JPWO2020152900A1 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

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Abstract

ＨＥＲＩＣの電力変換装置（１０）において、１周期を、交流電圧及び交流電流の符号が共に正の第１の期間、正及び負の第２の期間、共に負の第３の期間、負及び正の第４の期間に分けて制御を行い、第１，第４スイッチ（Ｓ１，Ｓ４）をスイッチング動作させ第２，第３スイッチ（Ｓ２，Ｓ３）を開路し第６スイッチ（Ｓ６）を閉路する第１の制御モードを第１の期間に実行し、第５スイッチ（Ｓ５）にスイッチング動作を行わせつつ第５スイッチが開路しているとき電流を還流ダイオード（ｄ１，ｄ４）に流す第２の制御モードを第２の期間に実行し、第２，第３スイッチをスイッチング動作させ第１，第４スイッチを開路し第５スイッチを閉路する第３の制御モードを第３の期間に実行し、第６スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、第６スイッチが開路しているとき電流を還流ダイオード（ｄ２，ｄ３）に流す第４の制御モードを第４の期間に実行する。

Description

本発明は、電力変換装置及びその制御方法に関する。
本出願は、２０１９年１月２２日出願の日本出願第２０１９−００８５８８号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
インバータとしてのフルブリッジ回路と交流側の短絡回路（クランプ回路）とを組み合わせた回路構成として、ＨＥＲＩＣ（Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ＆ Ｒｅｌｉａｂｌｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ（ｈｅｒｉｃは登録商標、以下同様。））の電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１〜５参照。）。
ドイツ特許出願公開第１０２２１５９２号公報 特開２０１４−２０９８４１号公報 国際公開ＷＯ２０１４／１５７７００ 特開２０１５−７７０６１号公報 特許第６３９４７６０号公報
本開示の手段は例えば以下のように表現できる。但し、本発明は、請求の範囲によって定められるものである。
本開示は、直流電路と交流電路との間に設けられ、直流から交流又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、第１スイッチ、第２スイッチ、当該第２スイッチと同期して動作する第３スイッチ、及び、前記第１スイッチと同期して動作する第４スイッチによって構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路に付随して設けられ、自己の順方向に電流を流すための還流ダイオードと、前記フルブリッジ回路と前記交流電路との間に存在する交流リアクトルと、前記フルブリッジ回路の交流側の２線間に設けられ、当該２線のうちの第１線から第２線への通電経路を開閉する第５スイッチ、前記第２線から前記第１線への通電経路を開閉する第６スイッチ、前記第１線から前記第２線への電流を阻止し、前記第６スイッチと直列に存在するダイオード、及び、前記第２線から前記第１線への電流を阻止し、前記第５スイッチと直列に存在するダイオードを含む短絡回路と、前記フルブリッジ回路及び前記短絡回路を制御する制御部と、を備え、前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、前記制御部は、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行い、前記制御部は、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチをスイッチング動作させ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを開路し、かつ、前記第６スイッチを閉路する第１の制御モードを、前記第１の期間に実行し、前記第５スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第５スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第２の制御モードを、前記第２の期間に実行し、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチをスイッチング動作させ、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチを開路し、かつ、前記第５スイッチを閉路する第３の制御モードを、前記第３の期間に実行し、前記第６スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第６スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第４の制御モードを、前記第４の期間に実行する。
制御方法としては、直流電路と交流電路との間に設けられ、スイッチ及び還流ダイオードによって構成されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路の交流側に接続される短絡回路及び交流リアクトルとを備える電力変換装置を制御対象として、制御部により実行される電力変換装置の制御方法であって、前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行い、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ正の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第１の期間に実行し、前記短絡回路にスイッチング動作をさせ負の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第２の期間に実行し、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ負の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第３の期間に実行し、前記短絡回路にスイッチング動作をさせ正の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第４の期間に実行する。
