CN103095148B - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力转换装置。根据实施方式的一方面的电力转换装置包括电力转换部和控制部。所述电力转换部包括N个电力转换器，其中，N为不小于2的整数，所述电力转换器基于具有相同周期且相位差等于基准信号的1/（2N）个所述周期的基准信号来输出电压。所述控制部利用所述基准信号的1/2个周期作为控制周期来控制所述N个电力转换器，并且将所述N个电力转换器的控制定时每个移动所述基准信号的1/（2N）个周期。

Description

电力转换装置

技术领域

在此公开的实施方式涉及一种电力转换装置。

背景技术

存在一种传统的电力转换装置，其包括具有多个电力转换器的电力转换部和控制电力转换部的操作的控制部。电力转换装置利用控制部控制电力转换部的电力转换器的操作，将来自交流电源或者直流电源的输入电力转换为交流输出电力。

作为电力转换装置的示例，已知例如日本专利公开第2011-155786号公报中公开的一种电力转换装置，该电力转换装置利用控制部控制电力转换部的电力转换器的输出电压，来执行对来自电力转换部的输出电流的反馈控制。

根据实施方式的一方面，本实施方式的目的是提供一种可以有效地控制电力转换部中包括的多个电力转换器的输出电压的电力转换装置。

发明内容

根据实施方式的一方面的电力转换装置包括电力转换部和控制部。电力转换部包括N（N为不小于2的整数）个电力转换器，电力转换器基于具有相同周期且相位差等于1/（2N）个周期的多个基准信号来输出电压。控制部利用基准信号的1/2周期作为控制周期来控制N个电力转换器，并且将所述N个电力转换器的控制定时每个移动基准信号的1/（2N）周期。

根据实施方式的一方面，能够提供一种可以改善电力转换部中包括的多个电力转换器的输出电压的控制响应的电力转换装置。

附图说明

通过结合附图来参照下文的详细描述，可容易获得并更易于理解对本发明的更完整的鉴析及其带来的众多优点，在附图中：

图1是例示出根据实施方式的电力转换装置的说明图；

图2是例示出根据实施方式的电力转换装置的具体结构的示例的说明图；

图3是例示出根据实施方式的电力转换器的示例的说明图；

图4是例示出根据实施方式的电力转换装置的操作示例的时序图；

图5A是例示出根据实施方式的第一变型例的电力转换装置的说明图；

图5B是例示出根据实施方式的第二变型例的电力转换装置的说明图；以及

图6是例示出根据实施方式的第三变型例的电力转换装置的说明图。

具体实施方式

下文中，将参考附图对根据本公开的实施方式的电力转换装置进行详细说明。此外，下文公开的实施方式并非旨在对本发明进行限制。对以下电力转换装置进行说明，该电力转换装置以PWM（脉宽调制）方式控制其中包括的多个电力转换器的操作，来控制电力转换器的输出电压，由此执行对到预定负载的输出电流的反馈控制。

图1是例示出根据实施方式的电力转换装置1的说明图。如图1所例示，电力转换装置1是包括电力转换部2和控制部3并且向预定负载4输出单相交流电流的装置。

电力转换部2包括将交流输入电压或直流输入电压转换为交流输出电压的N个电力转换器2-1至2-N（N为不小于2的整数）。此外，控制部3控制电力转换部2中包括的N个电力转换器2-1至2-N的操作，以控制从电力转换部2到预定负载的输出电流。

电力转换装置1的电力转换器2-1至2-N基于具有相同周期的基准信号来输出电压。在此，基准信号为用于以PWM方式控制电力转换器2-1至2-N的三角波载波信号。此外，在电力转换装置1中，将具有等于载波信号的1/（2N）个周期（下文中称为“载波周期”）的相移的N个载波信号分别分配给电力转换器2-1至2-N。

