冲时间Δta_x相当于从第1脉冲变化定时Tsw1_x至虚拟切换定时Tch为止的时间(参照图6B(c))。
另一方面，切换后脉冲时间运算部70基于下面的式(5)而对切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
[数学式5]
式(5)中的切换后脉冲时间Δtb_x相当于从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x之间的时间(参照图6B(c))。
接下来，在步骤S144中，载波切换部58对切换时间和Δt_x进行运算。具体而言，载波切换部58基于下面的式(6)而对切换时间和Δt_x进行运算。
[数学式6]
Δt_x＝Δta_x+Δtb_x (6)
即，切换时间和Δt_x相当于从第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间。
接下来，在步骤S145中，载波切换部58判定切换时间和Δt_x是否小于规定的脉冲时间阈值Δt_x_th。如果判定为切换时间和Δt_x小于阈值时间Δt_x_th，则载波切换部58使处理进入步骤S146，判断为无法进行X相载波的切换。
此外，阈值时间Δt_x_th是根据从第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间是否缩短至有可能产生上述浪涌电压的程度而规定的。后文中对阈值时间Δt_x_th的具体设定方式进行详细说明。
在步骤S151中，载波切换部58不进行载波切换。即，载波切换部58的切换判断部72将当前的使用载波作为指令载波CaIn_x而输出。并且，载波切换部58在接下来切换载波的定时再次进行执行能否切换的判断的再判断处理。
具体而言，载波切换部58将使用载波接下来处于波峰或波谷的定时设定为虚拟切换定时Tch，再次执行上述图5及图6的处理。
另一方面，在上述步骤S145中，如果判断为切换时间和Δt_x不小于阈值时间Δt_x_th，则进入步骤S147的处理，判断为能够对X相载波进行切换。
并且，在步骤S148中，载波切换部58判断能否进行除了X相以外的相的载波的切换。
更具体而言，载波切换部58对于除了X相以外的相(例如V相及W相)也执行与上述步骤S141～步骤S145的处理相同的处理。例如，在对U相执行上述处理而判断为能够切换的情况下，对V相及W相也执行同样的处理。
而且，在步骤S149中，载波切换部58判定能否对所有相(在本实施例中为U相、V相及W相)进行载波的切换。如果判断为能够对所有相进行载波的切换，则载波切换部58使处理进入步骤S150。
在步骤S150中，载波切换部58的切换判断部72根据图2及图4所示的控制逻辑对当前的载波进行切换并作为指令载波(CaIn_X)而输出至第2PWM变换部50。
即，在当前的使用载波是第1载波(Ca1_X)(第2载波(Ca2_X))的情况下，切换判断部72将第2载波(Ca2_X)(第1载波(Ca1_X))作为指令载波(CaIn_X)而输出至第2PWM变换部50。
通过上述处理，在第1切换判断模式下(作为载波处于波谷的基准定时Tde而在载波切换前后使相位滞后的情况)，能够抑制有可能引起浪涌电压的状况下的载波切换。
接下来，对图5所示的步骤S160的第2切换判断模式(作为载波处于波谷的基准定时Tde而在载波切换前后使相位提前的情况)进行说明。
图7A是对第2切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图7B是用于对第2切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在步骤S161中，载波切换部58根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差Φ，并基于下面的式(7)而对第2切换判断模式下的交叉点值Mcr进行运算。
[数学式7]
在步骤S163以后，执行与图6A中的步骤S143以后的处理相同的处理。
如上，即使在第2切换判断模式下，也能够抑制有可能引起浪涌电压的状况下的载波的切换，能够对适当的定时进行检测而执行载波的切换。
接下来，对图5所示的步骤S180的第3切换判断模式(作为载波处于波峰的基准定时Tde而在载波切换前后使相位滞后的情况)进行说明。
图8A是对第3切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图8B是用于对第3切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在步骤S181中，与第2切换判断模式的情况相同地，载波切换部58根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差Φ，并基于上述式(7)而对交叉点值Mcr进行运算。
在步骤S182中，载波切换部58判定基准定时Tde的第2调制率Mx2*(Tde)是否小于或等于交叉点值Mcr。而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tde)不小于或等于交叉点值Mcr，则载波切换部58执行与能否进行x相载波的切换的判断相关的步骤S183以后的处理。另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tde)小于或等于交叉点值Mcr，则载波切换部58执行以判断为能够进行x相载波的切换为前提的步骤S187以后的处理。
即，在第3切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tde)小于或等于交叉点值Mcr的情况下，直至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的时间相对较长(参照图8B(b)、(c))。即，从第1脉冲变化定时Tsw1_x经过虚拟切换定时Tch直至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(OFF脉冲时间)延长。
因此，在第3切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tde)小于或等于交叉点值Mcr的情况下，转移至基本上以能够进行x相载波的切换为前提的步骤S147以后的处理。
另一方面，在第2调制率Mx2*(Tde)不小于或等于交叉点值Mcr的情况下，从经过虚拟切换定时Tch的第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(ON脉冲时间)较短(参照图8B(a))。
因此，在本实施方式的第2切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tde)不小于或等于交叉点值Mcr的情况下，根据抑制上述浪涌电压的观点，关于能否进行载波的切换，执行作为进一步的判定处理的步骤S183以后的处理。
