CN107735936A - 逆变器控制装置以及空气调和机 - Google Patents

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Abstract

逆变器控制装置具备：至少一个逆变器主电路；至少一个电流检测器；电压检测器(13)，检测直流母线之间的直流电压；以及逆变器控制部(15)，根据直流电流和直流电压，生成对多个半导体开关元件的各个进行导通断开控制的PWM信号，逆变器控制部(15)将PWM信号的载波周期设为生成PWM信号的运算周期的1/N倍，在紧接在生成PWM信号的运算开始定时之前的1/2运算周期中进行用电流检测器检测出的直流电流的检测，根据检测到的直流电流运算输出电压矢量，使根据输出电压矢量生成的PWM信号反映到运算开始定时的1/2运算周期后至3/2控制运算周期后的一个运算周期中。

Description

逆变器控制装置以及空气调和机
技术领域
本发明涉及通过驱动逆变器主电路内的多个开关元件，将从直流母线供给的直流电力变换为三相交流电力的逆变器控制装置以及空气调和机。
背景技术
专利文献1所示的以往的逆变器控制装置具备：逆变器主电路，具备与直流电源的正侧连接的上支路开关元件群和与直流电源的负侧连接的下支路开关元件群；电流传感器，检测在直流电源与逆变器主电路之间流过的电流；以及控制电路，生成对上支路开关元件群和下支路开关元件群的各个进行导通断开控制的脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation：PWM)信号。控制电路构成为进行如下控制：在接近载波周期内的半周期经过以后的上支路开关元件群的ON期间末端的定时，用电流传感器检测相电流，在接下来的载波周期使用用电流传感器检测出的电流，运算下下个载波周期中的PWM调制。
现有技术文献
专利文献1：日本专利第5200395号公报
发明内容
然而，以往的逆变器控制装置进行如下控制：在接下来的载波周期使用检测到的电流，运算下下个载波周期中的PWM调制，所以存在如下课题：在控制的运算时间小于载波周期的1/2时可实现的用途中控制的响应性低，无法追随高速旋转时的负载变动，导致失调或者过电流切断。
本发明是鉴于上述完成的，其目的在于得到一种在运算时间小于载波周期的1/2时可实现的用途中控制的响应性提高的逆变器控制装置。
为了解决上述课题并达成目的，本发明的逆变器控制装置的特征在于，具备：至少一个逆变器主电路，使用配置于与直流电源的正极端和负极端分别连接的直流母线之间的多个半导体开关元件，将直流电源供给的直流电力变换为三相交流电力，输出到至少一个三相同步电动机；至少一个电流检测器，检测在直流母线中流过的直流电流；电压检测器，检测直流母线之间的直流电压；以及逆变器控制部，根据直流电流和直流电压，生成对多个半导体开关元件的各个半导体开关元件进行导通断开控制的脉冲宽度调制信号，逆变器控制部将N设为1以上的整数，将脉冲宽度调制信号的载波周期设为生成脉冲宽度调制信号的运算周期的1/N倍，在紧接在生成脉冲宽度调制信号的运算开始定时之前的1/2运算周期中进行用电流检测器检测出的直流电流的检测，根据检测到的直流电流运算输出电压矢量，将根据输出电压矢量生成的脉冲宽度调制信号反映到运算开始定时的1/2运算周期后至3/2控制运算周期后的一个运算周期中。
本发明的逆变器控制装置起到在运算时间小于载波周期的1/2时可实现的用途中控制的响应性提高这样的效果。
附图说明
图1是以本发明的实施方式1的逆变器控制装置为中心的空气调和机的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的逆变器控制部的硬件结构的图。
图3是本发明的实施方式1的逆变器控制部中的第一逆变器控制运算和第二逆变器控制运算的时序图。
图4是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的压缩机控制运算运算出的输出电压矢量Vs的矢量图。
图5是示出针对基本电压矢量的逆变器主电路的开关元件的开关状态和从直流电流信息得到的相电流信息的对应关系的图。
图6是与图4所示的输出电压矢量Vsc对应的PWM信号的时序图。
图7是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的压缩机控制运算运算出的两个输出电压矢量Vsa、Vsb的矢量图。
图8是与图7的输出电压矢量Vsa、Vsb对应的PWM信号的时序图。
图9是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的风扇控制运算运算出的输出电压矢量Vs的矢量图。
图10是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的风扇控制运算运算出的两个输出电压矢量Vsa、Vsb的矢量图。
图11是本发明的实施方式2的逆变器控制部中的第一逆变器控制运算和第二逆变器控制运算的时序图。
图12是示出相对于调制率的压缩机载波频率和综合效率的关系的图。
图13是示出调制率Vk和压缩机载波周期Tc1的关系的图。
(符号说明)
1：压缩机；2：四通阀；3-1：室外热交换器；3-2：室内热交换器；4：膨胀阀；6：制冷剂配管；7：送风风扇；8：交流电源；9：转换器电路；10：第一逆变器主电路；10'：第二逆变器主电路；11：第一三相同步电动机；11'：第二三相同步电动机；11a、11a'：定子；11b、11b'：永磁铁转子；12：压缩部；13：电压检测器；14、14'：电流检测器；14a、14a'：分流电阻；14b、14b'：放大器；15：逆变器控制部；15a：信息输入输出部；15b：存储器；15c：运算部；15c1：载波生成部；15c2：PWM信号生成部。
具体实施方式
以下，根据附图详细说明本发明的实施方式的逆变器控制装置以及空气调和机。此外，本发明不限于该实施方式。
实施方式1.