図１は、ＨＥＲＩＣの電力変換装置の一例を示す回路図である。 図２は、交流電路の交流電圧Ｖと、交流リアクトルに流れる交流電流ｉＬとの間に位相差がある場合の波形図の一例である。 図３は、第１の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図４は、第１の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図５は、第２の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図６は、第２の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図７は、第３の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図８は、第３の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図９は、第４の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図１０は、第４の期間において、電流の流れる経路を太線で図１に付記した図である。 図１１は、電力変換装置に第１例のゲート信号を用いて、出力５ｋＶＡ、力率０．８５で直流から交流への変換を行った場合の波形図である。 図１２は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを前置し、ＤＣバスを経て、図１に示すようなフルブリッジ回路及び短絡回路に繋がる電力変換装置の回路構成例を示す図である。
［本開示が解決しようとする課題］
前述の特許文献１及び特許文献３の電力変換装置は、交流側の力率が１であれば問題なく動作するが、交流電圧と交流電流との間に位相差がある場合にはフルブリッジ回路の出力を短絡回路により短絡してしまうという問題がある。
特許文献２の電力変換装置においては、フルブリッジ回路がスイッチング中で出力電圧が出ているときに、その出力電圧を短絡回路で短絡することのないよう、短絡回路のスイッチにデッドタイムを設けることが提案されている。しかし、シミュレーションによる検証によれば、当該電力変換装置では、負荷に出力する交流電流及び交流電圧のゼロクロス近傍で出力電流に歪が発生する。
特許文献４の電力変換装置では、フルブリッジ回路の出力を短絡回路により短絡してしまうことは回避できる。しかし、例えばフルブリッジ回路の１レグを構成する第１スイッチ及び第２スイッチに着目すると、一方のスイッチの逆並列ダイオードが導通している状態すなわち他方のスイッチに直流電源の電圧がそのまま印加されている状態から他方のスイッチが閉路する制御を含んでいる。例えば特許文献１に開示されている基本的なＨＥＲＩＣの電力変換装置では、フルブリッジ回路の１つのスイッチに印加される電圧は直流電源の電圧の半分である。従って、特許文献４の電力変換装置では、基本的なＨＥＲＩＣの電力変換装置と比べて、フルブリッジ回路の各スイッチのスイッチングに伴う電力損失が２倍になる。
特許文献５の電力変換装置は、交流リアクトルの両端に加わるパルス電圧の振幅が、直流電源電圧の２倍となる。そのため、交流リアクトルの電力損失（主に鉄損）が大きい。また、フルブリッジ回路に対する２種類のゲート駆動信号の間に長いデッドタイムが必要となる等、デッドタイム補償が複雑である。
そこで、短絡回路を有する電力変換装置において、交流電圧と交流電流との位相差があっても問題なく使用でき、電力損失が抑制され、出力する交流電流の歪が抑制される電力変換装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
［本開示の効果］
本開示によれば、短絡回路を有する電力変換装置において、交流電圧と交流電流との位相差があっても問題なく使用することができ、電力損失が抑制され、出力する交流電流の歪が抑制される。
［本開示の実施形態の説明］
本開示の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、直流電路と交流電路との間に設けられ、直流から交流又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、第１スイッチ、第２スイッチ、当該第２スイッチと同期して動作する第３スイッチ、及び、前記第１スイッチと同期して動作する第４スイッチによって構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路に付随して設けられ、自己の順方向に電流を流すための還流ダイオードと、前記フルブリッジ回路と前記交流電路との間に存在する交流リアクトルと、前記フルブリッジ回路の交流側の２線間に設けられ、当該２線のうちの第１線から第２線への通電経路を開閉する第５スイッチ、前記第２線から前記第１線への通電経路を開閉する第６スイッチ、前記第１線から前記第２線への電流を阻止し、前記第６スイッチと直列に存在するダイオード、及び、前記第２線から前記第１線への電流を阻止し、前記第５スイッチと直列に存在するダイオードを含む短絡回路と、前記フルブリッジ回路及び前記短絡回路を制御する制御部と、を備える。