随后，控制部3利用载波信号的1/2个周期作为控制周期，来控制N个电力转换器2-1至2-N。此外，控制部3将N个电力转换器2-1至2-N各个的控制定时移动1/（2N）个载波周期，来执行控制。此外，将在下文中参照图4来描述电力转换装置1的控制定时的具体示例。

因此，电力转换装置1可以在N个载波信号的值达到峰值（最大值和最小值）时的定时顺序地控制电力转换器2-1至2-N各个的输出电压。因此，电力转换装置1可以有效地控制电力转换部2中包括的N个电力转换器2-1至2-N各个的输出电压。

因为电力转换装置1在N个载波信号的值达到峰值时的定时，换言之，以1/（2N）个载波周期的相同时间间隔，执行电力转换器2-1至2-N的电压控制，所以可以改善电压控制的稳定性。

接下来，将参考图2来说明电力转换装置1的具体结构的示例。图2是例示出根据实施方式的电力转换装置1的具体结构的示例的说明图。下文中，将对包括两个电力转换器11和21的电力转换部2进行说明。

如图2中所例示，电力转换装置1包括第一单元10和第二单元20以及主控制器30，第一单元10和第二单元20将三相交流电压转换为单相交流电压并输出，主控制器30控制第一单元10和第二单元20的操作。

第一单元10包括电源16、电力转换器11、电流检测器12、以及副控制器13。此外，副控制器13包括A/D（模拟/数字）转换部14和PWM计算部15。与第一单元10类似，第二单元20包括电源26、电力转换器21、电流检测器22、以及副控制器23。此外，副控制器23包括A/D转换部24和PWM计算部25。

在此，将第一单元10的电力转换器11的输出和第二单元20的电力转换器21的输出彼此串联连接。换言之，图2中例示的电力转换装置1是串联多级电力转换装置。此外，图1中例示的电源16和26是输出彼此绝缘的三相交流电压的三相AC电源。

由此，第一单元10和第二单元20具有相同结构。更具体来说，电力转换器11和21是将从电源16和26输入的三相交流电压转换为直流电压，然后将直流电压转换为单相交流电压的电力转换电路。

电力转换器11和21各包括多个开关元件。转换器利用从PWM计算部15输入的驱动信号对开关元件的开启和关闭进行切换，以通过产生三级输出电压来输出单相交流电流。

电力转换器11和21不限于输出三级输出电压的电力转换电路。电力转换器11和21可以是输出任意级（两级以上）输出电压的电力转换电路。在此，参考图3来说明电力转换器11和21的电路结构的示例。

图3是例示出根据实施方式的电力转换器11和21的电路结构的示例的说明图。如图3中所例示，电力转换器11和21是如下电路，该电路基于从PWM计算部输入的驱动信号进行操作，以执行端子Tc1至Tc3（下文中称为“输入端子Tc”）与端子Ta和Tb之间的电力转换操作。

电力转换器11和21各包括转换电路111、平滑电路112、以及逆变器电路113。转换电路111是将从电源16输入到输入端子Tc的三相交流电压整流为直流电压的电路。

更具体来说，转换电路111是将串联连接的二极管D32和D33、串联连接二极管D34和D35、以及串联连接二极管D36和D37并联连接的电路。

在此，作为示例，已经说明了转换电路111是全波整流电路的情况。然而，转换电路111并不限于此。转换电路111可以由开关元件构成并且控制开关元件以将AC电力整流为DC电力。

平滑电路112是对转换电路111整流后的直流电压进行平滑的电路。更具体来说，平滑电路112是两个电容器C20和C21串联连接的电路。平滑电路112与转换电路111并联连接。

逆变器电路113是将平滑电路112平滑后的直流电压转换为单相交流电压并将交流电压输出至端子Ta和Tb的电路。更具体来说，逆变器电路113包括串联连接的四个开关元件Q20到Q23和串联连接的四个开关元件Q24到Q27并联连接的电路。

两个二极管D20和D21串联连接在开关元件Q20和Q21的连接点与开关元件Q22和Q23的连接点之间。此外，两个二极管D22和D23串联连接在开关元件Q24和Q25的连接点与开关元件Q26和Q27的连接点之间。