图1是以本发明的实施方式1的逆变器控制装置为中心的空气调和机的结构图。图1示出室内机和室外机被分离的分离型的空气调和机，在本实施方式中以分离型的空气调和机中的室外机的逆变器控制装置为例子进行说明。
空气调和机构成为具有：转换器电路9；第一逆变器主电路10，经由直流母线与转换器电路9的输出端连接；第二逆变器主电路10’，经由直流母线与转换器电路9的输出端连接；压缩机1，利用从第一逆变器主电路10供给的交流电力进行驱动；第二三相同步电动机11’，利用从第二逆变器主电路10’供给的交流电力驱动送风风扇7；四通阀2；室外热交换器3-1；室内热交换器3-2；以及膨胀阀4。
另外，空气调和机构成为具有：电压检测器13，检测转换器电路9的输出电压、即直流母线的正负之间的直流电压；电流检测器14，检测从转换器电路9供给到第一逆变器主电路10的直流电力的电流、即在转换器电路9与第一逆变器主电路10之间的直流母线中流过的直流电流；电流检测器14’，检测从转换器电路9供给到第二逆变器主电路10’的直流电力的电流、即在转换器电路9与第二逆变器主电路10’之间的直流母线中流过的直流电流；以及逆变器控制部15。
在图1所示的空气调和机中，压缩机1、四通阀2、室外热交换器3-1、室内热交换器3-2以及膨胀阀4经由制冷剂配管6而被安装，构成使制冷剂循环的制冷剂回路。另外，空气调和机利用在制冷剂蒸发或者凝结时对作为热交换对象的空气进行吸热或者放热，一边使通过管内的制冷剂的压力变化，一边进行空气调和运转。通过送风风扇7旋转而产生的风流通到室外热交换器3-1。由此，在室外热交换器3-1中进行制冷剂和空气的热交换。
同样地，通过未图示的送风风扇旋转而产生的风流通到室内热交换器3-2。由此，在室内热交换器3-2中进行制冷剂和空气的热交换。在此，在空气调和机中，除了制冷剂配管6以外，仅室内热交换器3-2配置于空气调和机的室内机侧，除了室内热交换器3-2以外配置于室外机侧。
转换器电路9将从交流电源8供给的交流电力变换为直流电力并输出。转换器电路9构成为具有：未图示的二极管桥，对交流电源8进行整流；以及未图示的平滑电容器，对二极管桥的输出进行平滑。转换器电路9的结构不限于此，能够将任意的电路结构用于转换器电路9。
电流检测器14检测从转换器电路9供给到第一逆变器主电路10的直流电力的电流、即在转换器电路9与第一逆变器主电路10之间的直流母线中流过的直流电流，包括分流电阻14a和放大器14b。另外，电流检测器14’检测从转换器电路9供给到第二逆变器主电路10’的直流电力的电流、即在转换器电路9与第二逆变器主电路10’之间的直流母线中流过的直流电流，包括分流电阻14a’和放大器14b’。在本实施方式中，设为电流检测器14和电流检测器14’为使用分流电阻的结构，但电流检测器14和电流检测器14’的结构不限于此，也可以使用例如使用霍尔传感器的响应性良好的电流传感器。
第一逆变器主电路10构成为具有多个开关元件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6、与多个开关元件SW1～SW6的各个逆并联连接的多个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6以及用于驱动多个开关元件SW1～SW6的各个的未图示的驱动电路。配置于直流母线的正侧的三个开关元件SW1、SW2、SW3构成上支路侧开关元件群，配置于直流母线的负侧的三个开关元件SW4、SW5、SW6构成下支路侧开关元件群。
第二逆变器主电路10’构成为具有多个开关元件SW1’、SW2’、SW3’、SW4’、SW5’、SW6’、与多个开关元件SW1’～SW6’的各个逆并联连接的多个二极管D1’、D2’、D3’、D4’、D5’、D6’以及用于驱动多个开关元件SW1’～SW6’的各个的未图示的驱动电路。配置于直流母线的正侧的三个开关元件SW1’、SW2’、SW3’构成上支路侧开关元件群，配置于直流母线的负侧的三个开关元件SW4’、SW5’、SW6’构成下支路侧开关元件群。
在本实施方式中，第一逆变器主电路10和第二逆变器主电路10’分别包括IPM(Inteligent Power Module，智能电源模块)。另外，在本实施方式中，第一逆变器主电路10的开关元件SW1～SW6由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)构成，第二逆变器主电路10’的开关元件SW1’～SW6’由MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。但是，第一逆变器主电路10以及第二逆变器主电路10’的结构不限于此，也可以使用IGCT(Insulated Gate Controlled Thyristor，绝缘栅控晶闸管)或者FET(Field EffectTransistor，场效应晶体管)这样的半导体开关。此外，第一逆变器主电路10和第二逆变器主电路10’用同样的结构实现，所以以下以第一逆变器主电路10的结构为中心进行说明。
压缩机1构成为具有：压缩部12，对制冷剂进行压缩；以及第一三相同步电动机11，与第一逆变器主电路10连接，利用从第一逆变器主电路10供给的三相交流电力驱动压缩部12。第一三相同步电动机11构成为具有：包括U相、V相及W相的三相Y形接线的圆筒状的定子11a；以及永磁铁转子11b，配置于定子11a的内侧。
送风风扇7被第二三相同步电动机11’驱动。第二三相同步电动机11’利用从第二逆变器主电路10’供给的三相交流电力而驱动。第二三相同步电动机11’构成为具有：包括U相、V相以及W相的三相Y形接线的圆筒状的定子11a’；以及永磁铁转子11b’，配置于定子11a’的内侧。
逆变器控制部15根据用电压检测器13检测出的直流电压信息Vdc、用电流检测器14检测出的直流电流信息Idc以及从外部输入的压缩机角速度指令ω*，生成用于驱动构成第一逆变器主电路10的六个多个开关元件SW1～SW6的PWM信号。另外，逆变器控制部15根据直流电压信息Vdc、用电流检测器14’检测出的直流电流信息Idc’以及从外部输入的风扇角速度指令ω*’，生成用于驱动构成第二逆变器主电路10’的六个多个开关元件SW1’～SW6’的PWM信号。