在步骤S183中，切换前脉冲时间运算部68基于下面的式(8)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
[数学式8]
即，基于上述式(8)的切换前脉冲时间Δta_x相当于第3切换判断模式下的从第1脉冲变化定时Tsw1_x至虚拟切换定时Tch为止的时间(参照图8B(a))。
另一方面，切换后脉冲时间运算部70基于下面的式(9)而对切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
[数学式9]
因此，式(9)中的切换后脉冲时间Δtb_x相当于第3切换判断模式下的从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x之间的时间(参照图8B(a))。
接下来，在步骤S184中，载波切换部58基于步骤S183中求出的切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x并利用上述式(6)而对切换时间和Δt_x进行运算。
而且，载波切换部58执行与图6A中的步骤S145以后说明的处理相同的步骤S185以后的处理。
通过以上说明的各处理，即使在第3切换判断模式下，也能够抑制有可能引起浪涌电压的状况下的载波的切换，并且能够检测出适当的定时而执行载波的切换。
接下来，对图5所示的步骤S200的第4切换判断模式(作为载波处于波峰的基准定时Tde而在载波切换前后使相位提前的情况)进行说明。
图9A是对第4切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图9B是用于对第4切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在步骤S201中，与第1切换判断模式下的情况相同地，载波切换部58根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差Φ，并基于上述式(3)而对交叉点值Mcr进行运算。
并且，在步骤203中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68及切换后脉冲时间运算部70基于上述式(4)及式(5)而分别对第4切换判断模式下的切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
接下来，在步骤S204中，载波切换部58基于步骤S203中求出的切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x，并利用上述式(6)而对切换时间和Δt_x进行运算。
而且，载波切换部58执行与图6A中的步骤S145以后说明的处理相同的步骤S205以后的处理。
通过以上说明的各处理，即使在第4切换判断模式下，也能够抑制有可能引起浪涌电压的状况下的载波切换，并且能够检测出适当的定时而执行载波的切换。
接下来，对根据上述抑制浪涌电压的观点而设定用作切换时间和Δt_x(脉冲时间)的长度指标的阈值时间Δt_x_th(参照图6A中的步骤S145等)的方式的一个例子进行说明。
图10是表示第1实施方式中的OFF脉冲时间和浪涌电压的关系的图。更详细而言，图10中示出了相对于与作为第2桥接电路6的模型的规定的2种驱动电路(桥接电路)中的元件温度相应的OFF脉冲时间而产生的浪涌电压的趋势的一个例子。
这里，如图10所示，相对于与2种不同的驱动电路1、2中的半导体元件的温度相应地规定的OFF脉冲时间，存在浪涌电压的峰值。而且，该浪涌电压增大的峰值大致呈现出存在于OFF脉冲时间较短的区域(例如小于1.45μsec～1.6μsec)的区域的趋势。另外，根据图10能够理解，根据2种驱动电路1、2而浪涌电压相对于OFF脉冲时间的趋势也不同。
即，浪涌电压相对于脉冲时间的趋势至少取决于桥接电路的半导体温度、电路特性以及半导体特性。
因此，根据按照图10所示的趋势而适当地抑制在浪涌电压达到峰值的OFF脉冲时间内执行载波切换的观点，可以将用于判断为无法进行载波切换的阈值时间Δt_x_th设定能够避免浪涌电压的峰值附近的OFF脉冲时间的程度的较大的值。
并且，如上所述，浪涌电压达到峰值的OFF脉冲时间取决于构成各桥接电路的半导体元件的温度。因此，可以根据半导体元件的温度而设定阈值时间Δt_x_th。例如，可以预先通过实验等而确定与电力变换控制装置2、第1电机7以及第2电机8等的规格相应的上述半导体温度特性，考虑与获得的半导体温度特性相应的OFF脉冲时间和浪涌电压的关系，由此将阈值时间Δt_x_th设定为能够抑制浪涌电压的时间或者大于该时间的值。
根据以上说明的第1实施方式，能够实现下面的作用效果。
在本实施方式的电力变换控制方法中，生成分别向相对于作为直流电源的电池1而分别并联连接、且分别与作为感应负载的第1电机7及第2电机8连接的三相的第1桥接电路4及三相的第2桥接电路6输出的PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)及PWM信号(Duty-up2，Duty-un2，Duty-vp2，Duty-vn2，Duty-wp2，Duty-wn2)。
而且，选择用于向第1桥接电路4输出PWM信号的第1载波(Ca1_X)以及相对于第1载波(Ca1_X)具有规定的相位差Φ的第2载波(Ca2_X)中的一者(图3中的载波选择部64)，基于作为选择的载波的选择载波(CaIn_pre_X)而执行作为用于向第2桥接电路6输出PWM信号的载波的指令载波(CaIn_X)的切换控制(载波切换部58)。
而且，在载波的切换控制(参照图6A、图7A、图8A、图9A)中，对作为从第1导通状态切换定时(第1脉冲变化定时Tsw1_x)至虚拟切换定时Tch为止的时间的切换前脉冲时间Δta_x进行运算(图6A中的步骤S143等)，其中，第1导通状态切换定时是即将到达作为规定的载波切换定时的虚拟切换定时Tch之前的第2桥接电路6的导通状态切换定时，对切换后脉冲时间Δtb_x进行运算(图6A中的步骤S143等)，该切换后脉冲时间Δtb_x是从虚拟切换定时Tch至作为该虚拟切换定时Tch以后的最初的上述导通状态切换定时的第2导通状态切换定时(第2脉冲变化定时Tsw2_x)为止的时间。
而且，在虚拟切换定时Tch未对第2桥接电路6的导通状态进行切换的情况下(即，即使对载波进行切换而第2调制率Mx2*和载波的值的大小关系也不变的情况下)，如果作为切换前脉冲时间Δta_x和切换后脉冲时间Δtb_x之和的切换时间和Δt_x小于作为规定的脉冲时间和阈值时间的阈值时间Δt_x_th，则判断为无法进行载波的切换(图6A中的步骤S145中为Yes以及步骤S146)。
由此，可以在进行载波切换的定时(虚拟切换定时Tch)之前对与该载波切换前后的ON脉冲时间或OFF脉冲时间相当的切换时间和Δt_x进行运算。而且，根据运算所得的切换时间和Δt_x而判断能否进行载波的切换，由此能够抑制在产生有可能成为浪涌电压的主要原因的切换时间和Δt_x较小的脉冲的状况下执行载波的切换。其结果，能够抑制浪涌电压的产生，能够实现对半导体元件的更适当的保护。