在这种情况下，二极管D20和D21的连接点、二极管D22和D23的连接点、以及电容器C20和C21的连接点彼此连接。此外，开关元件Q21和Q22的连接点连接到端子Ta，而开关元件Q25和Q26的连接点连接到端子Tb。在此，开关元件Q20到Q27例如采用诸如绝缘栅双极型晶体管（IGBT）的半导体开关。

逆变器电路113基于从PWM计算部15输入的驱动信号和驱动信号的输入定时，来改变开关元件Q20到Q27的开启和关闭的组合。因此，逆变器电路113从端子Ta和Tb输出高、中、低三级输出电压。

返回图2，电流检测器12和22是电流传感器，该电流传感器利用例如为电磁转换元件的霍尔元件检测电力转换器11和12的输出电流，作为电力转换器11和12共同的状态量。电流检测器12和22将检测到的模拟电流值分别输出到副控制器13和23的A/D转换部14和24。A/D转换部14和24将从电流检测器12和22输入的模拟电流值转换为数字电流值，并且将数字电流值输出至主控制器30。

主控制器30是总体控制第一单元10和第二单元20的操作的控制部。主控制器30包括ACR（自动电流调节）部31。ACR部31将电压指令值作为控制信号输出至PWM计算部15和25，该电压指令值使得从电流检测器12和22输入的电流值接近从外部输入的期望电流指令值（未示出）。

PWM计算部15和25各包括生成作为执行PWM计算时要参照的基准信号的三角波载波信号的载波生成部（未示出）。在此，PWM计算部15和25将从主控制器30输入的控制信号与载波信号进行比较以执行PWM计算，生成矩形波的PWM信号，并且将PWM信号作为驱动信号输出至电力转换器11和21。

电力转换器11和21基于从PWM计算部15和25输入的PWM信号，改变多个开关元件Q20至Q27的开启和关闭的组合，以输出三级输出电压。

由此，通过加上电力转换器11和21以PWM方式控制的输出电压而获得的输出电压从电力转换部2输出至负载4。由此，电力转换装置1以PWM方式控制电力转换器11和21的输出电压，以执行输出到负载4的输出电流的反馈控制。

因此，图2中例示的电力转换装置1的控制部3包括分别为两个电力转换器11和21提供的、控制两个电力转换器11和21的两个副控制器13和23。此外，控制部3包括顺序向两个副控制器13和23输出控制信号以控制它们的主控制器30。

为了有效地控制电力转换器11和21，电力转换装置1根据电力转换器11和21的数量，对电力转换器11和21的载波信号之间的相位差、电力转换器11和21的输出控制命令的控制周期以及控制定时进行优化。下面将参考图1和图4来说明该控制手段。图4是例示出根据实施方式的电力转换装置1的操作示例的时序图。

下文中，将第一单元10的PWM计算部15的载波信号称为第一载波信号，将第二单元20的PWM计算部25的载波信号称为第二载波信号。如图4中所示，在电力转换装置1中，第一载波信号和第二载波信号具有相同的载波周期Tc。

第一载波信号的相位和第二载波信号的相位具有等于1/4个载波周期Tc的相位差。换言之，在本实施方式中，第二载波信号的值在比第一载波信号延迟了与1/4个载波周期Tc相对应的时间的定时达到峰值（最大值或最小值）。为了实现此方案，主控制器30根据内部信息生成第一载波和第二载波这两者。

随后，主控制器30在第一载波的每个载波周期向副控制器13通知第一载波的开始定时一次，并且在第二载波的每个载波周期向副控制器23通知第二载波的开始定时一次。副控制器13和副控制器23接收这些开始定时，随后启动每个载波周期的相应载波信号。