在图1中，用于驱动多个开关元件SW1～SW6的PWM信号被记载为UP、UN、VP、VN、WP、WN。UP、VP、WP是配置于第一逆变器主电路10的直流母线的正侧的上支路侧开关元件群的PWM信号，分别为多个开关元件SW1、SW2、SW3的驱动信号。UN、VN、WN是配置于第一逆变器主电路10的直流母线的负侧的下支路侧开关元件群的PWM信号，分别为多个开关元件SW4、SW5、SW6的驱动信号。另外，在图1中，用于驱动多个开关元件SW1’～SW6’的PWM信号被记载为UP’、UN’、VP’、VN’、WP’、WN’。UP’、VP’、WP’是配置于第二逆变器主电路10’的直流母线的正侧的上支路侧开关元件群的PWM信号，分别为多个开关元件SW1’、SW2’、SW3’的驱动信号。UN’、VN’、WN’是配置于第二逆变器主电路10’的直流母线的负侧的下支路侧开关元件群的PWM信号，分别为多个开关元件SW4’、SW5’、SW6’的驱动信号。
图2是示出本发明的实施方式1的逆变器控制部的硬件结构的图。逆变器控制部15包括信息输入输出部15a、存储器15b以及运算部15c。运算部15c包括载波生成部15c1以及PWM信号生成部15c2。运算部15c是CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或者MPU(Micro Processing Unit，微型处理单元)这样的处理器。存储器15b是RAM(Random AccessMemory，随机存取存储器)或者ROM(Read Only Memory，只读存储器)这样的存储介质，信息输入输出部15a是用于输入直流电压信息Vdc和直流电流信息Idc并输出PWM信号的接口电路。预先将运算部15c用的程序储存到存储器15b，作为处理器的运算部15c执行该程序，从而实现载波生成部15c1以及PWM信号生成部15c2。
接下来，说明逆变器控制部15中的动作。
图3是本发明的实施方式1的逆变器控制部中的第一逆变器控制运算和第二逆变器控制运算的时序图。第一逆变器控制运算是指生成用于驱动第一逆变器主电路10的多个开关元件的PWM信号的运算，第二逆变器控制运算是指生成用于驱动第二逆变器主电路10’的多个开关元件的PWM信号的运算。以下，有时将第一逆变器控制运算称为压缩机控制运算，将第二逆变器控制运算称为风扇控制运算。
在图3中，(a)示出利用压缩机控制运算生成的PWM信号的压缩机载波。(b)示出压缩机控制运算的开始定时。(c)示出压缩机控制运算的处理区间。(d)示出利用风扇控制运算生成的PWM信号的风扇载波。(e)示出风扇控制运算的开始定时。(f)示出风扇控制运算的处理区间。
在(a)的压缩机载波上记载的Vsa、Vsb表示反映在(c)的压缩机控制运算中运算出的第一输出电压矢量的区间。在(d)的风扇载波上记载的Vsa、Vsb表示反映在(f)的风扇控制运算中运算出的第二输出电压矢量的区间。输出电压矢量的详细内容后述。在此，为方便起见，以“Vsxy_z”的形式记载输出电压矢量。在输出电压矢量Vsxy_z的“x”的部分有“a”和“b”，“x＝a”的输出电压矢量表示能够根据用电流检测器14、14’检测到的直流电流信息再现在同步电动机中流过的二相的相电流信息的矢量。“x＝b”的输出电压矢量表示在合成两个矢量时成为每个后述运算周期的输出电压矢量的输出电压矢量。其中，虽如后所述，但调制率为1以上时，即使合成两个矢量还可能有不与每个运算周期的输出电压矢量一致的状态。对Vsxy_z的“y”的部分代入整数，例如“y＝1”的输出电压矢量是在图3(c)或者图3(f)的“运算1”中运算出的输出电压矢量，“y＝2”的输出电压矢量是在图3(c)或者图3(f)的“运算2”中运算出的输出电压矢量。对Vsxy_z的“z”的部分代入“1”或者“2”，“z＝1”的输出电压矢量是基于作为第一逆变器控制运算的压缩机控制运算的输出电压矢量，“z＝2”的输出电压矢量是基于作为第二逆变器控制运算的风扇控制运算的输出电压矢量。另外，在逆变器控制部15中，压缩机载波和风扇载波都使用左右对称的三角波载波。另外，逆变器控制部15将压缩机控制运算和风扇控制运算设为相同的运算周期Ts、例如Ts＝1/5kHz，将各个载波频率设为例如5kHz、15kHz，设为取得同步的值。然后，逆变器控制部15针对作为压缩机载波周期的Tc1的每一个载波周期进行压缩机控制运算，针对作为风扇载波周期的Tc2的每三个载波周期进行风扇控制运算，将各自的运算开始定时设定成错开1/2运算周期。此外，以各自的运算处理时间小于1/2运算周期为前提。
首先，利用图3(c)的“运算1”的定时，说明作为逆变器控制部15的第一逆变器控制的压缩机控制的动作。“运算1”的运算开始定时是压缩机载波的波谷定时E。逆变器控制部15在紧接在运算开始定时E之前的压缩机载波的半载波周期的B～E的区间中检测在“运算1”中使用的直流电流信息Idc。在该B～E的半载波周期区间中输出与输出电压矢量“Vsa0_1”对应的PWM信号，所以逆变器控制部15能够从直流电流信息Idc检测作为在第一三相同步电动机11中流过的二相的相电流的信息的相电流信息。逆变器控制部15根据直流电流信息Idc，求出从运算开始定时E起一个运算周期后的定时K处的输出电压矢量，在从运算开始定时E至1/2运算周期后的E～H的区间内进行生成与该输出电压矢量对应的PWM信号的运算。生成的PWM信号被反映到运算开始定时E的1/2运算周期后至3/2运算周期后的H～N的区间。在此，逆变器控制部15在紧接在接下来的“运算2”的运算开始定时K之前的压缩机载波的半载波周期的H～K的区间输出与输出电压矢量“Vsa1_1”对应的PWM信号，在剩余的K～N的区间，输出与输出电压矢量“Vsb1_1”对应的PWM信号。同样地，逆变器控制部15针对每个运算周期Ts还进行图3(c)的“运算2”以后的运算。在此，运算开始定时无需是三角波载波的波谷定时，只要能够在希望反映PWM信号的定时以前结束运算，则也可以是比上述波谷定时晚的定时。