并且，将当前作为一个载波而使用的使用载波处于波峰及波谷中的至少一者的定时设定为基准定时Tde，在基准定时Tde以后，将使用载波的值与未使用的另一个载波的值一致的定时设定为虚拟切换定时Tch。
由此，将从基准定时Tde经过相当于恒定周期的时间后的定时设定为虚拟切换定时Tch而进行运算。因此，与从任意的基准定时起以任意的运算周期逐次进行运算的情况相比，能够减轻运算负担。另外，在虚拟切换定时Tch，切换前后的载波值一致。因此，在载波的切换时未产生第2桥接电路6的导通状态的切换，因此切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x的运算变得容易。其结果，能够降低对用于执行运算的CPU等硬件的性能的要求，能够削减制造成本。
特别地，在本实施方式中，基于第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差Φ、载波频率fc以及作为调制率的第2调制率Mx2*(Tde)而对切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x进行运算(图6A中的步骤S143、式(3)～式(5)等)。
由此，不设置特殊的各种传感器便能够对切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。其结果，能够省略要求高水平采样的传感器类的设置以及需要高负荷的运算，能够有助于制造成本的削减。
另外，基于第2桥接电路6的半导体温度、电路特性以及半导体特性中的至少一者而规定本实施方式的上述阈值时间Δt_x_th(图10)。
如以上说明，浪涌电压相对于脉冲时间的趋势根据与桥接电路的种类(结构)或该电路的驱动环境相应的半导体温度、电路特性以及半导体特性的差异而变化。与此相对，在本实施方式中，根据判断能否进行载波的切换的观点，考虑第2桥接电路6的半导体温度、电路特性以及半导体特性而设定阈值时间Δt_x_th，该阈值时间Δt_x_th是与脉冲宽度相当的切换时间和Δt_x的大小的基准，从而能够不依赖于第2桥接电路6的结构、其驱动环境而更适当地抑制浪涌电压。
另外，在本实施方式中，提供一种适合用于执行上述电力变换控制方法的电力变换控制装置2。
具体而言，在本实施方式中，提供如下电力变换控制装置2，即，具有：三相的第1桥接电路4和三相的第2桥接电路6，它们分别相对于作为直流电源的电池1而并联连接、且分别与作为感应负载的第1电机7及第2电机8连接；以及控制装置(驱动控制装置5)，其生成分别向第1桥接电路4及第2桥接电路6输出的PWM信号(Duty-up1，Duty-un1，Duty-vp1，Duty-vn1，Duty-wp1，Duty-wn1)及PWM信号(Duty-up2，Duty-un2，Duty-vp2，Duty-vn2，Duty-wp2，Duty-wn2)。
驱动控制装置5具有：第1载波发生器52，其生成用于向第1桥接电路4输出PWM信号的第1载波(Ca1_X)；第2载波发生器54，其生成相对于第1载波(Ca1_X)而具有规定的相位差Φ的第2载波(Ca2_X)；以及载波切换部58，其选择第1载波(Ca1_X)及第2载波(Ca2_X)中的一者，基于作为选择的载波的选择载波(CaIn_pre_X)而执行指令载波(CaIn_X)的切换控制，所述指令载波(CaIn_X)是用于向第2桥接电路6输出PWM信号的载波。
而且，载波切换部58具有：切换前脉冲时间运算部68，其对作为从第1导通状态切换定时(第1脉冲变化定时Tsw1_x)至虚拟切换定时Tch为止的时间的切换前脉冲时间Δta_x进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达作为规定的载波切换定时的虚拟切换定时Tch之前的第2桥接电路6的导通状态切换定时；以及切换后脉冲时间运算部70，其对作为从虚拟切换定时Tch至第2导通状态切换定时(第2脉冲变化定时Tsw2_x)为止的时间的切换后脉冲时间Δtb_x进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是虚拟切换定时Tch以后的最初的上述导通状态切换定时。
而且，在虚拟切换定时Tch未对第2桥接电路6的导通状态进行切换的情况下(即，即使对载波进行切换而第2调制率Mx2*与载波的值的大小关系也不变的情况下)，如果作为切换前脉冲时间Δta_x与切换后脉冲时间Δtb_x之和的切换时间和Δt_x小于阈值时间Δt_x_th，则载波切换部58判断为无法进行载波的切换(图6A中的步骤S145中为Yes以及步骤S146)。
(第2实施方式)
下面，参照图11～图16B对第2实施方式进行说明。此外，对与第1实施方式相同的要素标注相同的标号，省略其说明。
在本实施方式中，相对于第1实施方式，载波指令部56的结构以及载波切换部58中的处理流程与第1实施方式不同。
图11是对本实施方式中的载波指令部56的功能进行说明的框图。
如图所示，在本实施方式中，在第1实施方式中的载波指令部56的结构(参照图3)的基础上，载波指令部56还具有第1扭矩推定部74以及第2扭矩推定部76。
第1扭矩推定部74从第1相变换部34获取第1dq轴电流(Id1，Iq1)。另外，第2扭矩推定部76从第2相变换部44获取第2dq轴电流(Id2，Iq2)。
而且，第1扭矩推定部74基于第1dq轴电流(Id1，Iq1)而对作为第1电机7的扭矩推定值的第1推定扭矩T1进行运算。
更详细而言，第1扭矩推定部74利用第1dq轴电流(Id1，Iq1)、第1电机7的交链磁通Fai1[Wb]、d轴电感Ld1[H]、q轴电感Lq1[H]以及极对数Pole1，并根据下述式[10]而对第1推定扭矩T1[Nm]进行运算。
[数学式10]
T1＝Pole1×Iq1×(Fai1+(Ld1-Lq1)×Id1) (10)
同样地，第2扭矩推定部76基于第2dq轴电流(Id2，Iq2)而对作为第2电机8的扭矩推定值的第2推定扭矩T2进行运算。
更详细而言，第2扭矩推定部76利用第2dq轴电流(Id2，Iq2)、第2电机8的交链磁通Fai2[Wb]、d轴电感Ld2[H]、q轴电感Lq2[H]以及极对数Pole2，并根据下述式[11]而对第2推定扭矩T2[Nm]进行运算。
[数学式11]
T2＝Pole2×Iq2×(Fai2+(Ld2-Lq2)×Id2) (11)
而且，第1扭矩推定部74及第2扭矩推定部76分别将运算所得的第1推定扭矩T1及第2推定扭矩T2输出至第1状态运算部60及第2状态运算部62。
而且，第1状态运算部60基于第1推定扭矩T1及转速N1，并根据下述式(12)而对第1电机输出P1进行运算。
[数学式12]
另一方面，第2状态运算部62基于第2推定扭矩T2及转速N2，并根据下述式(13)而对第2电机输出P2进行运算。
[数学式13]
而且，载波选择部64基于第1电机输出P1及第2电机输出P2，并基于上述表1中说明的基准而将第1载波(Ca1_X)及第2载波(Ca2_X)中的任一者作为选择载波(CaIn_pre_X)输出至载波切换部58。
图12是表示本实施方式的载波切换部58的功能的要部的框图。