如图1所示，当电力转换部2包括N个电力转换器2-1至2-N时，N个载波信号的相位具有等于1/（2N）个载波周期Tc的相位差。

在电力转换装置1中，第一单元10的副控制器13在第一载波信号的值达到峰值时的各个定时，获取电流检测器12检测到的第一单元10的电力转换器11的输出电流。另一方面，第二单元20的副控制器23在第二载波信号的值达到峰值时的各个定时，获取电流检测器22检测到的第二单元20的电力转换器21的输出电流。执行上述操作是为了检测因PWM控制而波动的电流的平均值。

例如，第一单元10的副控制器13在第一载波信号的值达到最小值的时刻T1[n-1]时，指示A/D转换部14对电流检测器12所检测到的第一单元10的输出电流执行AD转换。A/D转换部14对从电流检测器12输入的电流值执行AD转换，并且将结果输出至主控制器30的ACR部31。

主控制器30在时刻T1[n-1]从A/D转换部获取AD转换后的电流值，ACR部31计算使得从A/D转换部14输入的电流值接近期望电流指令值的电压指令值。

随后，主控制器30将计算出的电压指令值作为控制信号输出至与在从时刻T1[n-1]开始1/4个载波周期之后的时刻T2[n-1]时达到峰值（在此情况下为最小值）的第二载波信号相对应的第二单元20的副控制器23。

在第二单元20中，副控制器23的PWM计算部25基于从ACR部31输入的控制信号和第二载波信号，来执行已知的三级逆变器驱动PWM计算。由此，副控制器23生成用于驱动电力转换器21的开关元件Q20至Q27的PWM信号。

随后，PWM计算部25在第二载波信号的值达到最小值的时刻T2[n-1]，将PWM信号输出到第二单元20的电力转换器21，作为第二单元20的驱动信号。

随后，电力转换器21基于从PWM计算部25输入的驱动信号来驱动开关元件Q20到Q27，生成输出电压。由此，电力转换装置1在第一载波信号的值达到最小值的时刻与第二载波信号的值达到最小值的时刻之间的1/4个载波周期Tc内，生成第二单元20的电力转换器21的驱动信号。随后，在第二载波信号的值达到最小值时的定时，改变第二单元20的电力转换器21的输出电压。

此外，第二单元20的副控制器23在第二载波信号的值达到最小值的时刻T2[n-1]，指示A/D转换部24对电流检测器22所检测到的第二单元20的电力转换器21的输出电流执行AD转换。A/D转换部24对从电流检测器22输入的电流值执行AD转换，并且将结果输出至主控制器30的ACR部31。

主控制器30在时刻T2[n-1]从A/D转换部获取AD转换后的电流值，ACR部31计算使得从A/D转换部24输入的电流值接近期望电流指令值的电压指令值。

随后，主控制器30将计算出的电压指令值作为控制信号输出至与在从时刻T2[n-1]开始1/4个载波周期之后的时刻T1[n]达到峰值（在此情况下为最大值）的第一载波信号相对应的第一单元10的副控制器13。

在此，主控制器30为什么能够向第一单元10的副控制器13输出控制信号的原因在于：如上所述，主控制器30根据内部信息生成第一载波和第二载波。主控制器30参照根据内部信息生成的第一载波和第二载波，获得第一和第二载波的当前值以及表示载波是增加还是减小的它们的偏差。

根据值和它们的偏差，主控制器30可以确定在时刻T2[n-1]达到峰值的信号是第二载波信号，而在时刻T1[n]达到峰值的信号是第一载波。由此，主控制器30可以向副控制器13输出控制信号。

在从主控制器30接收到控制信号的第一单元10中，副控制器13的PWM计算部15基于从ACR部31接收到的控制信号和第一载波信号来执行已知的三级逆变器驱动PWM计算。由此，PWM计算部15生成用于驱动电力转换器11的开关元件Q20到Q27的PWM信号。