前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、前記制御部は、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行う。
そして、前記制御部は、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチをスイッチング動作させ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを開路し、かつ、前記第６スイッチを閉路する第１の制御モードを、前記第１の期間に実行し、前記第５スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第５スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第２の制御モードを、前記第２の期間に実行し、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチをスイッチング動作させ、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチを開路し、かつ、前記第５スイッチを閉路する第３の制御モードを、前記第３の期間に実行し、前記第６スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第６スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第４の制御モードを、前記第４の期間に実行する。
上記の電力変換装置によれば、交流電圧と交流電流との位相差がある場合にも交流電圧及び交流電流の符号の異同に応じて適切に制御を行うことができる。また、出力される交流電流の歪が抑制される。さらに、フルブリッジ回路の各スイッチがスイッチング動作を行っているときの各スイッチには直流電路の電圧がそのまま印加されることはなく、常に直流電路の電圧の半分の電圧が印加される。また、スイッチングによって交流リアクトルの両端間に生じるパルス電圧の振幅は直流電路の電圧である。従って、スイッチングによる電力損失及び交流リアクトルによる電力損失が低減される。こうして、短絡回路を有する電力変換装置において、交流電圧と交流電流との位相差があっても問題なく使用することができ、電力損失が抑制され、出力する交流電流の歪が抑制される。
（２）前記（１）の電力変換装置において、前記制御部は、リプルが重畳された前記交流電流がゼロクロスに達した瞬間よりも、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作の停止を遅らせるとともに、前記短絡回路においては閉路しているスイッチの開路又はスイッチング動作の停止を遅らせるようにしてもよい。
この場合、交流リアクトルを流れる交流電流に含まれるリプルの振幅によりゼロクロスの近傍で符号が揺れ動くことを考慮して、完全に符号が変わってから制御モードを遷移させることができる。
（３）前記（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記還流ダイオード及び前記短絡回路内の前記ダイオードの各々に関して、当該ダイオードに電流が流れる期間の初めと終わりに所定期間のデッドタイムを設けて、当該ダイオードと並列に存在するスイッチを閉路させるようにしてもよい。
ダイオードと並列に存在するスイッチがＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である場合に、当該スイッチを閉路することで、ダイオードのみに電流を流す場合よりも導通抵抗及び導通損失を低減することができる。
また、デッドタイムは還流ダイオードに電流が流れる期間内に設けるため、交流電流の歪が抑制される。よって、電流歪を抑制するためのデッドタイム補償を行う必要がない。
（４）前記（１）から（３）のいずれかの電力変換装置において、前記フルブリッジ回路の直流側にＤＣ／ＤＣコンバータが設けられ、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの低圧側の直流電圧と、前記フルブリッジ回路の交流側の電圧目標値の絶対値とを互いに比較して、前記直流電圧の方が小さいときは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるとともに前記フルブリッジ回路はスイッチング動作を停止して必要な極性反転のみを行い、一方、前記電圧目標値の絶対値の方が小さいときは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止し、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させる、と言う構成であってもよい。
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータとフルブリッジ回路とで、交流半サイクルごとに、交互にスイッチングの休止期間ができるので、総スイッチング回数の低減により電力損失を低減することができる。
（５）前記（１）の電力変換装置において、前記制御部は、共にスイッチング動作を行う場合の前記第１スイッチと前記第５スイッチとを相補的に閉路させ、共にスイッチング動作を行う場合の前記第２スイッチと前記第６スイッチとを相補的に閉路させるようにしてもよい。
この場合、第１スイッチ及び第４スイッチのペアが閉路のときは、第５スイッチは開路となり、また、第５スイッチが閉路となるときは、第１スイッチ及び第４スイッチのペアは開路である。第２スイッチ及び第３スイッチのペアが閉路のときは、第６スイッチは開路となり、また、第６スイッチが閉路となるときは、第２スイッチ及び第３スイッチのペアは開路である。従って、直流電路の短絡を抑制することができる。