如图所示，本实施方式中的载波切换部58从载波选择部64获取选择载波(CaIn_pre_X)，从第1相变换部34获取第1dq轴电流(Id1，Iq1)，从第2相变换部44获取第2dq轴电流(Id2，Iq2)以及预先规定的规定的电流阈值ΔIac_th。
而且，载波切换部58基于下面的式(14)及式(15)而分别对第1相电流有效值Iac1及第2相电流有效值Iac2进行运算。
[数学式14]
[数学式15]
即，第1相电流有效值Iac1相当于第1dq轴电流(Id1，Iq1)的相电流有效值，第2相电流有效值Iac2相当于第2dq轴电流(Id2，Iq2)的相电流有效值。并且，载波切换部58对作为第1相电流有效值Iac1与第2相电流有效值Iac2之和的有效值和(Iac1+Iac2)进行运算。
而且，载波切换部58根据有效值和(Iac1+Iac2)以及电流阈值ΔIac_th的大小，判定是否将选择载波(CaIn_pre_X)直接作为指令载波(CaIn_X)而输出，即判定是否执行载波的切换。
更详细而言，在有效值和(Iac1+Iac2)小于电流阈值ΔIac_th的情况下，载波切换部58控制为，即使在相当于当前的使用载波的上一次控制周期的指令载波(CaIn_X)和此次的控制周期中从载波选择部64接收的选择载波(CaIn_pre_X)不同的情况下(载波选择部64选择切换后的载波的情况下)，也不执行载波的切换。
即，在该情况下，载波切换部58进行如下控制，即，代替从载波选择部64获取的选择载波(CaIn_pre_X)而维持上一次的控制周期中的指令载波(CaIn_X)。
此外，关于本实施方式的载波切换部58，在有效值和(Iac1+Iac2)小于电流阈值ΔIac_th的情况下，控制为，即使在后述的第1切换判断模式～第4切换判断模式下的载波的切换判断的结果是针对所有相都判断为能够进行载波的切换的情况下，也不优先于该判断而执行载波的切换。
由此，在第1桥接电路4及第2桥接电路6中的至少一者的输出降低的情况(例如，0kW附近的情况)下，有效值和(Iac1+Iac2)低于电流阈值ΔIac_th，因此不执行载波的切换。即，在该情况下能够抑制频繁地切换载波的相位。
此外，根据抑制上述载波的相位的频繁切换的观点，可以任意地设定上述电流阈值ΔIac_th。
特别地，在本实施方式中，将第1桥接电路4以其结构上能够输出的最大相电流有效值(第1相电流有效值Iac1的设想的最大值)、以及第2桥接电路6以其结构上能够输出的最大相电流有效值(第2相电流有效值Iac2的设想的最大值)中的任意的较大的值或小于该值的值设定为电流阈值ΔIac_th。
由此，在第1桥接电路4及第2桥接电路6中的至少一者的输出降低的情况下，载波切换部58能更可靠地进行有效值和(Iac1+Iac2)低于电流阈值ΔIac_th的判定。其结果，能够更适当地抑制一个桥接电路的输出降低的情况下的载波的频繁切换。另外，还能够降低有可能因该载波的切换而引起的纹波电流。
接下来，在本实施方式中，对图5所示的第1切换判断模式～第4切换判断模式进行说明。
首先，对图5所示的步骤S140的第1切换判断模式(作为载波处于波谷的基准定时Tde而在载波切换前后使相位滞后的情况)进行说明。
图13A是对本实施方式的第1切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图13B是用于对第1切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在本实施方式的第1切换判断模式下，如图13B所示，将使用载波处于波谷的定时设定为基准定时Tde，将该使用载波的接下来的波峰的定时设定为虚拟切换定时Tch。
另外，本实施方式的第1切换判断模式相对于第1实施方式的第1切换判断模式(图6A)，步骤S141～步骤S143的处理不同，在此基础上，代替步骤S144及步骤S145而执行步骤S144'及步骤S145'的处理。因此，下面，为了简化说明，以与第1实施方式的第3切换判断模式不同的处理为中心进行说明。
在步骤S141中，载波切换部58利用下述式(16)，并根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差而对作为切换后的载波值的切换载波值Mch进行运算。
[数学式16]
在步骤S142中，载波切换部58判定虚拟切换定时Tch的第2调制率Mx2*(Tch)是否小于或等于切换载波值Mch。
而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)不小于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行与能否进行x相载波的切换的判断相关的步骤S143以后的处理。另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)小于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行以判断为能够进行x相载波的切换为前提的步骤S147以后的处理。
这里，在第2调制率Mx2*(Tch)小于或等于切换载波值Mch的情况下，从经过虚拟切换定时Tch的第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(OFF脉冲时间)较长(参照图13B(b)及(c))。
因此，在第2调制率Mx2*(Tch)小于或等于切换载波值Mch的情况下，基本上向以能够进行x相载波的切换为前提的步骤S147以后的处理转移。
另一方面，在第2调制率Mx2*(Tch)不小于或等于切换载波值Mch的情况下，从经过虚拟切换定时Tch的第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止，在较短的时间内产生从OFF脉冲向ON脉冲的切换(参照图13B(a))。即，在该情况下，有可能产生浪涌电压。
因此，在本实施方式的第1切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tch)不小于或等于切换载波值Mch的情况下，关于能否进行载波的切换，执行作为进一步的判定处理的步骤S143以后的处理。
在步骤S143中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68及切换后脉冲时间运算部70基于下述式(17)及(18)而分别对切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
[数学式17]
[数学式18]
在步骤S144'中，载波切换部58判定切换前脉冲时间Δta_x是否小于规定的切换前脉冲时间阈值Δta_x_th。如果载波切换部58判断为切换前脉冲时间Δta_x小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th，则进入步骤S146并判断为无法进行X相载波的切换。