随后，PWM计算部15在第一载波信号的值达到最大值的时刻T1[n]，将PWM信号输出到第一单元10的电力转换器11，作为第一单元10的驱动信号。

电力转换器11基于从PWM计算部15输入的驱动信号来驱动开关元件Q20到Q27，生成输出电压。由此，电力转换装置1在第二载波信号的值达到最小值的时刻与第一载波信号的值达到最大值的时刻之间的1/4个载波周期Tc内，生成第一单元10的电力转换器11的驱动信号。随后，在第一载波信号的值达到峰值时的定时，改变第一单元10的电力转换器11的输出电压。

此后，主控制器30和副控制器13和23重复上述处理。换言之，此后，电力转换装置1在第一载波信号和第二载波信号的值达到峰值的时刻T2[n]、T1[n+1]、T2[n+1]等，顺序地控制第二单元20的电力转换器21和第一单元10的电力转换器11。

在图4例示的示例中，已经说明了与各自载波信号相对应的电流检测器12和22在第一载波信号和第二载波信号达到峰值时的定时检测输出电流的情况。然而，输出电流的检测定时不限于此。

换言之，电流检测器12和22可以被配置为在与各电流检测器相对应的第一单元10或者第二单元20的载波信号的一个周期内，以1/2周期时间间隔，检测电流值两次。

如上所述，根据实施方式的电力转换装置1包括N个电力转换器（N是不小于2的整数）。这N个电力转换器基于具有相同周期的N个基准信号来输出电压。此外，确定N个基准信号之间的相位差，使得N个基准信号在具有基准信号的1/（2N）个周期的相同间隔的定时达到峰值。

随后，控制部3利用基准信号的1/2个周期作为控制周期，来控制N个电力转换器中的每一个。此时，控制部在把N个电力转换器的控制定时移动基准信号的1/（2N）个周期的同时，控制电力转换器。

因此，在图4例示的操作示例中，控制部3可以在第一载波信号的值达到峰值时的各个定时，控制第一单元10的电力转换器11，而可以在第二载波信号的值达到峰值时的各个定时，控制第二单元20的电力转换器21。由此，控制部可以有效地控制N个电力转换器。

当电力转换器的数量为N（N是不小于2的整数）时，控制部生成相位差等于1/（2N）个周期的N个基准信号，并且将它们分配给各个电力转换器。随后，控制部在基准信号的1/2个周期内，顺序地生成N个电力转换器的驱动信号并且将驱动信号顺序地输出至相应电力转换器，其中每个信号的生成和输出是在与基准信号的1/（2N）个周期相对应的时间内完成的。

因此，即使电力转换器的数量为N，也可以在每个电力转换器的基准信号的周期的开始点的时间点和从开始点经过1/2个载波周期Tc的时间点的两个时间点，改变每个电力转换器的输出电压。

控制部3可以以等于基准信号的1/2个周期的相等间隔，对N个电力转换器执行操作控制，由此可以使得单位时间内N个电力转换器的控制处理量相等。因此，控制部3可以针对电力转换装置1的输出电压执行稳定的控制。

因为电力转换装置1是N个电力转换器的输出串联连接的串联多级电力转换装置，所以通过以PWM方式控制电力转换器的输出电压，可以容易地控制向负载输出的输出电流。

电力转换装置包括分别为N个电力转换器提供的N个副控制器和控制副控制器的操作的主控制器。此外，电力转换装置检测电力转换器的输出电流，作为N个电力转换器共同的状态量，并且主控制器基于共同的状态量生成用于N个副控制器的控制信号。

由此，主控制器用于生成控制信号的信息是N个电力转换器共同的状态量。因此，主控制器生成的控制信号可以提供给任意副控制器。

换言之，无论哪一个基准信号首先达到下一峰值，主控制器可以将最后生成的控制信号输出给与首先达到下一峰值的基准信号相对应的副控制器，以适当控制副控制器的操作。因此，主控制器可以有效地控制电力转换部2中包括的N个电力转换器各自的输出电压。

