CN113228494B - 电力转换装置及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

在HERIC电力转换装置(10)中，在一个周期下执行控制，所述一个周期被划分为：所述交流电压和所述交流电流符号均为正的第一时段、符号为正和负的第二时段、符号均为负的第三时段、以及符号为负和正的第四时段。在第一时段中执行第一控制模式，其中，使第一开关和第四开关(S1、S4)执行开关动作，第二开关和第三开关(S2、S3)断开，并且第六开关(S6)闭合；在第二时段中执行第二控制模式，其中，在第五开关执行开关动作的同时，在使第五开关(S5)执行开关动作的同时当第五开关(S5)断开时，电流流过续流二极管(d1，d4)；在第三时段中执行第三控制模式，其中，使第二开关和第三开关执行开关动作，第一开关和第四开关断开，第五开关闭合；并且在第四时段中执行第四控制模式，其中，当使第六开关执行开关动作且第六开关断开时，电流流过续流二极管(d2，d3)。

Description

电力转换装置及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置及其控制方法。
本申请要求于2019年1月22日提交的日本专利申请No.
2019-008588的优先权，其全部内容以引用方式并入本文中。
背景技术
已知HERIC(高效可靠的逆变器概念(HERIC是注册商标，下同))电力转换装置是其中组合了作为逆变器的全桥电路和交流侧的短路电路(箝位电路)的电路配置(例如，见专利文献1至专利文献5)。
引文列表
[专利文献]
专利文献1：德国专利申请公开No.10221592
专利文献2：日本特开专利公开No.2014-209841
专利文献3：国际公开No.WO2014/157700
专利文献4：日本特开专利公开No.2015-77061
专利文献5：日本专利No.6394760
发明内容
例如，本公开的装置可如下表示。然而，本发明由权利要求限定。
本公开涉及一种电力转换装置，其设置在直流电路与交流电路之间并且被配置为执行从直流至交流的转换或从交流至直流的转换，所述电力转换装置包括：全桥电路，其由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，所述第三开关与所述第二开关同步动作，所述第四开关与所述第一开关同步动作；续流二极管，其与所述全桥电路一起设置，并且用于使电流在续流二极管的正向上流过；交流电抗器，其位于所述全桥电路与所述交流电路之间；短路电路，其设置在所述全桥电路的交流侧的两条线之间，并且包括：第五开关，其使从两条线中的第一线至第二线的导电路径断开和闭合；第六开关，其使从所述第二线至所述第一线的导电路径断开和闭合；二极管，其阻止从所述第一线至所述第二线的电流并且与所述第六开关串联；以及二极管，其阻止从所述第二线至所述第一线的电流并且与所述第五开关串联；
以及控制部，其控制所述全桥电路和所述短路电路，其中，当所述交流电路的交流电压与流经所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，所述控制部将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负而所述交流电流为正的第四时段，，所述控制部在所述第一时段中执行第一控制模式，在所述第一控制模式中，使所述第一开关和所述第四开关执行开关动作，断开所述第二开关和所述第三开关，并且闭合所述第六开关，所述控制部在所述第二时段中执行第二控制模式，在所述第二控制模式中，在使所述第五开关执行开关动作的同时当所述第五开关断开时，电流流过所述续流二极管，所述控制部在所述第三时段中执行第三控制模式，在所述第三控制模式中，使所述第二开关和所述第三开关执行开关动作，断开所述第一开关和所述第四开关，并且闭合所述第五开关，并且所述控制部在所述第四时段中执行第四控制模式，在所述第四控制模式中，在使所述第六开关执行开关动作的同时当所述第六开关断开时，电流流过所述续流二极管。
一种控制方法是一种用于电力转换装置的控制方法，所述控制
方法以电力转换装置作为控制对象并且由控制部执行，所述电力转换装置设置在直流电路与交流电路之间，并且包括由开关和续流二极管构成的全桥电路、以及连接在所述全桥电路的交流侧上的交流电抗器和短路电路，所述控制方法包括：当在所述交流电路的交流电压与流经所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负和所述交流电流为正的第四时段；在所述第一时段中，执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段，使所述全桥电路执行开关动作并且电流正向流过所述全桥电路，在所述续流时段，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流正向流过所述短路电路；在所述第二时段中，执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，使所述短路电路执行开关动作并且电流负向流过所述短路电路，在所述续流时段中，电流负向流过处于所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管；在所述第三时段中，执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，使所述全桥电路执行开关动作，并且电流负向流过所述全桥电路，在所述续流时段中，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流负向流过所述短路电路；以及在所述第四时段中，执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，所述短路电路执行开关动作，并且电流正向流过所述短路电路，在所述续流时段中，电流正向流过处于所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管。