接下来，利用图3(f)的“运算1”的定时，说明作为逆变器控制部15的第二逆变器控制的风扇控制的动作。“运算1”的运算开始定时是风扇载波的波谷定时B。逆变器控制部15在紧接在运算开始定时B之前的风扇载波的半载波周期的A～B的区间检测在“运算1”中使用的直流电流信息Idc’。在该A～B的半载波周期区间输出与输出电压矢量“Vsa0_2”对应的PWM信号，所以逆变器控制部15能够从直流电流信息Idc’检测在第二三相同步电动机11’中流过的二相的相电流信息。逆变器控制部15根据直流电流信息Idc’求出从运算开始定时B起一个运算周期后的定时H的输出电压矢量，在从运算开始定时B至1/2运算周期后的期间的B～E的区间内进行生成与该输出电压矢量对应的PWM信号的运算。生成的PWM信号被反映到运算开始定时B的1/2运算周期后至3/2运算周期后的E～K的区间。在此，逆变器控制部15在紧接在接下来的“运算2”的开始定时H之前的、风扇载波的半载波周期的G～H的区间输出与输出电压矢量“Vsa1_2”对应的PWM信号，在剩余的E～G以及H～K的区间输出与输出电压矢量“Vsb1_2”对应的PWM信号。同样地，逆变器控制部15针对每个运算周期Ts还进行图3(f)的“运算2”以后的运算。在此，运算开始定时无需是三角波载波的波谷定时，只要能够在希望反映PWM信号的定时以前结束运算，则也可以是比上述波谷定时晚的定时。
在此，作为第一逆变器控制的压缩机控制和作为第二逆变器控制的风扇控制除了与载波频率有关的点以外为相同的动作。因此，以下，以作为第一逆变器控制的压缩机控制为中心说明用逆变器控制部15运算出的输出电压矢量。
关于输出电压矢量Vs，如果求出旋转坐标系的控制轴(γ-δ轴)中的γ轴电压Vγ的值和δ轴电压Vδ的值，则通过下述式(1)求出其大小|Vs|，通过下述式(2)求出从γ轴起的相位θv。能够根据压缩机角速度指令ω*和在第一三相同步电动机11中流过的相电流信息，用例如日本专利第3860031号公报记载的公知的方法计算γ轴电压Vγ和δ轴电压Vδ。另外，使用从转换器电路9输出的直流母线之间的直流电压、即直流电压信息Vdc，通过下述式(3)求出该情况的调制率Vk。
[式1]
[式2]
[式3]
接下来，说明输出电压矢量Vs和第一逆变器主电路10的开关元件的关系。
图4是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的压缩机控制运算运算出的输出电压矢量Vs的矢量图，图5是示出针对基本电压矢量的逆变器主电路的开关元件的开关状态和从直流电流信息得到的相电流信息的对应关系的图。图6是与图4所示的输出电压矢量Vsc对应的PWM信号的时序图。图7是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的压缩机控制运算运算出的两个输出电压矢量Vsa、Vsb的矢量图。
图4所示的V0～V7是基本电压矢量，如图5所示与第一逆变器主电路10的多个开关元件SW1～SW6的导通断开状态的八个组合对应。如图5所示关于基本电压矢量V0，开关元件SW1、SW2、SW3是OFF，开关元件SW4、SW5、SW6是ON。关于基本电压矢量V1，开关元件SW2、SW3、SW4是OFF，开关元件SW1、SW5、SW6是ON。关于基本电压矢量V2，开关元件SW3、SW4、SW5是OFF，开关元件SW1、SW2、SW6是ON。关于基本电压矢量V3，开关元件SW1、SW3、SW5是OFF，开关元件SW2、SW4、SW6是ON。关于基本电压矢量V4，开关元件SW1、SW5、SW6是OFF，开关元件SW2、SW3、SW4是ON。关于基本电压矢量V5，开关元件SW1、SW2、SW6是OFF，开关元件SW3、SW4、SW5是ON。关于基本电压矢量V6，开关元件SW2、SW4、SW6是OFF，开关元件SW1、SW3、SW5是ON。关于基本电压矢量V7，开关元件SW4、SW5、SW6是OFF，开关元件SW1、SW2、SW3是ON。
另外，在图5中，示出在各开关元件为V1～V6的非零的电压矢量的状态时与从直流电流信息Idc得到的在第一三相同步电动机11中流过的相电流信息的对应关系。相电流信息“+Iu”对应于基本电压矢量V1，相电流信息“-Iw”对应于基本电压矢量V2，相电流信息“+Iv”对应于基本电压矢量V3，相电流信息“-Iu”对应于基本电压矢量V4，相电流信息“+Iw”对应于基本电压矢量V5，相电流信息“-Iv”对应于基本电压矢量V6。相电流信息的“+”表示从第一逆变器主电路10向第一三相同步电动机11的定子11a的方向流过的相电流的方向，相电流信息的“-”表示其反方向。
在图4的矢量图中，用每个运算周期Ts的大小表示输出电压矢量Vs的大小。在实施方式1中，将压缩机载波的载波周期设定为与压缩机控制运算的运算周期相同。因此，每半载波周期(Tc1/2)的输出电压矢量Vsc为输出电压矢量Vs的大小的1/2。ti是与输出电压矢量Vsc邻接的大小为非零的基本电压矢量的V1、V2中的、作为旋转方向源的基本电压矢量的V1的每半载波周期的输出时间。旋转方向源意味着相对输出电压矢量的旋转方向为后方。tk是作为旋转方向目的地的基本电压矢量的V2的每半载波周期的输出时间。旋转方向目的地意味着相对输出电压矢量的旋转方向为前方。TMIN是为了检测供给到第一逆变器主电路10的直流电流而所需的最小时间。考虑在供给到第一逆变器主电路10的直流电流中发生的振铃时间和电流检测器14的延迟时间而设定最小时间TMIN。
在此，将从与输出电压矢量Vsc邻接且大小为非零的基本电压矢量的V1、V2中的、作为旋转方向源的基本电压矢量的V1至输出电压矢量Vs的角度设为未图示的θx[°]。此时，能够分别通过下述式(4)、(5)求出时间ti、tk。
[式4]
ti＝Vk×(Tc1/2)×sin(60°-θx)…(4)
[式5]
tk＝Vk×(Tc1/2)×sin(θx)…(5)