即，如果切换前脉冲时间Δta_x小到一定程度以上，则有可能产生成为浪涌电压的主要原因的短时间的脉冲。因此，在本实施方式中，为了避免该情况，在切换前脉冲时间Δta_x不小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th的情况下，判断为无法进行x相载波的切换。
另一方面，如果载波切换部58判断为切换前脉冲时间Δta_x小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th，则转移至步骤S145'。
在步骤S145'中，载波切换部58判定切换后脉冲时间Δtb_x是否小于规定的切换后脉冲时间阈值Δtb_x_th。如果载波切换部58判断为切换后脉冲时间Δtb_x小于切换后脉冲时间阈值Δtb_x_th，则进入步骤S146并判断为无法进行X相载波的切换。
即，在该情况下，判断为从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间小到一定程度以上，因此判断为无法进行x相载波的切换。
另一方面，如果载波切换部58判断为切换后脉冲时间Δtb_x不小于切换后脉冲时间阈值Δtb_x_th，则进一步在步骤S147中判断为能够进行x相载波的切换并执行此后的处理。
通过以上说明的处理，根据本实施方式的结构也能够实现能抑制浪涌电压的优选的第1切换判断模式。
接下来，对本实施方式的第2切换判断模式(作为载波处于波谷的基准定时Tde而在载波切换前后使相位提前的情况)进行说明。
图14A是对第2切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图7B是用于对第2切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在本实施方式的第2切换判断模式下，如图14B所示，将使用载波处于波谷的定时设定为基准定时Tde，将该使用载波的接下来的波峰的定时设定为虚拟切换定时Tch。
此外，本实施方式的第2切换判断模式相对于第1实施方式的第2切换判断模式(图7A)，步骤S161～步骤S165的处理不同，在此基础上，还执行步骤S163'、步骤S164'以及步骤S165'的处理。因此，下面，为了简化说明，仅对与第1实施方式的第2切换判断模式不同的处理进行说明。
在步骤S161中，与第1切换判断模式的情况相同地，载波切换部58利用上述式(16)，并根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差而对上述切换载波值Mch进行运算。
在步骤S162中，载波切换部58判定虚拟切换定时Tch的第2调制率Mx2*(Tch)是否小于或等于切换载波值Mch。
而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)不小于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S163以后的处理。另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)小于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S163'以后的处理。
首先，对判断为第2调制率Mx2*(Tch)小于或等于切换载波值Mch的情况下的处理进行说明。
在步骤S163'中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68基于上述式(17)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
另一方面，载波切换部58的切换后脉冲时间运算部70基于下述式(19)而对第1切换后脉冲时间Δtb_x1进行运算。
[数学式19]
这里，第1切换后脉冲时间Δtb_x1相当于从与第2桥接电路6的导通状态的切换定时(载波值与第2调制率Mx2*(Tch)一致的定时)一致的虚拟切换定时Tch至作为接下来的导通状态的切换定时的第2脉冲变化定时Tsw2_x之间的脉冲时间(参照图14B(a))。
在步骤S164'中，载波切换部58基于下述式(20)而对切换时间和Δt_x进行运算。
[数学式20]
Δt_x＝Δta_x+Δtb_x1 (20)
接下来，在步骤S165'中，载波切换部58判定Δt_x是否小于阈值时间Δt_x_th。如果载波切换部58判断为Δt_x小于阈值时间Δt_x_th，则进入步骤S166并判断为无法进行x相载波的切换。另外，如果载波切换部58判断为Δt_x不小于阈值时间Δt_x_th，则进入步骤S167并判断为能够进行x相载波的切换。
另一方面，对上述步骤S162中判断为第2调制率Mx2*(Tch)不小于或等于切换载波值Mch的情况下的处理进行说明。
在步骤S163中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68基于上述式(19)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
另一方面，切换后脉冲时间运算部70基于下述式(21)而对第2切换后脉冲时间Δtb_x2进行运算。
[数学式21]
这里，第2切换后脉冲时间Δtb_x2相当于虚拟切换定时Tch与第2桥接电路6的导通状态的切换定时不一致的情况下的、从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(参照图14B(b)、图14B(c))。
接下来，在步骤S164中，载波切换部58判定切换前脉冲时间Δta_x是否小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th。如果载波切换部58判断为切换前脉冲时间Δta_x小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th，则进入步骤S166并判断为无法进行x相载波的切换。
即，如果切换前脉冲时间Δta_x小到一定程度以上，则有可能产生成为浪涌电压的主要原因的短时间的脉冲。因此，在本实施方式中，为了避免该情况，在切换前脉冲时间Δta_x不小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th的情况下，判断为无法进行x相载波的切换。
另一方面，如果判断为切换前脉冲时间Δta_x不小于切换前脉冲时间阈值Δta_x_th，则载波切换部58进一步执行步骤S165的判定。
在步骤S165中，载波切换部58判定第2切换后脉冲时间Δtb_x2是否小于规定的切换后脉冲时间阈值Δtb_x2_th。如果载波切换部58判断为第2切换后脉冲时间Δtb_x2小于切换后脉冲时间阈值Δtb_x2_th，则进入步骤S166并判断为无法进行X相载波的切换。
即，在该情况下，判断为从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x的时间小到一定程度以上，因此根据避免短时间的脉冲的产生的观点，本实施方式的载波切换部58判断为在该情况下无法进行x相载波的切换。