附图说明
图1是示出HERIC电力转换装置的示例的电路图。
图2是当交流电路(electrical path)的交流电压V与流经交流电抗器的交流电流iL之间存在相位差时的波形图的示例。
图3是其中用粗线将在第一时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图4是其中用粗线将在第一时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图5是其中用粗线将在第二时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图6是其中用粗线将在第二时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图7是其中用粗线将在第三时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图8是其中用粗线将在第三时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图9是其中用粗线将在第四时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图10是其中用粗线将在第四时段中电流流过的路径增加至图1的图。
图11示出了当在电力转换装置中利用第一示例的栅极信号，在输出为5kVA，并且功率因数为0.85的情况下，执行从直流至交流的转换时的波形图。
图12是示出其中在图1所示的全桥电路和短路电路前设置多个DC/DC转换器并且将它们经由直流总线连接至全桥电路和短路电路的电力转换装置的电路配置示例的图。
具体实施方式
[本公开要解决的问题]
上述的专利文献1和专利文献3的电力转换装置中的每一个在交流侧的功率因数为1的情况下没有任何问题地动作，但是存在以下问题：当交流电压与交流电流之间存在相位差时，全桥电路的输出被短路电路短路。
在专利文献2的电力转换装置中，提出了针对短路电路的开关设置了死区时间(dead time)，从而当全桥电路执行开关并且输出电压被输出时，输出电压不被短路电路短路。然而，根据仿真验证，在电力转换装置中，在将被输出至负载的交流电流和交流电压的过零点附近，在输出电流中出现畸变。
在专利文献4的电力转换装置中，可以避免通过短路电路使全桥电路的输出短路。然而，例如，重点在于形成全桥电路的一条腿的第一开关和第二开关，包括了这样的控制，在该控制中，从与第一开关和第二开关中的一个开关反向并联设置的二极管导电的状态开始
(即，从直流电源的电压实际上施加至第一开关和第二开关中的另一开关的状态开始)，该开关闭合。例如，在专利文献1中公开的基本HERIC电力转换装置中，施加至全桥电路的一个开关的电压是直流电源的电压的一半。因此，与基本HERIC电力转换装置相比，在专利文献4的电力转换装置中，与全桥电路的每个开关的开关关联的电力损耗翻倍。
在专利文献5的电力转换装置中，施加至交流电抗器的两端的脉冲电压的振幅是直流电源的电压的两倍。因此，交流电抗器的电力损耗(主要为铁损耗(iron loss))较大。另外，死区时间补偿复杂；
例如，在全桥电路的两种类型的栅极驱动信号之间需要长的死区时间。
因此，本发明的目的是提供一种电力转换装置及其控制方法，
所述电力转换装置包括短路电路，并且可以即使在交流电压与交流电流之间存在相位差的情况下，不出任何问题地使用所述电力转换装置，在所述电力转换装置中，抑制了电力损耗并且抑制了待输出的交流电流的畸变。
[本公开的效果]
根据本公开，可以在交流电压与交流电流之间存在相位差的情况下，不出任何问题地使用具有短路电路的电力转换装置，抑制了电力损耗，并且抑制了将被输出的交流电流的畸变。
[本公开的实施例的描述]
本公开的实施例的概括至少包括以下方面。
(1)一种电力转换装置，其设置在直流电路与交流电路之间并且执行从直流至交流的转换或从交流至直流的转换，所述电力转换装置包括：全桥电路，其由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，所述第三开关与所述第二开关同步动作，所述第四开关被配置为与所述第一开关同步动作；续流二极管，其与所述全桥电路一起设置，并且用于使电流在续流二极管的正向上流过；交流电抗器，其位于所述全桥电路与所述交流电路之间；短路电路，其设置在所述全桥电路的交流侧上的两条线之间，并且包括：第五开关，其使从两条线中的第一线至第二线的导电路径断开和闭合；第六开关，其使从所述第二线至所述第一线的导电路径断开和闭合；二极管，其阻止从所述第一线至所述第二线的电流并且与所述第六开关串联；以及二极管，其阻止从所述第二线至所述第一线的电流并且与所述第五开关串联；
以及控制部，其控制所述全桥电路和所述短路电路。
当所述交流电路的交流电压与流经所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，所述控制部将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负和所述交流电流为正的第四时段。
所述控制部在所述第一时段中执行第一控制模式，在第一控制