已经说明了电力转换装置的主控制器以基准信号的1/（2N）个（N为电力转换器的数量）周期，向副控制器输出控制信号的情况。然而，主控制器也可以基准信号的1/（2NM）（M是自然数）个周期，来输出控制信号。当采用这种构造时，副控制器的控制周期是基准信号的1/（2M）个周期。

根据这种构造，因为电力转换装置1可以缩短控制周期，来增加单位时间内的控制次数，所以可以进一步提高输出电流的反馈控制的精确度。

图2中例示的电力转换装置1的结构是一个示例。因此，即使如下文所述地对结构进行修改，修改后的结构也具有与图1例示的电力转换装置1相同的效果。下文中，对根据实施方式的电力转换装置1的变型例进行说明。

第一变型例

图5A是例示出根据实施方式的第一变型例的电力转换装置1a的说明图。图5A中与图2例示的部件相同的部件采用相同的附图标记。如图5A所示，电力转换装置1a与图2中例示的电力转换装置1的不同之处在于：第二单元20a的结构和主控制器30a的操作。

更具体来说，第二单元20a包括电力转换器21和副控制器23a。副控制器23a包括PWM计算部25。换言之，第二单元20a不包括图2例示出的电流检测器22和A/D转换部24。此外，在本变型例中，第一单元10的副控制器13、第二单元20a的副控制器23a、主控制器30a用作控制电力转换部2的控制部3a。

在此，将第一单元10的电力转换器11和第二单元20a的电力转换器21的输出串联连接。因此，认为电力转换器11和21的输出电流大致相同。

为此，电力转换装置1a的主控制器30a在第一载波信号和第二载波信号的值达到峰值时的定时(如图4所示)，指示与电流检测器12相连接的A/D转换器14对电流检测器12所检测到的输出电流执行AD转换。

A/D转换部14对从电流检测器12输入的电流值执行AD转换，并且将结果输出至主控制器30a的ACR部31a。随后，ACR部31a基于第一单元10的电流检测器12所检测出的电流值，生成用于第一单元10的副控制器13和第二单元20a的副控制器23a的控制信号，并且将控制信号输出到副控制器13和副控制器23a。

接下来，第一单元10中包括的副控制器13的PWM计算部15基于从主控制器30a输入的控制信号生成PWM信号，并且在第一载波信号的值达到峰值时的定时（如图4所示），将PWM信号输出至第一单元10的电力转换器11作为驱动信号。

另一方面，第二单元20a中包括的副控制器23a的PWM计算部25基于从主控制器30a输入的控制信号生成PWM信号。随后，PWM计算部25在第二载波信号的值达到峰值时的定时（如图4所示），将所生成的PWM信号输出给第二单元20a的电力转换器21作为驱动信号。

由此，与图1所示的电力转换装置1类似，电力转换装置1a可以同等且有效地执行对电力转换器11和21的操作控制。此外，优选的是第二单元20a不包括电流检测器22和A/D转换部24。因此，根据该变型例，使用便宜且具有简单结构的第二单元20a来构成电力转换装置1a。接下来对第二变型例进行说明。

第二变型例

图5B是例示出根据实施方式的第二变型例的电力转换装置1b的说明图。图5B中与图2和图5A相同的部件采用相同的附图标记。如图5B中所示，电力转换装置1b包括第一单元10b和第二单元20a。第一单元10b具有与根据第一变型例的第二单元20a相同的结构。

电力转换装置1b的主控制器30b包括电流检测器12b、ACR部31b以及A/D转换部32b。此外，在本变型例中，第一单元10b的副控制器13b、第二单元20a的副控制器23a、主控制器30b用作控制电力转换部2的控制部3b。

在此，第一单元10b的电力转换器11和第二单元20a的电力转换器21的输出和负载4串联连接。因此，认为电力转换器11和21的输出电流和输出到负载4的输出电流大致相同。

为此，在主控制器30b的情况下，电流检测器12b检测输出到负载4的输出电流的电流值。在第一载波信号和第二载波信号的值达到峰值时的定时（如图4所示），A/D转换部32b根据主控制器30b的指令，对电流检测器12b检测到的输出电流执行AD转换。