另一方面，如果载波切换部58判断为第2切换后脉冲时间Δtb_x2不小于切换后脉冲时间阈值Δtb_x2_th，则在步骤S167中判断为能够进行x相载波的切换并执行此后的处理。
通过以上说明的处理，根据本实施方式的结构也能够实现能抑制浪涌电压的优选的第2切换判断模式。
接下来，对本实施方式的第3切换判断模式(作为载波处于波峰的基准定时Tde而在载波切换前后使相位滞后的情况)进行说明。
图15A是对第3切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图15B是用于对第3切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在本实施方式的第3切换判断模式下，如图15B所示，将使用载波处于波峰的定时设定为基准定时Tde，将该使用载波的接下来的波谷的定时设定为虚拟切换定时Tch。
此外，本实施方式的第3切换判断模式相对于第1实施方式的第3切换判断模式(图8A)，步骤S181～步骤S183的处理不同，在此基础上，还代替步骤S184及步骤S185而执行步骤S184'及步骤S185'的处理。因此，下面，为了简化说明，仅对与第1实施方式的第3切换判断模式不同的处理进行说明。
在步骤S181中，载波切换部58利用下述式(22)，并根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差而对作为切换后的载波值的切换载波值Mch进行运算。
[数学式22]
在步骤S182中，判定虚拟切换定时Tch的第2调制率Mx2*(Tch)是否大于或等于切换载波值Mch。
而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)不大于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S183以后的处理。另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)大于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S187以后的处理。
这里，在第2调制率Mx2*(Tch)大于或等于切换载波值Mch的情况下，从经过虚拟切换定时Tch的第1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(ON脉冲时间)较长(参照图15B(a))。
因此，在第2调制率Mx2*(Tch)大于或等于切换载波值Mch的情况下，转移至基本上以能够进行x相载波的切换为前提的步骤S187以后的处理。
另一方面，在第2调制率Mx2*(Tch)不大于或等于切换载波值Mch的情况下，从经过虚拟切换定时Tch的1脉冲变化定时Tsw1_x至第2脉冲变化定时Tsw2_x为止，在较短的时间内产生从OFF脉冲向ON脉冲的切换(参照图15B(b)及图15B(c))。即，在该情况下，有可能产生浪涌电压。
因此，在本实施方式的第3切换判断模式下，在第2调制率Mx2*(Tch)不大于或等于切换载波值Mch的情况下，关于能否进行载波的切换，执行作为进一步的判定处理的步骤S183以后的处理。
在步骤S183中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68基于下述式(23)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
[数学式23]
另一方面，载波切换部58的切换后脉冲时间运算部70基于下述式(24)而对切换后脉冲时间Δtb_x进行运算。
[数学式24]
而且，在步骤S184'及步骤S185'中，执行与第1切换判断模式下的步骤S144'及步骤S145'相同的判定。
即，在切换前脉冲时间Δta_x及切换后脉冲时间Δtb_x中的至少一者小于各自的切换前脉冲时间阈值Δta_x_th及切换后脉冲时间阈值Δtb_x_th的情况下，载波切换部58使处理进入步骤S186并判断为无法进行X相载波的切换。另一方面，在并非如此的情况下，在步骤S187中判断为能够进行X相载波的切换并执行以后的处理。
通过以上说明的处理，根据本实施方式的结构也能够实现能抑制浪涌电压的优选的第3切换判断模式。
接下来，对本实施方式的第4切换判断模式(作为载波处于波峰的基准定时Tde而在载波切换前后使相位提前的情况)进行说明。
图16A是对第4切换判断模式的流程进行说明的流程图。另外，图16B是用于对第4切换判断模式下的载波切换的例子进行说明的时序图。
在本实施方式的第4切换判断模式下，如图16B所示，将使用载波处于波峰的定时设定为基准定时Tde，将该使用载波的接下来的波谷的定时设定为虚拟切换定时Tch。
此外，本实施方式的第4切换判断模式相对于第1实施方式的第4切换判断模式(图9A)，步骤S201～步骤S205的处理不同，在此基础上，还执行步骤S203'、步骤S204'以及步骤S205'的处理。因此，下面，为了简化说明，仅对与第1实施方式的第4切换判断模式不同的处理进行说明。
在步骤S201中，与第3切换判断模式的情况相同地，载波切换部58利用上述式(22)，并根据第1载波(Ca1_X)与第2载波(Ca2_X)之间的相位差而对切换载波值Mch进行运算。
在步骤S202中，载波切换部58判定虚拟切换定时Tch的第2调制率Mx2*(Tch)是否大于或等于切换载波值Mch。
而且，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)不大于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S203以后的处理。另一方面，如果判断为第2调制率Mx2*(Tch)大于或等于切换载波值Mch，则载波切换部58执行步骤S203'以后的处理。
首先，对判断为第2调制率Mx2*(Tch)大于或等于切换载波值Mch的情况下的处理进行说明。
在步骤S203'中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68基于上述式(23)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
另一方面，载波切换部58的切换后脉冲时间运算部70基于下述式(25)而对第1切换后脉冲时间Δtb_x1进行运算。
[数学式25]
这里，第4切换判断模式下的第1切换后脉冲时间Δtb_x1相当于从虚拟切换定时Tch至作为第2脉冲变化定时Tsw2_x为止的脉冲时间(参照图16B(a))。
而且，在步骤S204'～步骤S207'中，与上述第2切换判断模式下的步骤S164'～步骤S167'相同地，基于切换时间和Δt_x(＝Δta_x+Δtb_x1)与阈值时间Δt_x_th的大小关系而判断为能够进行x相载波的切换。
接下来，对上述步骤S202中判断为第2调制率Mx2*(Tch)不大于或等于切换载波值Mch的情况下的处理进行说明。
在步骤S203中，载波切换部58的切换前脉冲时间运算部68基于上述式(23)而对切换前脉冲时间Δta_x进行运算。