模式中，使所述第一开关和所述第四开关执行开关动作，断开所述第二开关和所述第三开关，并且闭合所述第六开关；所述控制部在所述第二时段中执行第二控制模式，在第二控制模式中，在使所述第五开关执行开关动作的同时当所述第五开关断开时，电流流过所述续流二极管；所述控制部在所述第三时段中执行第三控制模式，在第三控制模式中，使所述第二开关和所述第三开关执行开关动作，断开所述第一开关和所述第四开关，并且闭合所述第五开关；并且所述控制部在所述第四时段中执行第四控制模式，在第四控制模式中，在使所述第六开关执行开关动作的同时当所述第六开关断开时，电流流过所述续流二极管。
在以上电力转换装置中，即使在交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以根据交流电压与交流电流的符号之间的差异执行合适的控制。另外，抑制了将被输出的交流电流的畸变。此外，当全桥电路的每个开关执行开关动作时，实际上，直流电路的电压不施加至每个开关，并且不断地向其施加为直流电路的电压的一半的电压。此外，交流电抗器的两端之间由于开关而产生的脉冲电压的振幅等于直流电路的电压的振幅。因此，减小了由于开关导致的电力损耗和由于交流电抗器导致的电力损耗。因此，即使在交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以不出任何问题地使用具有短路电路的电力转换装置，
抑制了电力损耗，并且抑制了将被输出的交流电流的畸变。
(2)在上面(1)的电力转换装置中，从其中叠加有纹波的所述交流电流达到过零点的瞬间相比，所述控制部可以使所述全桥电路的开关动作的停止延迟，并且可以使所述短路电路中的闭合开关的断开延迟或者使所述短路电路中闭合开关的开关动作的停止延迟。
在这种情况下，考虑到由于流经交流电抗器的交流电流中包括的纹波的振幅导致交流电流的符号在过零点附近波动，可以在符号完全改变之后改变控制模式。
(3)在上面(1)或(2)的电力转换装置中，针对所述续流二极管和所述短路电路中的所述二极管的每一个，所述控制部可以在电流流经所述二极管的时段的开始和结束时设置为预定时段的死区时间，并且可以使与所述二极管并联的开关闭合。
在与二极管并联的开关为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的情况下，通过闭合开关，与电流仅流过二极管的情况相比，可以减小传导电阻和传导损耗。
此外，由于在其中电流流经续流二极管的时段中提供死区时间，因此抑制了交流电流的畸变。因此，不必执行用于抑制电流畸变的死区时间补偿。
(4)在上面(1)至(3)中任一个的电力转换装置中，在所述全桥电路的直流侧可以设置有DC/DC转换器，所述控制部可以将所述DC/DC转换器的低压侧的直流电压与所述全桥电路的交流侧的电压目标值的绝对值彼此进行比较；
当所述直流电压较小时，所述控制部可以使所述DC/DC转换器动作，并且使所述全桥电路停止开关动作，而只执行必要的极性反转；
以及
当所述电压目标值的绝对值较小时，所述控制部可以使所述DC/DC转换器的开关动作停止，并且使所述全桥电路执行开关动作。
在这种情况下，可以在每半个交流电周期交替地设置DC/DC转换器的开关暂停时段和全桥电路的开关暂停时段，使得电力损耗可以由于总开关次数的减少而减小。
(5)在上面(1)的电力转换装置中，所述控制部可以使一同执行开关动作的情况下的第一开关和第五开关互补地闭合，所述控制部可以使一同执行开关动作的情况下的第二开关和第六开关互补地闭合。
在这种情况下，当第一开关和第四开关对闭合时，第五开关断开，并且当第五开关闭合时，第一开关和第四开关对断开。当第二开关和第三开关对闭合时，第六开关断开，并且当第六开关闭合时，第二开关和第三开关对断开。因此，可以抑制直流电路的短路。
(6)同时，这是一种用于电力转换装置的控制方法，所述控制方法以电力转换装置作为控制对象并且由控制部执行，所述电力转换装置设置在直流电路与交流电路之间，并且包括由开关和续流二极管构成的全桥电路、以及连接在所述全桥电路的交流侧上的短路电路和交流电抗器，所述控制方法包括：当在所述交流电路的交流电压与流经所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负和所述交流电流为正的第四时段；在所述第一时段中执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，使所述全桥电路执行开关动作并且电流正向流过所述全桥电路，在所述续流时段中，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流正向流过所述短路电路；在所述第二时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，使所述短路电路执行开关动作并且电流负向流过所述短路电路，在所述续流时段中，电流负向流过处在所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管；
在所述第三时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，使所述全桥电路执行开关动作，并且电流负向流过所述全桥电路，在所述续流时段中，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流负向流过所述短路电路；以及在所述第四时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段中，所述短路电路执行开关动作，并且电流正向流过所述短路电路，在所述续流时段中，电流正向流过处于所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管。