在图6中，(a)示出压缩机载波。(b)示出第一逆变器主电路10的开关元件SW1～SW6的PWM信号。(c)示出从电流检测器14输出的直流电流信息Idc。(d)示出与PWM信号对应的电压矢量状态。另外，在(a)的压缩机载波上记载的Vsc表示在压缩机载波的半载波周期输出的输出电压矢量，在图6中，示出在载波的下降半周期输出的Vsc、和在载波的上升半周期输出的Vsc。在(b)中，在PWM信号是“H(ON)”的情况下，其对应的开关元件进行ON动作，在“L(OFF)”的情况下，其对应的开关元件进行OFF动作。例如，在PWM信号的UP是“H(ON)”的情况下，作为其对应的开关元件的SW1为ON，在UP是“L(OFF)”的情况下，SW1为OFF。在实施方式1中，将半载波周期中的零矢量V0、V7的输出比值设为1：1，但该输出比值可任意地设定。另外，在PWM信号UP和UN、VP和VN、WP和WN的开关状态的切换的“从ON到OFF”或者“从OFF到ON”时，需要设置防止开关元件的上下短路的上下短路防止时间，但在此为了简化说明而省略。如果这样求出输出电压矢量，则能够生成与该输出电压矢量对应的PWM信号。
如图4所示，输出电压矢量Vsc的输出时间ti是TMIN以上，但输出电压矢量Vsc的输出时间tk小于TMIN，在逆变器控制部15中无法根据直流电流信息Idc得到二相的相电流信息。因此，本实施方式的逆变器控制部15如图7所示，将每个运算周期Ts的输出电压矢量Vs分成从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息的作为第一输出电压矢量的Vsa、和与该Vsa的合成成为Vs的作为第二输出电压矢量的Vsb而输出。具体而言，将与电压矢量Vsa邻接且大小为非零的基本电压矢量的V1、V2中的、旋转方向源的作为基本电压矢量的V1的每半载波周期的输出时间设为tia，设为“tia＝ti”，将作为旋转方向目的地的基本电压矢量的V2的每半载波周期的输出时间设为tka，设为“tka＝TMIN”。在此，在成为“(tia+tka)>(Tc1/2)”的情况下，将tia和tka中的输出时间长的一方设为“(Tc1/2)-TMIN”。另外，将输出电压矢量Vsb的旋转方向源的基本电压矢量的剩余的每个输出区间(在图7中为半载波周期)的输出时间设为tib。另外，将输出电压矢量Vsb的旋转方向目的地的基本电压矢量的剩余的每个输出区间(在图7中半载波周期)的输出时间设为tkb。另外，在成为“(tib+tkb)>(Tc1/2)×Nc”的情况下，使输出时间tib、tkb中的短的一方接近0，以使得成为“(tib+tkb)＝(Tc1/2)×Nc”。Nc是输出Vsb的区间的半载波周期的数量，在该情况下Nc＝1。在此，在即使使输出时间的短的一方成为0仍不成为“(tib+tkb)＝(Tc1/2)×Nc”的情况下，进而使输出时间长的一方成为“(Tc1/2)×Nc”。在调制率为1以上时，输出电压矢量Vsb成为这样的状态，但在该情况下，成为输出电压矢量Vsa和输出电压矢量Vsb的合成矢量与输出电压矢量Vs不完全一致的状态。
图8是与图7的输出电压矢量Vsa、Vsb对应的PWM信号的时序图。在图8中示出逆变器控制部15在压缩机载波的下降的半载波周期输出输出电压矢量Vsa、在压缩机载波的上升的半载波周期输出输出电压矢量Vsb的情况。具体而言，逆变器控制部15根据上述图3的(a)～(c)的定时，输出输出电压矢量Vsa、Vsb。图8的(a)～(d)的含义与图6的(a)～(d)相同。在图8的输出输出电压矢量Vsa的压缩机载波半周期，作为上支路侧开关元件的PWM信号的UP、VP以及WP各自的ON宽度不同，在所述三个PWM信号中，UP的ON宽度为最大值，VP的ON宽度为中间值，WP的ON宽度为最小值。
但是，图8的(c)中的检测定时Trg1、Trg2a、Trg2b分别表示用于从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息的检测定时。检测定时Trg1是上支路侧开关元件群的PWM信号的ON宽度为中间值的PWM信号(例如图8的VP)即将从ON切换到OFF之前的定时。检测定时Trg2a是上支路侧开关元件群的PWM信号的ON宽度为中间值的PWM信号(例如图8的VP)刚刚从ON切换到OFF之后的定时。检测定时Trg2b是上支路侧开关元件群的PWM信号的ON宽度为最大的PWM信号(例如图8的UP)即将从ON切换到OFF之前的定时。
图8示出在Trg1和Trg2a的检测定时从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息时，在VP从ON切换到OFF的前后，以得到二相的相电流信息的最小时间进行检测的情况。“最小时间”是与上述最小时间TMIN相同的时间。另外，图8还示出在Trg1和Trg2b的检测定时从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息时，在VP和UP分别即将从ON切换到OFF之前检测各个电压矢量状态下的相电流信息的情况。
当在Trg1和Trg2a的检测定时从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息的情况下，能够从直流电流信息Idc以最小时间的间隔得到二相的相电流信息，所以具有根据“Iu+Iv+Iw＝0”的关系，剩余的一相的相电流也能够高精度地再现这样的优点。但是，Trg1成为检测的电压矢量状态的末端附近的定时，Trg2a成为刚刚切换到检测的电压矢量状态之后的定时，所以检测的相电流的状态不同。
另一方面，当在Trg1和Trg2b的检测定时从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息的情况下，在分别检测的电压矢量状态的末端附近进行检测，所以具有得到的相电流信息都能够检测输出该电压矢量状态时的峰值附近的相电流值的优点。然而，Trg1和Trg2b的间隔离开至最大半载波周期附近。因此，在转速低的情况下，Trg1和Trg2b的间隔所导致的影响小，所以优选在Trg1和Trg2b的检测定时从直流电流信息得到二相的相电流信息，在转速高的情况下，在Trg1和Trg2a的检测定时从直流电流信息得到二相的相电流信息。