接着，在主控制器30b中，A/D转换部32b将AD转换后的电流值输出到ACR部31b。ACR部31b将电压指令值作为控制信号输出到第一单元10b的副控制器13b和第二单元20a的副控制器23a。该电压指令值使得从A/D转换部32b输入的电流值接近期望的电流指令值。

接着，在第一单元10b中，副控制器13b的PWM计算部15基于来自主控制器30b的控制信号来生成PWM信号。随后，PWM计算部15在第一载波信号的值达到峰值时的各个定时（如图4所示），将所生成的PWM信号作为驱动信号输出到第一单元10b的电力转换器11。

另一方面，在第二单元20a中，副控制器23a的PWM计算部25基于来自主控制器30b的控制信号来生成PWM信号。随后，PWM计算部25在第二载波信号的值达到峰值时的各个定时（如图4所示），将所生成的PWM信号作为驱动信号输出给第二单元20a的电力转换器21。

由此，与图1所示的电力转换装置1类似，电力转换装置1b可以同等且有效地执行对电力转换器11和21的操作控制。此外，优选的是第一单元10b和第二单元20a不包括电流检测器12、22和A/D转换部14、24。因此，根据该变型例，由具有更简单且更便宜的结构的第一单元10b和第二单元20a构成电力转换装置1b。接下来对第三变型例进行说明。

第三变型例

图6是例示出根据实施方式的第三变型例的电力转换装置1c的说明图。如图6所示，电力转换装置1c是将单相交流电流输出到利用三相交流电流运转的马达4c的U相端子、V相端子、以及W相端子的装置。

电力转换装置1c包括电力转换部2c和主控制器30c。电力转换部2c包括输出串联连接的第一单元U1和第二单元U2；输出串联连接的第一单元V1和第二单元V2；以及输出串联连接的第一单元W1和第二单元W2。

在此，第一单元U1包括图5B中例示出的第一单元10b和电源16。第一单元V1和W1和第二单元U2、V2及W2具有与第一单元U1相同的结构。此外，第一单元U1、V1及W1和第二单元U2、V2、及W2中各自包括的共六个电源彼此绝缘。

随后，第一单元U1的输出端子连接到马达4c的U相输入端子，第一单元V1的输出端子连接到马达4c的V相输入端子，而第一单元W1的输出端子连接到马达4c的W相输入端子。另一方面，第二单元U2、V2及W2在负载的相反侧互连以形成星形连接。

电力转换部2c包括电流检测器12u和电流检测器12v，电流检测器12u检测要输出至马达4c的U相端子的输出电流，而电流检测器12v检测要输出至马达4c的V相端子的输出电流。

主控制器30c包括ACR部31c和A/D转换部32c。A/D转换部32c对电流检测器12u和12V检测到的U相电流值和V相电流值执行AD转换，并且将结果输出至ACR部31c。

A/D转换部32b根据U相电流值和V相电流值来计算W相电流值。要输出至三相交流马达4c的U相电流、V相电流以及W相电流具有总和为零的关系。A/D转换部32b可以根据电流值之间的关系来计算W相电流值。随后，A/D转换器32b对计算出的W相电流值执行AD转换，并且将结果输出至ACR部31c。

在此，在三相的情况下，与各相相对应的电流具有不同值。因此，第三变型例与第一和第二变型例的实施方式的不同之处在于：由共同控制变量来控制所有单元。

更具体来说，第一单元U1、V1、及W1使用相同基准信号，第二单元池U2、V2、及W2也使用相同基准信号。本变型例具有如下结构：即单元的副控制器利用相同基准信号在相同控制周期内执行控制，由此在相同定时检测U相电流值、V相电流值位以及W相电流值，以通过同时使用这三个电流值来执行控制。