另一方面，切换后脉冲时间运算部70基于下述式(26)而对第2切换后脉冲时间Δtb_x2进行运算。
[数学式26]
这里，第2切换后脉冲时间Δtb_x2相当于从虚拟切换定时Tch至第2脉冲变化定时Tsw2_x之间的脉冲时间(OFF脉冲时间)(参照图16B(b)及图16B(c))。
而且，在步骤S204及步骤S205中，执行与第2切换判断模式下的步骤S164及步骤S165相同的判定。
即，在切换前脉冲时间Δta_x及第2切换后脉冲时间Δtb_x2中的至少一者小于各切换前脉冲时间阈值Δta_x_th及切换后脉冲时间阈值Δtb_x2_th的情况下，载波切换部58使处理进入步骤S206并判断为无法进行x相载波的切换。另一方面，在并非如此的情况下，在步骤S207中判断为能够进行x相载波的切换并执行以后的处理。
通过以上说明的处理，根据本实施方式的结构也能够实现能抑制浪涌电压的第4切换判断模式。
根据以上说明的第2实施方式，在第1实施方式的作用效果的基础上，还能实现下面的作用效果。
根据本实施方式的电力变换控制方法，在虚拟切换定时Tch处对第2桥接电路6的导通状态进行切换的情况下(参照图13B(a)等)，如果切换前脉冲时间Δta_x或作为切换后脉冲时间的第1切换后脉冲时间Δtb_x1小于规定的脉冲时间阈值(切换前脉冲时间阈值Δta_x_th或第1切换后脉冲时间阈值Δtb_x1_th)，则载波切换部58判断为无法进行载波的切换(参照图14A中的步骤S164及步骤S165)。
由此，与第1实施方式相同地，提供一种有助于能够抑制浪涌电压的发生的定时的载波的切换的切换判定。
特别地，在本实施方式中，将当前作为一个载波而使用的使用载波处于波峰(波谷)的时刻设定为基准定时Tde，在基准定时Tde以后，将使用载波接下来处于波谷(波峰)的定时设定为虚拟切换定时Tch。
由此，将从基准定时Tde开始经过相当于恒定周期(特别是载波的半周期)的时间后的定时设定为虚拟切换定时Tch而进行运算。因此，与从任意的基准定时开始以任意的运算周期逐次进行运算的情况相比，能够减轻运算负担。特别地，不对在各定时未使用的载波值进行检测便能够执行各种运算，因此能够进一步减轻运算负担。
在本实施方式中，进一步地，在从第1桥接电路4输出的作为相电流有效值的第1相电流有效值Iac1与从第2桥接电路6输出的作为相电流有效值的第2相电流有效值Iac2之和即有效值和(Iac1+Iac2)小于或等于规定的电流阈值ΔIac_th的情况下，判断为无法进行载波的切换。
由此，在第1桥接电路4及第2桥接电路6中的至少一者的输出降低的情况下，能够抑制执行载波的切换。其结果，能够抑制在该情况下频繁地对载波的相位进行切换。
特别地，在本实施方式中，电流阈值ΔIac_th设定为小于或等于第1桥接电路4的相电流有效值(第1相电流有效值Iac1)的最大值、以及第2桥接电路6的相电流有效值(第2相电流有效值Iac2)的最大值中的较高的值。
由此，在第1桥接电路4及第2桥接电路6中的至少一者的输出降低的情况下，能够更可靠地进行有效值和(Iac1+Iac2)是否低于电流阈值ΔIac_th的判定。其结果，能够更适当地抑制一个桥接电路的输出降低的情况下的载波的频繁切换。另外，能够将因该载波的切换而有可能产生的纹波电流也抑制为一个桥接电路能够输出的电流值的范围。
此外，也可以基于图10中举例示出的第2桥接电路6的半导体温度、电路特性以及半导体特性中的至少一个而规定本实施方式的切换前脉冲时间阈值Δta_x_th、第1切换后脉冲时间阈值Δtb_x1_th或第2切换后脉冲时间Δtb_x2。
(第3实施方式)
下面，参照图17对第3实施方式进行说明。另外，对与第2实施方式相同的要素标注相同的标号，省略其说明。关于本实施方式的电力变换控制装置2，特别是上述图2中的载波指令部56的结构与第2实施方式不同。
图17是对本实施方式中的载波指令部56的功能进行说明的框图。
如图所示，本实施方式中的载波指令部56的第1状态运算部60从第1相变换部34及第1电流指令生成部32分别获取第1dq轴电流(Id1，Iq1)及第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)。另一方面，第2状态运算部62从第2相变换部44及第2电流指令生成部42分别获取第2dq轴电流(Id2，Iq2)及第2dq轴电流指令值(Id2*，Iq2*)。
而且，第1状态运算部60基于第1dq轴电流(Id1，Iq1)及第1dq轴电流指令值(Id1*，Iq1*)，并根据下述式(27)而对第1电机输出P1进行运算。
[数学式27]
P1＝Id1×Vd1*+Iq1×Vq1* (27)
另一方面，第2状态运算部62基于第2dq轴电流(Id2，Iq2)及第2dq轴电流指令值(Id2*，Iq2*)，并根据下述式(28)而对第2电机输出P2进行运算。
[数学式28]
P2＝Id2×Vd2*+Iq2×Vq2* (28)
另外，在图12中，如以上说明，载波切换部58获取电流阈值ΔIac_th。而且，本实施方式的电流阈值Δ Iac_th设定为在第1桥接电路4单独执行动作的情况下能够连续地输出的最大电流Imax1、以及在第2桥接电路6单独执行动作的情况下能够连续地输出的最大电流Imax2中的较大的值Max[Imax1，Imax2]、或者小于该值Max[Imax1，Imax2]的值。
而且，在有效值和(Iac1+Iac2)小于电流阈值ΔIac_th的情况下，载波切换部58不执行载波的切换而是维持当前使用的载波。
根据以上说明的第3实施方式，能够实现下面的作用效果。
根据本实施方式的电力变换控制方法，电流阈值ΔIac_th设定为小于或等于最大电流Imax1及最大电流Imax2中的较高的值Max[Imax1，Imax2]，最大电流Imax1是在第1桥接电路4单独执行动作时能够连续地执行动作的电流，最大电流Imax2是在第2桥接电路6单独执行动作时能够连续地执行动作的电流。
由此，在第1桥接电路4或第2桥接电路6的输出处于0附近的情况下，能够更可靠地防止频繁地执行载波的切换。另外，能够将纹波电流的大小以及平滑电容器3的温度上升抑制于一个桥接电路能够连续地输出的电流值范围内。
以上对本发明的各实施方式进行了说明，但上述各实施方式不过表示本发明的应用例的一部分而已，其主旨并非将本发明的技术范围限定为上述各实施方式的具体结构。
例如，在上述各实施方式中，以对2个三相电机(第1电机7及第2电机8)进行驱动的2个三相桥接电路(第1桥接电路4及第2桥接电路6)为例进行了说明。然而，上述相数并不局限于三相。例如，在大于或等于4相的电机以及多相桥接电路等中也同样能够应用本发明的结构。另外，第1桥接电路4和第2桥接电路6的相数也可以互不相同。
另外，在上述各实施方式中，以载波为三角波的情况为例进行了说明。然而，载波并不局限于三角波，即使是锯齿状的载波或方波等其他类型的载波，通过对上述实施方式中说明的各方式适当地进行校正也同样能够应用本发明。