接下来，使用图9以及图10，说明风扇的载波频率中的输出电压矢量。在此，为简化说明，将在图4以及图7的说明中使用的记号以相同的意义还用于风扇控制。但是，在风扇控制的情况下，上述式(4)和式(5)中的载波周期代替“Tc1”而成为“Tc2”。另外，最小时间TMIN在第一逆变器主电路10中使用的开关元件以及电流检测器的结构变化时成为不同的值，但在图9以及图10上，以与图4以及图7的最小时间TMIN相同的大小，表示最小时间TMIN。
图9是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的风扇控制运算运算出的输出电压矢量Vs的矢量图。图10是通过本发明的实施方式1的逆变器控制部中的风扇控制运算运算出的两个输出电压矢量Vsa、Vsb的矢量图。在图9以及图10中，说明每个运算周期的输出电压矢量Vs处于与图4以及图7时相同的状态的情况。在本实施方式中，将风扇载波的载波周期设为风扇控制运算的运算周期的1/3，所以如图9所示每半载波周期(Tc2/2)的输出电压矢量Vsc的大小为矢量Vs的大小的1/6。在该情况下，输出电压矢量Vsc的输出时间ti、tk都为TMIN以下，无法从直流电流信息Idc’得到第二三相同步电动机11’的相电流信息。因此，本实施方式的逆变器控制部15如图10所示，将每个运算周期Ts的输出电压矢量Vs分成从直流电流信息Idc得到二相的相电流信息的作为第一输出电压矢量的Vsa、和与该输出电压矢量Vsa的合成成为Vs的作为第二输出电压矢量的Vsb而输出。在此，逆变器控制部15在风扇载波的半载波周期输出输出电压矢量Vsa。另外，逆变器控制部15在作为剩余的输出区间的2.5个载波周期，针对每半载波周期均等地分割输出电压矢量Vsb并输出。即，逆变器控制部15根据上述图3的(d)～(f)的定时，输出输出电压矢量Vsa和输出电压矢量Vsb。
在此，在图10中，输出电压矢量Vsa的输出时间tia、tka都设为TMIN，但在Vsc的输出时间ti>最小时间TMIN的情况下，设为“tia＝ti”，在tk>TMIN的情况下，设为“tka＝tk”。但是，在“(tia+tka)>(Tp2/2)”的情况下，将输出时间tia、tka中的输出时间长的一方设为“(Tp2/2)-TMIN”。另外，在输出电压矢量Vsb的输出时间tib、tkb为“(tib+tkb)>(Tp2/2)×Nc”的情况下，使输出时间tib、tkb中的输出时间短的一方接近0，以使得成为“(tib+tkb)＝(Tp2/2)×Nc”。Nc是输出Vsb的区间的半载波周期的数量，在该情况下Nc＝5。然而，在即使使输出时间tib、tkb中的输出时间短的一方成为0仍不成为“(tib+tkb)＝(Tp2/2)×Nc”的情况下，进而将输出时间长的一方设为“(Tp2/2)×Nc”。在调制率为1以上时，输出电压矢量Vsb成为这样的状态，但在该情况下，输出电压矢量Vsa和输出电压矢量Vsb的合成矢量成为与输出电压矢量Vs不完全一致的状态。
此外，在本实施方式中，在作为第一逆变器控制的压缩机控制和作为第二逆变器控制的风扇控制这两方中，使用了根据直流电流生成PWM信号的方法，但在例如一方的逆变器控制中既可以使用直接检测在三相同步电动机中流过的电流来生成PWM信号的方法，也可以使用在下支路侧开关元件群与直流母线的负侧之间配置分流电阻并利用分流电阻的电压下降检测在三相同步电动机中流过的电流的方法。
另外，在使用永磁铁同步电动机的风扇控制的情况下，也可以使用能够检测其磁极位置的霍尔元件来驱动。另外，在本实施方式中，将作为第一逆变器控制的压缩机控制的载波频率、和作为第二逆变器控制的风扇控制的载波频率设定为取得同步的值，但由于产生载波频率的制约，所以在运算处理时间相对于运算周期有足够的富余的情况下，无需特别在两个逆变器控制中设定为取得同步的载波频率。
如以上所述，实施方式1的逆变器控制装置具备：至少一个逆变器主电路，使用配置于与直流电源的正极端和负极端分别连接的直流母线之间的多个半导体开关元件，将所述直流电源供给的直流电力变换为三相交流电力，输出到至少一个三相同步电动机；至少一个电流检测器，检测在所述直流母线中流过的直流电流；电压检测器，检测所述直流母线之间的直流电压；以及逆变器控制部，根据所述直流电流和所述直流电压，生成对所述多个半导体开关元件的各个进行导通断开控制的PWM信号，所述逆变器控制部将N设为1以上的整数，将所述PWM信号的载波周期设为生成所述PWM信号的运算周期的1/N倍，在紧接在生成所述PWM信号的运算开始定时之前的1/2运算周期中进行用所述电流检测器检测出的直流电流的检测，根据所述检测出的直流电流，运算所述运算开始定时的一个运算周期后的定时下的输出电压矢量，使根据所述输出电压矢量生成的PWM信号反映到所述运算开始定时的1/2运算周期后至3/2控制运算周期后的一个运算周期中。通过该结构，在逆变器控制装置的运算时间小于载波周期的1/2时可实现的用途中，得到控制的响应性更高的逆变器控制装置的控制方法，还能够追随高速旋转时的负载变动，能够抑制发生失调以及过电流切断。另外，在如房间空调的室外机那样用一个处理器使压缩机和风扇的两个逆变器控制动作的情况下，即使在一个逆变器控制的运算时间为载波周期的1/2以上时，也不会引起控制失败而得到适当的控制响应性。
另外，逆变器控制部以能够在紧接在所述运算开始定时之前的半载波周期中进行所述直流电流的检测的方式，将所述输出电压矢量分割为利用检测到的所述直流电流得到在所述三相同步电动机中流过的二相的相电流信息的作为第一输出电压矢量的输出电压矢量Vsa、和与所述第一输出电压矢量的合成矢量成为所述输出电压矢量的作为第二输出电压矢量的输出电压矢量Vsb，在紧接在接下来的运算开始定时之前的半载波周期中输出与所述第一输出电压矢量对应的PWM信号，在剩余的输出区间输出与所述第二输出电压矢量对应的PWM信号。通过该结构，能够根据最近的直流电流信息生成PWM信号，能够得到控制的响应性更高的逆变器控制装置。
另外，在调制率为1以上时，逆变器控制部设为从直流电流信息得到二相的相电流信息的输出电压矢量Vsa、和在输出电压矢量Vsa以外的剩余的输出区间输出的输出电压矢量Vsb的合成矢量未必与每个运算周期的输出电压矢量Vs一致，所以始终从直流电流信息得到二相的相电流信息，能够得到稳定的逆变器控制装置。