（６）一方、これは、直流電路と交流電路との間に設けられ、スイッチ及び還流ダイオードによって構成されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路の交流側に接続される短絡回路及び交流リアクトルとを備える電力変換装置を制御対象として、制御部により実行される電力変換装置の制御方法であって、前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行い、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ正の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第１の期間に実行し、前記短絡回路にスイッチング動作をさせ負の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第２の期間に実行し、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ負の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第３の期間に実行し、前記短絡回路にスイッチング動作をさせ正の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第４の期間に実行する、電力変換装置の制御方法である。
上記の電力変換装置の制御方法によれば、交流電圧と交流電流との位相差がある場合にも交流電圧及び交流電流の符号の異同に応じて適切に制御を行うことができる。また、出力される交流電流の歪が抑制される。さらに、フルブリッジ回路の各スイッチがスイッチング動作を行っているとき各スイッチには直流電路の電圧がそのまま印加されることはなく、常に直流電路の電圧の半分の電圧が印加される。また、スイッチングによって交流リアクトルの両端間に生じるパルス電圧の振幅は直流電路の電圧である。従って、スイッチングによる電力損失及び交流リアクトルによる電力損失が低減される。こうして、短絡回路を有する電力変換装置において、交流電圧と交流電流との位相差があっても問題なく使用することができ、電力損失が抑制され、出力する交流電流の歪が抑制される。
［本開示の実施形態の詳細］
《回路構成》
以下、本開示の一実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。
図１は、ＨＥＲＩＣの電力変換装置の一例を示す回路図である。図において、直流電源１と商用電力系統２との間に存在する電力変換装置（インバータ）１０は、直流側コンデンサＣｄｃと、フルブリッジ回路３と、短絡回路４と、交流リアクトルＬ１，Ｌ２と、交流側コンデンサＣａとを備えている。このような電力変換装置１０は、直流から交流への変換のほか、交流から直流への変換も行うことができるが、ここでは、直流から交流への変換を想定して説明する。
直流側コンデンサＣｄｃは、直流電源１の両端に接続されている。フルブリッジ回路３は例えばＭＯＳＦＥＴである第１スイッチＳ１，第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４を、図示のようにフルブリッジ接続して構成されている。各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４はそれぞれ、逆並列に、還流ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２，ｄ３及びｄ４を有している。フルブリッジ回路３は、直流電路Ｌｄｃの２線から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。
短絡回路４は、フルブリッジ回路３の交流側の２線に接続されている。短絡回路４は、フルブリッジ回路３の交流側の２線間に設けられた第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６の直列体を備えている。第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は、互いに逆極性になるように直列に接続されている。第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、それぞれ逆並列に、ダイオード（ボディダイオード）ｄ５及びｄ６を有している。交流リアクトルＬ１，Ｌ２は、フルブリッジ回路３から交流電路Ｌａｃの２線に流れる電流路に対して、直列に存在している。交流側コンデンサＣａは、交流電路Ｌａ ｃの２線間に接続されている。短絡回路４は、交流リアクトルＬ１，Ｌ２と共に、還流回路を構成する。
なお、スイッチＳ５，Ｓ６は、ダイオードｄ５，ｄ６のアノード同士が互いに接続されることになる図示の接続形態の他、カソード同士が互いに接続されることになる接続形態であってもよい。後者の場合は、スイッチ直列体（Ｓ５，Ｓ６）の下の素子がスイッチＳ５、上の素子がスイッチＳ６となる。また、スイッチ直列体（Ｓ５，Ｓ６）という形ではなく、スイッチＳ５及びダイオードｄ６の直列体と、スイッチＳ６及びダイオードｄ５の直列体とが互いに並列に、フルブリッジ回路３の交流側の２線間に接続されているという回路構成の短絡回路であってもよい。
より普遍的に短絡回路４を表現すると、例えばこのようになる。短絡回路４は、フルブリッジ回路３の交流側の２線間に設けられ、当該２線のうちの第１線から第２線への通電経路を開閉する第５スイッチＳ５、第２線から第１線への通電経路を開閉する第６スイッチＳ６、第１線から第２線への電流を阻止し、第６スイッチと直列に存在するダイオードｄ５、及び、第２線から第１線への電流を阻止し、第５スイッチと直列に存在するダイオードｄ６を含むものである。