通过以上用于电力转换装置的控制方法，即使在交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以根据交流电压与交流电流的符号之间的差异执行合适的控制。另外，抑制了将被输出的交流电流的畸变。此外，当全桥电路的每个开关执行开关动作时，实际上，直流电路的电压不施加至每个开关，并且不断地向其施加为直流电路的电压的一半的电压。此外，交流电抗器的两端之间由于开关而产生的脉冲电压的振幅等于直流电路的电压的振幅。因此，减小了由于开关导致的电力损耗和由于交流电抗器导致的电力损耗。因此，即使在交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以不出任何问题地使用具有短路电路的电力转换装置，抑制了电力损耗，并且抑制了将被输出的交流电流的畸变。
[本公开的实施例的细节]
<<电路配置>>
下文中，将参照附图描述根据本公开的实施例的电力转换装置。
图1是示出HERIC电力转换装置的示例的电路图。在图中，直流电源1与商业电网2之间的电力转换装置(逆变器)10包括直流侧电容器Cdc、全桥电路3、短路电路4、交流电抗器L1和L2以及交流侧电容器Ca。这种电力转换装置10可以执行从交流至直流的转换以及从直流至交流的转换。这里，将基于从直流转换至交流的假设来描述电力转换装置10。
直流侧电容器Cdc连接至直流电源1的两端。通过按照附图中所示的全桥形式连接第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4来配置全桥电路3，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4为例如MOSFET。各个开关S1、S2、S3和S4分别具有反向并联的续流二极管(体二极管)d1、d2、d3和d4。全桥电路3将从直流电路Ldc的两条线输入的直流电压转换为交流电压。
短路电路4连接至全桥电路3的交流侧上的两条线。短路电路4包括设置在全桥电路3的交流侧上的两条线之间的第五开关S5和第六开关S6的串联单元。第五开关S5和第六开关S6串联连接，以使极性彼此相对。例如，第五开关S5和第六开关S6是MOSFET，并且分别具有反向并联的二极管(体二极管)d5和d6。交流电抗器L1和L2相对于从全桥电路3流至交流电路Lac的两条线的电流路径串联。交流侧电容器Ca连接在交流电路Lac的两条线之间。短路电路4以及交流电抗器L1和L2形成续流电路。
开关S5和S6可具有示出的其中二极管d5和d6的阳极彼此连接的连接形式，或者其中二极管d5和d6的阴极彼此连接的连接形式。
在后一种情况下，开关串联单元(S5、S6)的下面的元件是开关S5，且其上面的元件是开关S6。另外，代替开关串联单元(S5、S6)的形式，可以提供具有以下电路配置的短路电路，其中开关S5和二极管d6的串联单元以及开关S6和二极管d5的串联单元在全桥电路3的交流侧上的两条线之间彼此并联连接。
例如，短路电路4的更加通用的表示如下。短路电路4设置在全桥电路3的交流侧上的两条线之间，并且包括第五开关S5、第六开关S6、二极管d5和二极管d6，第五开关S5使从两条线中的第一线至第二线的导电路径断开和闭合，第六开关S6使从第二线至第一线的导电路径断开和闭合，二极管d5阻止从第一线至第二线的电流并且与第六开关串联，以及二极管d6阻止从第二线至第一线的电流并且与第五开关串联。
在以上示例中，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4、第五开关S5和第六开关S6全是MOSFET，但是作为替代，可以使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)以及与各个IGBT反向并联的续流二极管。另外，可以存在以下情况：与全桥电路3一起设置的四个续流二极管并不简单地分别与第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4反向并联。例如，在名为“H6.5逆变器”的电路的全桥电路中，还存在以下电路配置：其中普通二极管经由开关与第一开关S1和第三开关S3中的每一个反向并联。从续流的角度来看，二极管均是与全桥电路3一起设置的元件，并且用于使电流在其正向上通过(到达直流电路Ldc的正向侧(positive side))。
电压传感器6与直流电源1和直流侧电容器Cdc并联连接。电压传感器6检测直流电路Ldc的两条线之间的电压，并且将检测输出发送至控制部5。电流传感器7与交流电抗器L2串联连接。电流传感器7检测流经交流电抗器L1和L2的电流，并且将检测输出发送至控制部5。电压传感器8连接在交流电路Lac的两条线之间。电压传感器8检测商业电网2的电压并且将检测输出发送至控制部5。
例如，控制部5包括计算机，并且计算机执行软件(计算机程序)，从而实现必要控制功能。软件存储在控制部5的存储装置(未示出)中。
<<交流电压和交流电流的示例>>
图2是当交流电路Lac的交流电压V与流经交流电抗器L1、L2的交流电流iL之间存在相位差时的波形图的示例。为了简单起见，将振幅设为相同水平。在这种情况下，存在其中交流电压V和交流电流iL的符号(正或负)彼此匹配的时段，并且存在交流电压V和交流电流iL的符号(正或负)彼此不同的时段。
具体地说，在一个周期中，总共有四个时段，即，交流电压和交流电流均为正的第一时段T1、交流电压为正而交流电流为负的第二时段T2、交流电压和交流电流均为负的第三时段T3以及交流电压为负而交流电流为正的第四时段T4。因此，控制部5执行控制，其中，一个周期划分为总共四个时段(即，第一时段T1、第二时段T2、第三时段T3和第四时段T4)。
<<电路动作和电流>>
下文中，将描述电力转换装置10的电路动作和电流。
图3至图10是在每个情况下用粗线将电流流过的路径增加至图1的图。对于电流方向，将朝着交流电路Lac流经交流电抗器L1的电流定义为正电流，并且将反方向流动的电流定义为负电流。将闭合(包括在开关动作中闭合)或导电的元件的参考符号用圆圈标示。