并且，关于脉冲时间和阈值(例如，第1实施方式中的阈值时间Δt_x_th)、以及脉冲时间阈值(例如，第2实施方式中的切换前脉冲时间阈值Δta_x_th或第1切换后脉冲时间阈值Δtb_x1_th)，根据限制无法允许的程度的小于下限时间的ON脉冲时间或OFF脉冲时间的发生的观点，优选将这些阈值设定为相同值。然而，在能够限制小于下限时间的ON脉冲时间或OFF脉冲时间的发生的范围内，也可以根据其他需要考虑的各种条件而将脉冲时间和阈值及脉冲时间阈值设定为互不相同的值。
另外，在上述各实施方式中，特别是对第1载波与第2载波之间的相位差Φ为90°的情况进行了说明。然而，相位差Φ并不局限于90°。另外，可以根据第1电机7或第2电机8的运转状态使相位差Φ变化，并与该变化的相位差Φ相应地执行与上述载波的切换判断相关的各运算。
另外，在上述各实施方式中，对感应负载为电机的情况下的方式进行了说明。然而，即使是除了电机以外的感应负载，也能够应用本发明。
并且，在用于上述各实施方式的说明的时序图中，示出了如下例子，即，在将基准定时Tde设定为波峰(波谷)的情况下，将虚拟切换定时Tch设定为接下来的波谷(波峰)。然而，也可以以如下方式执行与上述载波的切换判断相关的各种运算，即，将基准定时Tde设定为波峰(波谷)，同样将虚拟切换定时Tch设定为接下来的波峰(波谷)。另外，也可以将基准定时Tde设定为波峰(或波谷)，将虚拟切换定时Tch设定为接下来的波峰及波谷这二者，根据基于分别设定的虚拟切换定时Tch执行的各运算结果而执行上述载波的切换判断。
另外，在上述各实施方式中，在由第1载波发生器52产生的第1载波(Ca1_X)与由第2载波发生器54产生的第2载波(Ca2_X)之间执行载波的切换判断。然而，在针对能够输出相位差互不相同的2个载波的一台载波发生器而将这2个载波中的一个载波指定为用于生成第2桥接电路6的PWM信号的载波的结构中，也可以将这2个载波分别视为第1载波(Ca1_X)及第2载波(Ca2_X)而应用上述实施方式的结构。

Claims (9)

1.一种电力变换控制方法，在该电力变换控制方法中，生成向单相或多相的第1桥接电路及第2桥接电路输出的PWM信号，该第1桥接电路及第2桥接电路相对于直流电源而相互并联连接、且分别与感应负载连接，
选择用于向所述第1桥接电路输出所述PWM信号的第1载波、以及相对于该第1载波而具有规定的相位差的第2载波中的一者，基于该选择的载波而执行用于向所述第2桥接电路输出所述PWM信号的载波的切换控制，其中，
在所述载波的切换控制中，
对作为从第1导通状态切换定时至载波切换定时为止的时间的切换前脉冲时间进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达规定的所述载波切换定时之前的所述第2桥接电路的导通状态切换定时，
对作为从所述载波切换定时至第2导通状态切换定时为止的时间的切换后脉冲时间进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是该载波切换定时以后的最初的所述导通状态切换定时，
当在所述载波切换定时未对所述第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果所述切换前脉冲时间与所述切换后脉冲时间之和小于规定的脉冲时间和阈值，则判断为无法进行所述载波的切换，
当在所述载波切换定时对所述第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果所述切换前脉冲时间或所述切换后脉冲时间小于规定的脉冲时间阈值，则判断为无法进行所述载波的切换。
2.根据权利要求1所述的电力变换控制方法，其中，
在所述载波的切换控制中，
将当前使用的使用载波处于波峰及波谷中的至少一者的定时设定为基准定时，
在所述基准定时以后，将所述使用载波的值和未使用的载波的值一致的定时设定为所述载波切换定时。
3.根据权利要求1所述的电力变换控制方法，其中，
在所述载波的切换控制中，
将当前使用的使用载波处于波峰及波谷中的至少一者的定时设定为基准定时，
在所述基准定时以后，将所述使用载波接下来处于波峰及波谷中的至少一者的定时设定为所述载波切换定时。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换控制方法，其中，
基于所述第1载波与所述第2载波之间的相位差、载波频率以及调制率而对所述切换前脉冲时间及所述切换后脉冲时间进行运算。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换控制方法，其中，
基于所述第2桥接电路的半导体温度、电路特性以及半导体特性中的至少一者而规定所述脉冲时间和阈值或所述脉冲时间阈值。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的电力变换控制方法，其中，
进一步地，在从所述第1桥接电路输出的相电流有效值与从所述第2桥接电路输出的相电流有效值之和小于或等于规定的阈值电流的情况下，判断为无法进行所述载波的切换。
7.根据权利要求6所述的电力变换控制方法，其中，
所述阈值电流设定为小于或等于所述第1桥接电路的相电流有效值的最大值和所述第2桥接电路的相电流有效值的最大值中的较高的值。
8.根据权利要求6所述的电力变换控制方法，其中，
所述阈值电流设定为小于或等于在所述第1桥接电路单独执行动作时能够连续地执行动作的最大电流值、和在所述第2桥接电路单独执行动作时能够连续地执行动作的最大电流值中的较高的值。
9.一种电力变换控制装置，其具有：单相或多相的第1桥接电路和第2桥接电路，它们相对于直流电源而相互并联连接、且分别与感应负载连接；以及控制装置，其生成向所述第1桥接电路及所述第2桥接电路输出的PWM信号，其中，
所述控制装置具有：
第1载波发生器，其生成用于向所述第1桥接电路输出所述PWM信号的第1载波；
第2载波发生器，其生成相对于所述第1载波而具有规定的相位差的第2载波；以及
载波切换部，其选择所述第1载波及所述第2载波中的一者，基于该选择的载波而执行用于向所述第2桥接电路输出所述PWM信号的载波的切换控制，
所述载波切换部具有：
切换前脉冲时间运算部，其对作为从第1导通状态切换定时至载波切换定时为止的时间的切换前脉冲时间进行运算，其中，所述第1导通状态切换定时是即将到达规定的所述载波切换定时之前的所述第2桥接电路的导通状态切换定时；以及
切换后脉冲时间运算部，其对作为从所述载波切换定时至第2导通状态切换定时为止的时间的切换后脉冲时间进行运算，其中，所述第2导通状态切换定时是该载波切换定时以后的最初的所述导通状态切换定时，
当在所述载波切换定时未对所述第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果所述切换前脉冲时间与所述切换后脉冲时间之和小于规定的脉冲时间和阈值，则所述载波切换部判断为无法进行所述载波的切换，
当在所述载波切换定时对所述第2桥接电路的导通状态进行切换的情况下，如果所述切换前脉冲时间或所述切换后脉冲时间小于规定的脉冲时间阈值，则所述载波切换部判断为无法进行所述载波的切换。
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