また、上記の例では第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、及び、第６スイッチＳ６は、すべてＭＯＳＦＥＴであるとしたが、これに代えて、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、及び、各ＩＧＢＴに逆並列の還流ダイオードであってもよい。また、フルブリッジ回路３に付随して設けられる還流ダイオードは、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４のそれぞれについて単純に、逆並列に４個存在していない場合もあり得る。例えば、「Ｈ６．５インバータ」という名称で既知の回路のフルブリッジ回路では、第１スイッチＳ１と第３スイッチＳ３とで、それぞれスイッチを介して共通のダイオードが逆並列的に存在する回路構成もある。還流という観点からは、ダイオードは、フルブリッジ回路３に付随して設けられ、自己の順方向（直流電路Ｌｄｃのプラス側）に電流を流すための素子である。
電圧センサ６は、直流電源１及び直流側コンデンサＣｄｃと並列に接続されている。電圧センサ６は、直流電路Ｌｄｃの２線間の電圧を検出し、検出出力を制御部５に送る。電流センサ７は、交流リアクトルＬ２と直列に接続されている。電流センサ７は、交流リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を検出し、検出出力を制御部５に送る。電圧センサ８は、交流電路Ｌａｃの２線間に接続されている。電圧センサ８は、商用電力系統２の電圧を検出し、検出出力を制御部５に送る。
制御部５は、例えばコンピュータを含み、コンピュータがソフトウェア（コンピュータプログラム）を実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部の記憶装置（図示せず。）に格納される。
《交流電圧及び交流電流の一例》
図２は、交流電路Ｌａｃの交流電圧Ｖと、交流リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる交流電流ｉＬとの間に位相差がある場合の波形図の一例である。なお、振幅は簡略化のため、同じレベルにしている。この場合、交流電圧Ｖと交流電流ｉＬとで、符号（正又は負）が互いに一致する期間と異なる期間とがある。
すなわち、１周期内に、交流電圧及び交流電流が共に正となる第１の期間Ｔ１、交流電圧が正及び交流電流が負となる第２の期間Ｔ２、交流電圧及び交流電流が共に負となる第３の期間Ｔ３、並びに、交流電圧が負及び交流電流が正となる第４の期間Ｔ４の合計４期間がある。そこで、制御部５は、１周期を、第１の期間Ｔ１、第２の期間Ｔ２、第３の期間Ｔ３、及び、第４の期間Ｔ４の、合計４期間に分けて制御を行う。
《回路の動作と電流の流れ方》
以下、電力変換装置１０の回路の動作と電流の流れ方について説明する。
図３〜図１０は、図１に、それぞれの場合において電流の流れる経路を太線で付記した図である。なお、電流の向きに関しては、交流リアクトルＬ１を通って交流電路Ｌａｃの方へ流れる電流を正の電流、その逆向きを負の電流とする。閉路（スイッチング動作中の閉路を含む。）又は導通の状態となっている素子の符号に丸印を付している。
（第１の期間Ｔ１における第１の制御モード）
まず、図３（正電流の力行）において、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４のペアが互いに同期してスイッチング動作し、かつ、現時点では閉路している。第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３のペアは開路している。第５スイッチＳ５は開路し、第６スイッチＳ６は閉路している。この状態では、直流電路Ｌｄｃのプラス側から第１スイッチＳ１及び交流リアクトルＬ１を介して交流電路Ｌａｃの一線（上）に至る電流経路ができ、また、交流電路Ｌａｃの他線（下）から交流リアクトルＬ２及びスイッチＳ４を介して直流電路Ｌｄｃのマイナス側に至る電流経路ができる。
一方、図４（正電流の還流）において、スイッチング動作中の第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４のペアは、現時点では開路している。第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３のペアは開路している。従って、フルブリッジ回路３のすべてのスイッチＳ１〜Ｓ４が開路の状態となる。第５スイッチＳ５は開路し、第６スイッチＳ６は閉路している。この状態では、交流リアクトルＬ２から、閉路しているスイッチＳ６、ダイオードｄ５、交流リアクトルＬ１を通る電流経路ができる。
第１の期間Ｔ１中は、図３の状態と図４の状態とで、交互に状態の遷移が生じる。
（第２の期間Ｔ２における第２の制御モード）
次に、図５（負電流の力行）において、第５スイッチＳ５がスイッチング動作し、かつ、現時点では閉路している。第１スイッチＳ１，第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３，第４スイッチＳ４，及び、第６スイッチＳ６は開路している。この状態では、交流リアクトルＬ１から、閉路しているスイッチＳ５、ダイオードｄ６、交流リアクトルＬ２を通る電流経路ができる。
一方、図６（負電流の還流）において、スイッチング動作中の第５スイッチＳ５が現時点では開路している。第１スイッチＳ１，第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３，第４スイッチＳ４，及び、第６スイッチＳ６は開路している。この状態では、交流リアクトルＬ１からフルブリッジ回路３の還流ダイオードｄ１を通り、直流電路Ｌｄｃのプラス側に至る電流経路ができる。また、直流電路Ｌｄｃのマイナス側から還流ダイオードｄ４を通り、交流リアクトルＬ２へ至る電流経路ができる。
第２の期間Ｔ２中は、図５の状態と図６の状態とで、交互に状態の遷移が生じる。
（第３の期間Ｔ３における第３の制御モード）