(第一时段T1中的第一控制模式)
首先，在图3(正电流供电)中，第一开关S1和第四开关S4对彼此同步地执行开关动作，并且当前闭合。第二开关S2和第三开关S3对断开。第五开关S5断开，第六开关S6闭合。在这种状态下，可以产生电流路径从直流电路Ldc的正向侧经第一开关S1和交流电抗器L1延伸至交流电路Lac的一条线(上面的线)，并且还可以产生电流路径从交流电路Lac的另一线(下面的线)经交流电抗器L2和开关S4延伸至直流电路Ldc的负向侧(negative side)。
另一方面，在图4(正向续流)中，执行开关动作的第一开关S1和第四开关S4对当前被断开。第二开关S2和第三开关S3对被断开。因此，全桥电路3的开关S1至S4全部都断开。第五开关S5断开，第六开关S6闭合。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L2延伸流过闭合的开关S6、二极管d5和交流电抗器L1。
在第一时段T1中，在图3的状态与图4的状态之间交替地发生状态转变。
(第二时段T2中的第二控制模式)
接着，在图5(负电流供电)中，第五开关S5执行开关动作，并且当前被闭合。第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4和第六开关S6断开。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L1延伸流过闭合的开关S5、二极管d6和交流电抗器L2。
另一方面，在图6(负向续流)中，执行开关动作的第五开关S5当前被断开。第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4和第六开关S6被断开。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L1经全桥电路3的续流二极管d1延伸至直流电路Ldc的正向侧。另外，可以产生电流路径从直流电路Ldc的负向侧经续流二极管d4延伸至交流电抗器L2。
在第二时段T2中，在图5的状态与图6的状态之间交替地出现状态转变。
(第三时段T3中的第三控制模式)
接着，在图7(负电流供电)中，第二开关S2和第三开关S3对彼此同步地执行开关动作，并且当前被闭合。第一开关S1和第四开关S4对被断开。第五开关S5闭合，第六开关S6断开。在这种状态下，可以产生电流路径从直流电路Ldc的正向侧经第三开关S3和交流电抗器L2延伸至交流电路Lac的另一线(下面的线)，也可以产生电流路径从交流电路Lac的一条线(上面的线)经交流电抗器L1和开关S2延伸至直流电路Ldc的负向侧。
另一方面，在图8(负向续流)中，执行开关动作的第二开关S2和第三开关S3对当前被断开。第一开关S1和第四开关S4对断开。
因此，全桥电路3的开关S1至S4全部都断开。第五开关S5闭合，第六开关S6断开。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L1延伸流过闭合的开关S5、二极管d6和交流电抗器L2。
在第三时段T3中，在图7的状态与图8的状态之间交替地出现状态转变。
(第四时段T4中的第四控制模式)
接着，在图9(正电流供电)中，第六开关S6执行开关动作，并且当前被闭合。第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4和第五开关S5被断开。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L2延伸流过闭合的开关S6、二极管d5和交流电抗器L1。
另一方面，在图10(正向续流)中，执行开关动作的第六开关S6当前被断开。第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4和第五开关S5被断开。在这种状态下，可以产生电流路径从交流电抗器L2经全桥电路3的续流二极管d3延伸至直流电路Ldc的正向侧。另外，可以产生电流路径从直流电路Ldc的负向侧经续流二极管d2延伸至交流电抗器L1。
在第四时段T4中，在图9的状态与图10的状态之间交替地出现状态转变。
在以上电力转换装置10中，即使在HERIC电路配置中交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以根据交流电压和交流电流的符号之间的差异执行合适的控制。另外，抑制了将被输出的交流电流的畸变。此外，实际上，直流电路的电压在开关动作期间不施加至全桥电路3的开关S1至S4中的每一个，并且不断地向其施加直流电路Ldc的电压的一半的电压。此外，在交流电抗器L1和L2的两端之间产生的脉冲电压的振幅等于直流电路的电压的振幅。因此，减小了开关造成的电力损耗和交流电抗器L1和L2造成的电力损耗。因此，即使交流电压与交流电流之间存在相位差，也可以不出任何问题地使用HERIC电力转换装置10，抑制了电力损耗，并且抑制了将被输出的交流电流的畸变。
<<栅极信号的产生：第一示例>>
接着，将描述栅极信号的产生的第一示例。有四种栅极信号，即，用于使第一开关S1和第四开关S4对动作的栅极信号G1，用于使第二开关S2和第三开关S3对动作的栅极信号G2，用于使第五开关S5动作的栅极信号G5，和用于使第六开关S6动作的栅极信号G6。
当由Vinv_ref表示交流电压的电压参考值时，通过对通过将电压参考值Vinv_ref与载波信号(高频三角波)彼此进行比较获得的信号执行进一步的处理来获得栅极信号G1，使得当流经交流电抗器的电流为负时，开关S1和开关S4持续断开。另外，通过对通过将(-Vinv_ref)与载波信号彼此进行比较获得的信号执行相同处理来获得栅极信号G2，其中，-Vinv_ref是通过将电压参考值Vinv_ref反转(invert)获得的。因此，栅极信号G1和G2是每半个交流电周期交替出现的PWM