在此情况下，用于第一单元U1、V1及W1的基准信号，和用于第二单元U2、V2及W2的基准信号具有等于1/4个周期的相位差。此外，第一单元U1、V1及W1的控制周期和第二单元U2、V2及W2的控制周期偏差了1/4个周期。

随后，主控制器30c在第一载波信号和第二载波信号的值达到峰值时的定时（如图4所示）指示A/D转换部32c执行AD转换。A/D转换部32c根据从主控制器30c提供的指令，对电流检测器12u和12V检测出的U相电流值和V相电流值执行AD转换，并且将结果输出至ACR部31c。同时，A/D转换部32c根据U相电流值和V相电流值来计算W相电流值，对W相电流值执行AD转换，并且将结果输出至ACR部31c。

ACR部31c对从A/D转换部32c输入的电流值执行已知的三相/两相转换和旋转坐标转换（d-q转换），以将这些电流值转换为d-q轴上的电流值Id和Iq。主控制器30c获得利用已知马达控制装置对马达4c进行控制所需的激励电流指令和扭矩指令。随后，ACR部31c根据这些指令计算电流指令Idref和Iqref，并且输出使得电流值Id和Iq接近电流指令值Idref和Iqref的电压指令值Vdref和Vqref作为控制信号。

主控制器30c对两个电压指令执行已知的旋转坐标转换和两相/三相转换，以将电压指令转换为U相电压指令、V相电压指令以及W相电压指令。随后，主控制器30c针对多个控制周期交替地并且在每个控制周期内同时地将三个电压指令输出至第一单元U1、V1及W1和第二单元U2、V2及W2。

随后，在第一单元U1、V1及W1和第二单元U2、V2及W2中，副控制器13b和23a的PWM计算部15和25（参见图5B）以相同控制周期同时将驱动信号输出至相应的电力转换器11和21。

由此，与图1所示的电力转换装置1类似，即使在将三相交流电流输出至利用三相交流电流驱动的马达4c的情况下，电力转换装置1c也可以同等且有效地执行对电力转换器11和21的操作控制。

Claims (4)

1.一种电力转换装置，所述电力转换装置包括：

电力转换部，该电力转换部包括N个电力转换器，所述N个电力转换器基于具有相同周期且相位差等于1/(2N)个所述周期的基准信号来输出电压，其中，所述N个电力转换器的输出串联连接，N为不小于2的整数；

控制部，该控制部利用所述基准信号的1/2个周期作为控制周期来控制所述N个电力转换器，并且将所述N个电力转换器的控制定时各移动所述基准信号的1/(2N)个周期；以及

状态量检测器，该状态量检测器检测所述电力转换器共同的预定的状态量，

所述控制部包括：

N个副控制器，该N个副控制器是分别针对所述N个电力转换器而设置的并且控制相应的所述电力转换器；以及

主控制器，该主控制器向所述N个副控制器输出控制信号，以控制所述N个副控制器，并且

所述主控制器在所述基准信号的一个周期内，以1/2个周期的间隔，两次获取所述状态量检测器检测到的所述预定的状态量，并且将基于所述状态量检测器检测出的所述状态量而生成的所述控制信号输出至与如下电力转换器相对应的副控制器，该电力转换器的所述基准信号在生成所述控制信号之后首先达到下一峰值，并且

所述N个副控制器基于从所述主控制器输入的所述控制信号，生成用于相应的所述电力转换器的驱动信号，并且在所述基准信号达到所述峰值时的定时，将所述驱动信号输出至所述电力转换器。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，用于所述N个电力转换器的所述基准信号的偏移顺序与用于所述N个电力转换器的所述控制定时的偏移顺序相同。

3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述预定的状态量是所述电力转换器的输出电流。

4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

针对L个输出相中的每一个输出相准备了所述N个电力转换器，其中，L为不小于2的整数，

通过将相同相位的基准信号分配给与所述输出相对应的L个电力转换器，N×L个电力转换器被分配有具有不同相位的N个基准信号，并且

所述控制部以相同控制定时控制具有相同基准信号的所述电力转换器。