次に、図７（負電流の力行）において、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３のペアが互いに同期してスイッチング動作し、かつ、現時点では閉路している。第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４のペアは開路している。第５スイッチＳ５は閉路し、第６スイッチＳ６は開路している。この状態では、直流電路Ｌｄｃのプラス側から第３スイッチＳ３及び交流リアクトルＬ２を介して交流電路Ｌａｃの他線（下）に至る電流経路ができ、また、交流電路Ｌａｃの一線（上）から交流リアクトルＬ１及びスイッチＳ２を介して直流電路Ｌｄｃのマイナス側に至る電流経路ができる。
一方、図８（負電流の還流）において、スイッチング動作中の第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３のペアは、現時点では開路している。第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４のペアは開路している。従って、フルブリッジ回路３のすべてのスイッチＳ１〜Ｓ４が開路の状態となる。第５スイッチＳ５は閉路し、第６スイッチＳ６は開路している。この状態では、交流リアクトルＬ１から、閉路しているスイッチＳ５、ダイオードｄ６、交流リアクトルＬ２を通る電流経路ができる。
第３の期間Ｔ３中は、図７の状態と図８の状態とで、交互に状態の遷移が生じる。
（第４の期間Ｔ４における第４の制御モード）
次に、図９（正電流の力行）において、第６スイッチＳ６がスイッチング動作し、かつ、現時点では閉路している。第１スイッチＳ１，第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３，第４スイッチＳ４，及び、第５スイッチＳ５は開路している。この状態では、交流リアクトルＬ２から、閉路しているスイッチＳ６、ダイオードｄ５、交流リアクトルＬ１を通る電流経路ができる。
一方、図１０（正電流の還流）において、スイッチング動作中の第６スイッチＳ６が現時点では開路している。第１スイッチＳ１，第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３，第４スイッチＳ４，及び、第５スイッチＳ５は開路している。この状態では、交流リアクトルＬ２からフルブリッジ回路３の還流ダイオードｄ３を通り、直流電路Ｌｄｃのプラス側に至る電流経路ができる。また、直流電路Ｌｄｃのマイナス側から還流ダイオードｄ２を通り、交流リアクトルＬ１へ至る電流経路ができる。
第４の期間Ｔ４中は、図９の状態と図１０の状態とで、交互に状態の遷移が生じる。
上記の電力変換装置１０によれば、ＨＥＲＩＣの回路構成において交流電圧と交流電流との位相差がある場合にも交流電圧及び交流電流の符号の異同に応じて適切に制御を行うことができる。また、出力される交流電流の歪が抑制される。さらに、フルブリッジ回路３の各スイッチＳ１〜Ｓ４にはスイッチング動作中に直流電路の電圧がそのまま印加されることはなく、常に直流電路Ｌｄｃの電圧の半分の電圧が印加される。また、交流リアクトルＬ１，Ｌ２の両端間に生じるパルス電圧の振幅は直流電路の電圧である。従って、スイッチングによる電力損失及び交流リアクトルＬ１，Ｌ２による電力損失が低減される。こうして、ＨＥＲＩＣの電力変換装置１０において、交流電圧と交流電流との位相差があっても問題なく使用することができ、電力損失が抑制され、出力する交流電流の歪が抑制される。
《ゲート信号の生成：第１例》
次に、ゲート信号の生成の第１例について説明する。ゲート信号は４種類あり、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４のペアを動作させるためのゲート信号Ｇ１、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３のペアを動作させるためのゲート信号Ｇ２、第５スイッチＳ５を動作させるためのゲート信号Ｇ５、及び、第６スイッチＳ６を動作させるためのゲート信号Ｇ６である。
交流電圧の電圧参照値をＶｉｎｖ＿ｒｅｆとすると、ゲート信号Ｇ１は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆと搬送波信号（高周波の三角波）とを互いに比較して得た信号に対して、さらに交流リアクトルを流れる電流が負の時にスイッチＳ１とスイッチＳ４とが常時開路となるように処理を加えることにより得られる。また、ゲート信号Ｇ２は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆを反転させた（−Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ）と搬送波信号とを互いに比較して得た信号に対して同様の処理を加えることにより得られる。従って、ゲート信号Ｇ１とＧ２とは、交流半サイクルごとに交代で出現するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号となる。
一方、ゲート信号Ｇ５は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆと搬送波信号とを互いに比較して得られるが、ゲート信号Ｇ１とは論理が逆になるように演算される。さらに、交流リアクトルを流れる交流電流の電流目標値の符号が正になると、ゲート信号Ｇ５は、第５スイッチＳ５が常時開路になるよう固定される。
また、ゲート信号Ｇ６は、反転した電圧参照値（−Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ）と搬送波信号とを互いに比較して得られるが、ゲート信号Ｇ２とは論理が逆になるように演算される。さらに、交流リアクトルを流れる交流電流の符号が負になると、ゲート信号Ｇ６は、第６スイッチＳ６が常時開路になるよう固定される。
交流リアクトルを流れる交流電流には実際にはリプルが含まれている。リプルを含む交流電流がゼロクロスを通過するとき、リプルの振幅の影響により交流電流の符合は正と負との間を行き来する。そこで、リプルを含む交流電流がゼロクロスを通過する期間を含めてゲート信号Ｇ１，Ｇ２のうちスイッチング動作している方の、スイッチング動作の期間を延長する。また、ゲート信号Ｇ５，Ｇ６のうちオン（スイッチ閉路）している方のオンの期間を延長する。