(脉宽调制)信号。
同时，通过将电压参考值Vinv_ref与载波信号彼此进行比较来获得栅极信号G5，并且对其进行计算使得其逻辑与栅极信号G1的逻辑相反。此外，当流经交流电抗器的交流电流的电流目标值的符号变为正时，栅极信号G5固定，使得第五开关S5持续断开。
此外，通过将反转的电压参考值(-Vinv_ref)与载波信号彼此进行比较来获得栅极信号G6，并且对其进行计算使得其逻辑与栅极信号G2的逻辑相反。此外，当流经交流电抗器的交流电流的符号变为负时，栅极信号G6固定，使得第六开关S6持续断开。
流经交流电抗器的交流电流实际上包括纹波。当包括纹波的交流电流经过过零点时，交流电流的符号由于纹波的振幅的影响在正和负之间连续地改变。因此，延长了通过执行开关动作所用的栅极信号G1和G2之一进行开关动作的时段，该时段包括当包括纹波的交流电流经过过零点时的时段。另外，延长了导通(开关闭合)的栅极信号G5和G6之一的ON时段。
如上所述，可以抑制由于电流通过在交流电流中包括的纹波的振幅而在过零点附近变得不连续而导致畸变的发生。
<<栅极信号的产生：第二示例>>
接着，将描述栅极信号的产生的第二示例。与第一示例相似，有四种类型的栅极信号。
当通过Vinv_ref表示交流电压的电压参考值时，通过将电压参考值Vinv_ref与载波信号彼此进行比较来获得栅极信号G1。另外，通过将(-Vinv_ref)与载波信号彼此进行比较来获得栅极信号G2，其中，
-Vinv_ref是通过将电压参考值Vinv_ref反转(invert)获得的。因此，栅极信号G1和G2是每半个交流电周期交替出现的PWM信号。
然而，在生成栅极信号G1和G2时，进行条件加权。当交流电流目标值和交流电压目标值的符号相同时，实际上，使用载波信号，但是当交流电流目标值和交流电压目标值的符号彼此不同时，将偏差值加至载波信号。因此，将栅极信号G1和G2中的每一个的一个脉宽的初始时段和最终时段截断少许，且可以产生死区时间。例如，在图6中，续流二极管d1和d4在一个脉冲中持续导电，第一开关S1和第四开关S4在一个脉冲的除初始死区时间和最终死区时间之外的时段中闭合。另外，在图10中，续流二极管d2和d3在一个脉冲中连续导电，第二开关S2和第三开关S3在一个脉冲的除初始死区时间和最终死区时间之外的时段中闭合。
因此，在与续流二极管d1、d2、d3和d4并联的开关为MOSFET的情况下，通过闭合开关，与在电流仅流过二极管的情况下相比，可减小传导电阻和传导损耗。
同时，通过将电压参考值Vinv_ref与载波信号彼此比较来获得栅极信号G5，并且对其进行计算使得其逻辑与栅极信号G1的逻辑相反。结果，在用栅极信号G5执行开关的同时，栅极信号G5与栅极信号G1具有互补关系。
此外，通过将反转的电压参考值(-Vinv_ref)与载波信号彼此进行比较来获得栅极信号G6，并且对其进行计算使得其逻辑与栅极信号G2的逻辑相反。结果，在用栅极信号G6执行开关的同时，栅极信号G6与栅极信号G2具有互补关系。
然而，在生成栅极信号G5和G6时，对电压参考值Vinv_ref进行条件加权。当交流电流目标值和交流电压目标值的符号彼此不同时，实际上，使用电压参考值Vinv_ref，但是当交流电流目标值和交流电压目标值的符号相同时，将偏差值加至电压参考值Vinv_ref。因此，将栅极信号G5和G6中的每一个的一个脉宽的初始时段和最终时段截断少许，且可以产生死区时间。
例如，在图4和图9中，二极管d5在一个脉冲中持续导电，第五开关S5在一个脉冲的除初始死区时间和最终死区时间之外的时段中闭合。在图5和图8中，二极管d6在一个脉冲中持续导电，第六开关S6在一个脉冲的除初始死区时间和最终死区时间之外的时段中闭合。
因此，在与二极管d5和d6并联的开关是MOSFET的情况下，
通过闭合开关，与在电流仅流过二极管的情况下相比，可以减少传导电阻和传导损耗。
与第一示例相似，流经交流电抗器的交流电流实际包括纹波。
当包括纹波的交流电流经过过零点时，交流电流的符号由于纹波的振幅的影响在正和负之间连续地改变。因此，延长了通过执行开关动作所用的栅极信号G1和G2之一进行开关动作的时段，该时段包括当包括纹波的交流电流经过过零点时的时段。另外，延长了通过执行开关动作所用的栅极信号G5和G6之一进行开关动作的时段。
如上所述，可以抑制由于电流通过在交流电流中包括的纹波的振幅而在过零点附近变得不连续而导致畸变的发生。
<<验证>>
图11示出了在电力转换装置10中利用以上第一示例的栅极信号，在输出为5kVA并且功率因数为0.85的情况下，当执行从直流至交流的转换时的波形图。从图的顶部开始，(a)是示出交流电路Lac的交流电压和流经交流电抗器L1、L2的交流电流的波形图。粗线表示交流电流，细线表示交流电压。
在图11中，(b)示出了栅极信号，所述栅极信号从顶部按次序依次为栅极信号G1、G2、G5和G6。
将通过三种类型描述信号动作，即，ON(开关闭合)、OFF(开关断开)和开关动作。经过其中栅极信号G1和G2二者均截止(开关动作停止)的时段，栅极信号G1和G2在开关动作与OFF之间交替地重复切换。栅极信号G5和G6在ON(H电平)与OFF(L电平)
之间交替地重复切换，并且当栅极信号G5和G6从截止而导通时，开关动作被初始执行特定时间段。应该注意，利用栅极信号G5的开关动作与利用栅极信号G1的开关动作互补地执行，并且利用栅极信号G6的开关动作与利用栅极信号G2的开关动作互补地执行。
例如，在栅极信号G1导致开关动作并且栅极信号G6导通的(b)的左端侧的状态下，在稍晚于交流电流从正到负的过零点的时刻，栅极信号G1变为截止(开关动作停止)并且栅极信号G6变为截止。