另外，逆变器控制部设为在检测直流电流的压缩机载波半周期、例如在图8中输出输出电压矢量Vsa的压缩机载波半周期中，在所述三相同步电动机低速旋转时，在控制所述上支路侧开关元件群的各个的多个所述脉冲宽度调制信号中的导通宽度是最大值的第一脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前检测所述直流电流，并且在所述多个所述脉冲宽度调制信号中的导通宽度是中间值的第二脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前检测所述直流电流，得到所述二相的相电流信息，在所述三相同步电动机高速旋转时，在所述第二脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前和刚刚从导通切换到断开之后检测所述直流电流，得到所述二相的相电流信息，所以能够得到直流电流的检测定时所导致的影响少的稳定的逆变器控制装置。
另外，逆变器控制部将生成驱动多个三相同步电动机中的第一三相同步电动机的第一逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的运算周期、和生成驱动所述多个三相同步电动机中的第二三相同步电动机的第二逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的运算周期设为相同的值，在各自的1/2运算周期中，进行所述第一逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的生成和所述第二逆变器主电路的脉冲宽度调制信号，所以能够得到不会受到控制的运算时间的相互影响的独立的逆变器控制装置。
实施方式2.
一般将比较廉价的硅(Silicon：Si)用于构成逆变器主电路的开关元件和二极管的情形较多。在实施方式2中，说明使用通过碳化硅(Silicon Carbide：SiC)、氮化镓(Gallium Nitride：GaN)或者金刚石(Carbon：C)这样的宽带隙半导体形成的开关元件和二极管的逆变器主电路的结构例。在实施方式2中，以开关元件SW1～SW6和开关元件SW1’～SW6’并非IGBT而是MOSFET为前提，使用图1的结构用同一记号说明实施方式2的结构。另外，其它结构使用与实施方式1相同的记号，关于结构的说明省略。
在第一逆变器主电路10和第二逆变器主电路10’中，在变更为使用SiC的结构的情况下，各逆变器主电路中的开关损耗减少，所以相对于驱动逆变器主电路的PWM信号的压缩机载波频率的所述开关损耗和三相同步电动机的铁损的平衡变化，逆变器主电路和三相同步电动机的综合效率为最大的载波频率向高的一方变化。综合效率为最大的载波频率根据逆变器主电路和三相同步电动机的组合而不同，但在此以在压缩机载波频率是10kHz时综合效率为最大的情况为例子进行说明。
在此，使用图11～图13，说明将压缩机载波的载波频率和风扇载波的载波频率分别设为10kHz、15kHz的情况下的动作。
图11是本发明的实施方式2的逆变器控制部中的第一逆变器控制运算和第二逆变器控制运算的时序图。图11的(a)～(f)的意义与图6的(a)～(f)相同，所以省略说明。另外，风扇控制运算的(d)～(f)的动作与图3的(d)～(f)相同，所以省略说明。在此，在实施方式2的逆变器控制部15中，将压缩机控制运算和风扇控制运算设为相同的运算周期Ts、例如Ts＝1/5kHz。另外，实施方式2的逆变器控制部15在压缩机载波周期Tc1的每两个载波周期进行压缩机控制运算，在风扇载波周期Tc2的每三个载波周期进行风扇控制运算，以错开1/2运算周期的方式设定各个的运算开始定时。此外，以各自的运算处理时间小于1/2运算周期为前提。
图12是示出相对于调制率的压缩机载波频率和综合效率的关系的图。在图12中，横轴是压缩机载波频率，纵轴是综合效率。在图12中，示出两个调制率，将调制率为“小”时的压缩机载波频率的中心值设为“fc1”，将调制率为“大”时的压缩机载波频率的中心值设为“fc2”。另外，在图12中，示出使压缩机载波频率变化时的第一三相同步电动机11中的综合效率。
利用图11(c)的“运算1”的定时说明作为逆变器控制部15的第一逆变器控制的压缩机控制的动作。“运算1”的运算开始定时是压缩机载波的波谷定时E。逆变器控制部15在紧接在运算开始定时E之前的压缩机载波的半载波周期的C’～E的区间检测在“运算1”中使用的直流电流信息Idc。在该C’～E的半载波周期区间输出与输出电压矢量“Vsa0_1”对应的PWM信号，所以逆变器控制部15能够从直流电流信息Idc检测在第一三相同步电动机11中流过的二相的相电流信息。逆变器控制部15根据直流电流信息Idc，求出从运算开始定时E起一个运算周期后的定时K处的输出电压矢量，在从运算开始定时E起1/2运算周期的期间的E～H的区间内，进行生成与该输出电压矢量对应的PWM信号的运算。生成的PWM信号被反映到运算开始定时E的1/2运算周期后至3/2运算周期后的期间的H～N的区间。在此，逆变器控制部15在紧接在接下来的“运算2”的运算开始定时K之前的、压缩机载波的半载波周期的I’～K的区间，输出与输出电压矢量“Vsa1_1”对应的PWM信号，在剩余的H～I’以及K～N的区间输出与输出电压矢量“Vsb1_1”对应的PWM信号。同样地，逆变器控制部15在每个运算周期Ts还进行图11(c)的“运算2”以后的运算。在此，运算开始定时无需是三角波载波的波谷定时，只要能够在希望反映PWM信号的定时以前结束运算，则也可以是比上述波谷定时晚的定时。
然而，在以从直流电流信息Idc得到在第一三相同步电动机11中流过的二相的相电流信息的方式进行控制的情况下，需要如上述图7那样使输出电压矢量变形。其意味着，对第一三相同步电动机11施加的输出电压的变动变大，如此导致在第一三相同步电动机11中流过的相电流的变动变大。因此，特别在调制率低时，即使提高载波频率，第一三相同步电动机11的铁损也得不到改善，如图12所示与调制率为“大”时相比，在调制率为“小”时(fc1<fc2)第一逆变器主电路10和第一三相同步电动机11的综合效率为最大的压缩机载波频率更小。