このようにして、交流電流に含まれるリプルの振幅によりゼロクロス近傍で電流が不連続になり歪が発生することを抑制できる。
《ゲート信号の生成：第２例》
次に、ゲート信号の生成の第２例について説明する。ゲート信号は第１例と同様に４種類ある。
交流電圧の電圧参照値をＶｉｎｖ＿ｒｅｆとすると、ゲート信号Ｇ１は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆと搬送波信号とを互いに比較して得られる。また、ゲート信号Ｇ２は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆを反転させた（−Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ）と搬送波信号とを互いに比較して得られる。従って、ゲート信号Ｇ１とＧ２とは、交流半サイクルごとに交代で出現するＰＷＭ信号となる。
但し、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２の生成には、条件が加重される。交流電流目標値と交流電圧目標値との符号が互いに同じであれば、搬送波信号がそのまま使用されるが、交流電流目標値と交流電圧目標値とで符号が異なるときは、搬送波信号にオフセット値が加算される。これにより、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２の１パルス幅の初期と終期が少し削られ、デッドタイムを作ることができる。例えば、図６において、１パルス中で、還流ダイオードｄ１，ｄ４は終始導通しており、初期のデッドタイム及び終期のデッドタイムを除く１パルス中の期間は、第１スイッチＳ１，第４スイッチＳ４が閉路する。また、図１０において、１パルス中で、還流ダイオードｄ２，ｄ３は終始導通しており、初期のデッドタイム及び終期のデッドタイムを除く１パルス中の期間は、第２スイッチＳ２，第３スイッチＳ３が閉路する。
これにより、還流ダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４と並列に存在するスイッチがＭＯＳＦＥＴである場合に、当該スイッチを閉路することで、ダイオードのみに電流を流す場合よりも導通抵抗及び導通損失を低減することができる。
一方、ゲート信号Ｇ５は、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆと搬送波信号とを互いに比較して得られるが、ゲート信号Ｇ１とは論理が逆になるように演算される。この結果、ゲート信号Ｇ５がスイッチングしている間は、ゲート信号Ｇ５は、ゲート信号Ｇ１とは相補の関係となる。
また、ゲート信号Ｇ６は、反転した電圧参照値（−Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆ）と搬送波信号とを互いに比較して得られるが、ゲート信号Ｇ２とは論理が逆になるように演算される。この結果、ゲート信号Ｇ６がスイッチングしている間は、ゲート信号Ｇ６は、ゲート信号Ｇ２とは相補の関係となる。
但し、ゲート信号Ｇ５，Ｇ６の生成には、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆに条件が加重される。交流電流目標値と交流電圧目標値との符号が互いに異なるときは、電圧参照値Ｖｉ ｎｖ＿ｒｅｆがそのまま使用されるが、交流電流目標値と交流電圧目標値との符号が互いに同じであれば、電圧参照値Ｖｉｎｖ＿ｒｅｆにオフセット値が加算される。これにより、ゲート信号Ｇ５，Ｇ６の１パルス幅の初期と終期が少し削られ、デッドタイムを作ることができる。
例えば、図４，図９において、１パルス中で、ダイオードｄ５は終始導通しており、初期のデッドタイム及び終期のデッドタイムを除く１パルス中の期間は、第５スイッチＳ５が閉路する。図５，図８において、１パルス中で、ダイオードｄ６は終始導通しており、初期のデッドタイム及び終期のデッドタイムを除く１パルス中の期間は、第６スイッチＳ６が閉路する。
これにより、ダイオードｄ５，ｄ６と並列に存在するスイッチがＭＯＳＦＥＴである場合に、当該スイッチを閉路することで、ダイオードのみに電流を流す場合よりも導通抵抗及び導通損失を低減することができる。
また、第１例と同様に、交流リアクトルを流れる交流電流には実際にはリプルが含まれている。リプルを含む交流電流がゼロクロスを通過するとき、リプルの振幅の影響により交流電流の符合は正と負との間を行き来する。そこで、リプルを含む交流電流がゼロクロスを通過する期間を含めてゲート信号Ｇ１，Ｇ２のうちスイッチング動作している方の、スイッチング動作の期間を延長する。また、ゲート信号Ｇ５，Ｇ６のうちスイッチング動作している方の、スイッチング動作の期間を延長する。
このようにして、交流電流に含まれるリプルの振幅によりゼロクロス近傍で電流が不連続になり歪が発生することを抑制できる。
《検証》
図１１は、電力変換装置１０に上記第１例のゲート信号を用いて、出力５ｋＶＡ、力率０．８５で直流から交流への変換を行った場合の波形図である。図の上から順に、（ａ）は交流電路Ｌａｃの交流電圧、及び、交流リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる交流電流を示す波形図である。太く見える線が交流電流、細く見える線が交流電圧である。
図１１の（ｂ）はゲート信号であり、上から順に、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ５，Ｇ６である。