另一方面，稍早于交流电流的过零点，栅极信号G5开始开关动作，且然后变导通。相似地，在栅极信号G2导致开关动作并且栅极信号G5导通的状态下，在稍晚于交流电流从负到正的过零点的时刻，栅极信号G2变为截止(开关动作停止)并且栅极信号G5变为截止。
另一方面，稍早于交流电流的过零点，栅极信号G6开始开关动作，
且然后变导通。
(c)示出了第一开关S1中的漏极和源极之间的电压。施加的电压是直流电路Ldc的电压的一半，因此，可以减小开关造成的电力损耗。
(d)示出了交流电抗器L1(或L2)的两端之间的电压。脉冲电压的振幅等于直流电路Ldc的电压的振幅。因此，可以减小电力损耗(主要为铁损耗)。
在(e)中，当在时间轴(水平轴)方向上执行划分成为四个相似形状时，最左边的和从左边开始的第三个表示流经第一开关S1或者续流二极管d1的电流，从左边开始的第二个和第四个表示流经第三开关S3或者续流二极管d3的电流。
(f)示出了流经短路电路4的电流。抑制了畸变。
另一方面，同样在控制部5提供是预定时段的死区时间的情况下，在其中电流在短路电路4中的续流二极管和二极管中的每一个中流动并且与二极管并联的开关闭合的时段的开始和最后(如在上述
<<栅极信号的产生：第二示例>>中描述的那样)，获得与图11的(a)、
(c)和(d)中的相同的波形。因此，可以减小电力损耗，并且可以抑制电流畸变。
<<最小开关转换方法的应用>>
现在已经描述了其中直流电源1直接连接至全桥电路3的电路配置。然而，在直流电源1的电压低于交流电压的峰值的情况下，DC/DC
转换器(升压斩波器)设置在直流电源1与全桥电路3之间，并且直流电压通过DC/DC转换器升压至交流电压的峰值或更高。此时，可以应用其中设置了在DC/DC转换器与全桥电路3之间交替地暂停开关动作的时段的最小开关转换方法。
图12是示出其中在图1所示的全桥电路3和短路电路4前设置多个DC/DC转换器并且将其经由直流总线连接至全桥电路3和短路电路4的电力转换装置100的电路配置示例的图。包括该电力转换装置100的整个系统是用于电力产生和存储的组合电力产生系统。
在图12中，DC/DC转换器20、DC/DC转换器30和DC/DC转换器40与直流总线11的两条线并联连接。DC/DC转换器20包括开关21和开关22(例如，为MOS-MOSFET)以及直流电抗器23。例如，光伏板51连接至DC/DC转换器20。电流传感器52检测流经DC/DC转换器20的电流，并且将检测输出发送至控制部5。电压传感器53检测通过光伏板51提供的电压并且将检测输出发送至控制部5。
此外，DC/DC转换器30包括开关31和开关32(例如，为MOS-MOSFET)和直流电抗器33。蓄电池61连接至DC/DC转换器30。电流传感器62检测流经DC/DC转换器30的电流，并且将检测输出发送至控制部5。电压传感器63检测蓄电池61的电压，并且将检测输出发送至控制部5。
此外，DC/DC转换器40包括开关41和开关42(例如，为MOS-MOSFET)和直流电抗器43。电解电容器71连接至DC/DC转换器40。电流传感器72检测流经DC/DC转换器40的电流，并且将检测输出发送至控制部5。电压传感器73检测电解电容器71的电压，并且将检测输出发送至控制部5。
三个DC/DC转换器20、30和40分别控制光伏板51的产生的电力、蓄电池61的充电/放电电力和从电解电容器71供应的反应电力。例如，蓄电池61的电压为50V，并且光伏板51的电压为200V。
用于检测开关S2的两端之间的电压的电压传感器12设置在全桥电路3中。在短路电路4的两条线之间设置电压传感器13。其它电路元件与图1中的相同，因此省略对其的描述。
对于最小开关转换方法，本申请的申请人已经提出了许多建议，
最小开关转换方法是已知的(例如，日本专利No.5618022、日本专利No.6187587以及许多其它公知文献)，因此省略对其的详细描述。
例如，最小开关转换方法的主要部分可以如下表示。
控制部5每半个交流电周期将DC/DC转换器20的低压侧上的直流电压与全桥电路3的交流侧上的电压目标值的绝对值彼此进行比较。当直流电压较小时，控制部5动作DC/DC转换器20和40，并且全桥电路3(和短路电路4)停止开关动作，并且仅执行必要的极性转换。另一方面，当电压目标值的绝对值较小时，控制部5停止DC/DC转换器20和40的开关动作并且使得全桥电路3(和短路电路4)执行开关动作。因此，可以交替地提供DC/DC转换器20和40的开关暂停时段和全桥电路3的开关暂停时段，从而可以抑制开关损耗。
<<补充说明>>
本文所公开的实施例在所有方面中仅是说明性的，并且应当被认为不是限制性的。本公开的范围由权利要求书的范围限定，并且意图包括等同于权利要求书的范围的含义和该范围内的所有修改。
标号列表：
1：直流电源
2：商业电网
3：全桥电路
4：短路电路
5：控制部
6：电压传感器
7：电流传感器
8：电压传感器
10：电力转换装置11：直流总线
12：电压传感器
13：电压传感器
20：DC/DC转换器21、22：开关
23：直流电抗器
30：DC/DC转换器31、32：开关
33：直流电抗器
40：DC/DC转换器41、42：开关
43：直流电抗器
51：光伏板
52：电流传感器
53：电压传感器
61：蓄电池
62：电流传感器
63：电压传感器
71：电解电容器
72：电流传感器
73：电压传感器
100：电力转换装置
Ca：交流侧电容器
Cdc：直流侧电容器
d1、d2、d3、d4、d5、d6：二极管
L1、L2：交流电抗器
Lac：交流电路
Ldc：直流电路
S1：第一开关
S2：第二开关
S3：第三开关
S4：第四开关
S5：第五开关
S6：第六开关

Claims (7)

1.一种电力转换装置，其设置在直流电路与交流电路之间并且执行从直流至交流的转换或从交流至直流的转换，所述电力转换装置包括：