图13是示出调制率Vk和压缩机载波周期Tc1的关系的图。在图13中，横轴是调制率，纵轴是压缩机载波周期。在图13中，示出与调制率Vk1对应的压缩机载波周期和与调制率Vk2对应的压缩机载波周期。调制率Vk是“Vk2>Vk1”。在调制率Vk是Vk1以下时，用“运算周期Ts/N1”求出压缩机载波周期Tc1，在调制率Vk是Vk2以上时，用“运算周期Ts/N2”求出压缩机载波周期Tc1，系数N1、N2是正的整数，“N2>N1”。例如，N1＝1、N2＝2。在调制率Vk超过Vk1并且小于Vk2的情况下，压缩机载波周期Tc1保持紧接之前的值。在此，能够分别如上述图3、10那样进行N1＝1以及N2＝2的情况下的压缩机控制运算的动作。由此，能够在原样地固定运算周期Ts而接近综合效率为最大的压缩机载波频率的状态下，使第一逆变器主电路10和第一三相同步电动机11动作。
如以上所述，实施方式2的逆变器控制部固定所述运算周期，将对固定后的所述运算周期乘以1以上的整数的系数所得到的值作为所述载波周期，根据所述调制率切换所述系数，所以能够设定为将SiC用于逆变器主电路的开关元件时的、逆变器主电路和三相同步电动机的综合效率变高的载波周期。
另外，通过根据调制率切换系数，能够在固定运算周期的状态下始终以接近综合效率为最大的载波频率的状态动作。
在此，在图13中，按照两个阶段切换系数N，但实施方式2的逆变器控制部15也可以构成为根据调制率和综合效率的特性按照三个阶段以上切换系数N。另外，实施方式2的逆变器控制部15构成为根据调制率切换系数N，但也可以构成为通过得到同样的效果的其它参数、例如三相同步电动机的转速来切换系数N。另外，实施方式2的逆变器控制部15也可以构成为通过调制率和三相同步电动机的转速的组合来切换系数N。
以上的实施方式所示的结构仅为本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内省略、变更结构的一部分。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，具备：
至少一个逆变器主电路，使用配置于与直流电源的正极端和负极端分别连接的直流母线之间的多个半导体开关元件，将所述直流电源供给的直流电力变换为三相交流电力，输出到至少一个三相同步电动机；
至少一个电流检测器，检测在所述直流母线中流过的直流电流；
电压检测器，检测所述直流母线之间的直流电压；以及
逆变器控制部，根据所述直流电流和所述直流电压，生成对所述多个半导体开关元件的各个半导体开关元件进行导通断开控制的脉冲宽度调制信号，
所述逆变器控制部将N设为1以上的整数，将所述脉冲宽度调制信号的载波周期设为生成所述脉冲宽度调制信号的运算周期的1/N倍，在紧接在生成所述脉冲宽度调制信号的运算开始定时之前的1/2运算周期中，进行用所述电流检测器检测出的直流电流的检测，根据检测出的所述直流电流运算输出电压矢量，将根据所述输出电压矢量生成的脉冲宽度调制信号反映到所述运算开始定时的1/2运算周期后至3/2控制运算周期后的一个运算周期中。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述逆变器控制部在紧接在所述运算开始定时之前的半载波周期中进行所述直流电流的检测，将所述输出电压矢量分割为利用检测到的所述直流电流得到在所述三相同步电动机中流过的二相的相电流信息的第一输出电压矢量、和与所述第一输出电压矢量的合成矢量成为所述输出电压矢量的第二输出电压矢量，在紧接在接下来的运算开始定时之前的半载波周期中输出与所述第一输出电压矢量对应的脉冲宽度调制信号，在剩余的输出区间输出与所述第二输出电压矢量对应的脉冲宽度调制信号。
3.根据权利要求1或者2所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述逆变器控制部固定所述运算周期，将对固定的所述运算周期乘以系数而得到的值设为所述载波周期，并且根据调制率，切换所述系数，所述系数是1以上的整数。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述多个半导体开关元件包括与所述直流母线的正侧连接的上支路侧开关元件群和与所述直流母线的负侧连接的下支路侧开关元件群，
所述逆变器控制部在所述三相同步电动机低速旋转时，在所述上支路侧开关元件群的各个控制的多个所述脉冲宽度调制信号中的导通宽度是最大值的第一脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前检测所述直流电流，并且在所述多个所述脉冲宽度调制信号中的导通宽度是中间值的第二脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前检测所述直流电流，得到所述二相的相电流信息，在所述三相同步电动机高速旋转时，在所述第二脉冲宽度调制信号即将从导通切换到断开之前和刚刚从导通切换到断开之后检测所述直流电流，得到所述二相的相电流信息。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述逆变器控制部将生成驱动多个三相同步电动机中的第一三相同步电动机的第一逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的运算周期、和生成驱动所述多个三相同步电动机中的第二三相同步电动机的第二逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的运算周期设为相同的值，在各自的1/2运算周期中进行所述第一逆变器主电路的脉冲宽度调制信号的生成和所述第二逆变器主电路的脉冲宽度调制信号。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的逆变器控制装置，其特征在于，
所述多个半导体开关元件由宽带隙半导体形成。
7.一种空气调和机，其中，
搭载有权利要求1至6中的任意一项记载的逆变器控制装置和压缩机用的所述三相同步电动机。
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