全桥电路，其由第一开关、第二开关、第三开关和第四开关构成，所述第三开关与所述第二开关同步动作，所述第四开关与所述第一开关同步动作；
续流二极管，其与所述全桥电路一起设置，并且用于使电流沿所述续流二极管的正向流过；
交流电抗器，其位于所述全桥电路与所述交流电路之间；
短路电路，其设置在所述全桥电路的交流侧的两条线之间，并且包括：第五开关，其使从所述两条线中的第一线至第二线的导电路径断开和闭合；第六开关，其使从所述第二线至所述第一线的导电路径断开和闭合；二极管，其阻止从所述第一线至所述第二线的电流并且与所述第六开关串联；以及二极管，其阻止从所述第二线至所述第一线的电流并且与所述第五开关串联；以及
控制部，其控制所述全桥电路和所述短路电路，其中，
在所述交流电路的交流电压与流过所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，所述控制部将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负和所述交流电流为正的第四时段，
所述控制部在所述第一时段执行第一控制模式，在所述第一控制模式中，使所述第一开关和所述第四开关执行开关动作，断开所述第二开关和所述第三开关，并且闭合所述第六开关，
所述控制部在所述第二时段执行第二控制模式，在所述第二控制模式中，在使所述第五开关执行开关动作的同时当所述第五开关断开时，电流流过所述续流二极管，
所述控制部在所述第三时段执行第三控制模式，在所述第三控制模式中，使所述第二开关和所述第三开关执行开关动作，断开所述第一开关和所述第四开关，并且闭合所述第五开关，并且
所述控制部在所述第四时段执行第四控制模式，在所述第四控制模式中，在使所述第六开关执行开关动作的同时当所述第六开关断开时，电流流过所述续流二极管。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，与叠加有纹波的所述交流电流达到过零点的瞬间相比，所述控制部使所述全桥电路的开关动作的停止延迟，并且使所述短路电路中闭合开关的断开延迟或者使所述短路电路中闭合开关的开关动作的停止延迟。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，针对所述续流二极管和所述短路电路中的所述二极管的每一个，所述控制部在电流流过所述二极管的时段的开始和结束时设置预定时段的死区时间，并且使与所述二极管并联的开关闭合。
4.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，针对所述续流二极管和所述短路电路中的所述二极管的每一个，所述控制部在电流流过所述二极管的时段的开始和结束时设置预定时段的死区时间，并且使与所述二极管并联的开关闭合。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换装置，其中，
在所述全桥电路的直流侧设置有DC/DC转换器，并且
所述控制部将所述DC/DC转换器的低压侧的直流电压与所述全桥电路的交流侧的电压目标值的绝对值彼此进行比较；
当所述直流电压更小时，所述控制部使所述DC/DC转换器动作，并且使所述全桥电路停止开关动作，而只执行极性反转；以及
当所述电压目标值的绝对值更小时，所述控制部使所述DC/DC转换器的开关动作停止，并且使所述全桥电路执行开关动作。
6.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述控制部使一同执行开关动作的情况下的所述第一开关和所述第五开关互补地闭合，并且
所述控制部使一同执行开关动作的情况下的所述第二开关和所述第六开关互补地闭合。
7.一种电力转换装置的控制方法，所述控制方法以电力转换装置作为控制对象并且由控制部执行，所述电力转换装置设置在直流电路与交流电路之间，并且包括由开关和续流二极管构成的全桥电路、以及连接在所述全桥电路的交流侧的短路电路和交流电抗器，所述控制方法包括：
在所述交流电路的交流电压与流过所述交流电抗器的交流电流之间存在相位差的情况下，将一个周期划分为总共四个时段来执行控制，所述四个时段为：所述交流电压和所述交流电流均为正的第一时段、所述交流电压为正和所述交流电流为负的第二时段、所述交流电压和所述交流电流均为负的第三时段、以及所述交流电压为负和所述交流电流为正的第四时段；
在所述第一时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段，使所述全桥电路执行开关动作并且电流正向流过所述全桥电路，在所述续流时段，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流正向流过所述短路电路；
在所述第二时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段，使所述短路电路执行开关动作并且电流负向流过所述短路电路，在所述续流时段，电流负向流过处于所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管；
在所述第三时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段，使所述全桥电路执行开关动作，并且电流负向流过所述全桥电路，在所述续流时段，在所述全桥电路的所有开关均断开的状态下，电流负向流过所述短路电路；以及
在所述第四时段执行交替地具有通电时段和续流时段的控制，在所述通电时段，使所述短路电路执行开关动作，并且电流正向流过所述短路电路，在所述续流时段，电流正向流过处于所有开关均断开的状态下的所述全桥电路的所述续流二极管。
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