信号の動作を、オン（スイッチ閉路）、オフ（スイッチ開路）、スイッチング動作の３種類で説明すると、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２は、共にオフ（スイッチング動作停止）となる期間を介して、交互にスイッチング動作とオフとを繰り返している。ゲート信号Ｇ５，Ｇ６は、オン（Ｈレベル）とオフ（Ｌレベル）とを交互に繰り返すが、オフからオンするときは初めに一定時間スイッチング動作する。但し、ゲート信号Ｇ５のスイッチング動作はゲート信号Ｇ１のスイッチング動作と相補的に行われ、ゲート信号Ｇ６のスイッチング動作はゲート信号Ｇ２のスイッチング動作と相補的に行われる。
例えば、（ｂ）の左端側の、ゲート信号Ｇ１がスイッチング動作、及び、ゲート信号Ｇ６がオンという状態は、交流電流の正から負へのゼロクロスがある瞬間より僅かに遅れて、それぞれ、ゲート信号Ｇ１がオフ（スイッチング動作停止）、及び、ゲート信号Ｇ６がオフ、となる。一方、ゲート信号Ｇ５は、交流電流のゼロクロスより僅かに早くスイッチング動作し初め、その後オンとなる。同様に、ゲート信号Ｇ２がスイッチング動作、及び、ゲート信号Ｇ５がオンという状態は、交流電流の負から正へのゼロクロスがある瞬間より僅かに遅れて、それぞれ、ゲート信号Ｇ２がオフ（スイッチング動作停止）、及び、ゲート信号Ｇ５がオフ、となる。一方、ゲート信号Ｇ６は、交流電流のゼロクロスより僅かに早くスイッチング動作し初め、その後オンとなる。
（ｃ）は、第１スイッチＳ１におけるドレイン−ソース間の電圧を示している。印加される電圧は直流電路Ｌｄｃの電圧の半分であり、従って、スイッチングによる電力損失を低減することができる。
（ｄ）は、交流リアクトルＬ１（又はＬ２）の両端電圧である。パルス電圧の振幅は直流電路Ｌｄｃの電圧である。従って電力損失（主に鉄損）を低減することができる。
（ｅ）は、時間軸（横軸）方向に同じような形を４分割して見ると、一番左及び左から３番目が、第１スイッチＳ１又は還流ダイオードｄ１に流れる電流、左から２番目、４番目が第３スイッチＳ３又は還流ダイオードｄ３に流れる電流を表している。
（ｆ）は短絡回路４に流れる電流である。歪は抑制されている。
一方、前述の「ゲート信号の生成：第２例」に記載したように、制御部５が、還流ダイオード及び短絡回路４内のダイオードの各々に関して、電流が流れる期間の初めと終わりに所定期間のデッドタイムを設け、当該ダイオードと並列に存在するスイッチを閉路させる場合も、図１１の（ａ），（ｃ）及び（ｄ）と同じ波形が得られる。これにより、電力損失を低減し、電流の歪を抑制することができる。
《最小スイッチング変換方式への適用》
ここまでは、直流電源１が直接、フルブリッジ回路３に接続されている回路構成について説明したが、直流電源１の電圧が交流電圧のピーク値よりも低い場合には、直流電源１とフルブリッジ回路３の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧チョッパ）を置いて、当該ＤＣ／ＤＣコンバータにより直流電圧を交流電圧のピーク値以上に昇圧する。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータとフルブリッジ回路３とで、スイッチング動作を交互に休止する期間を設ける最小スイッチング変換方式を適用することができる。
図１２は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを前置し、ＤＣバスを経て、図１に示すようなフルブリッジ回路３及び短絡回路４に繋がる電力変換装置１００の回路構成例を示す図である。この電力変換装置１００を含むシステム全体は、発電及び蓄電の複合電源システムである。
図１２において、ＤＣバス１１の２線には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０が並列に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、例えばＭＯＳ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ２１、スイッチ２２、及び、直流リアクトル２３を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０には、例えば太陽光発電パネル５１が接続されている。電流センサ５２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に流れる電流を検出し、検出出力を制御部５に送る。電圧センサ５３は太陽光発電パネル５１から与えられる電圧を検出し、検出出力を制御部５に送る。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、例えばＭＯＳ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ３１、スイッチ３２、及び、直流リアクトル３３を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０には、蓄電池６１が接続されている。電流センサ６２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０に流れる電流を検出し、検出出力を制御部５に送る。電圧センサ６３は蓄電池６１の電圧を検出し、検出出力を制御部５に送る。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０は、例えばＭＯＳ−ＭＯＳＦＥＴであるスイッチ４１、スイッチ４２、及び、直流リアクトル４３を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ４０には、電解コンデンサ７１が接続されている。電流センサ７２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０に流れる電流を検出し、検出出力を制御部５に送る。電圧センサ７３は電解コンデンサ７１の電圧を検出し、検出出力を制御部５に送る。
３台のＤＣ／ＤＣコンバータ２０，３０，４０は、それぞれ、太陽光発電パネル５１の発電電力の制御、蓄電池６１の充放電電力の制御、電解コンデンサ７１から供給する無効電力の制御を行う。例えば、蓄電池６１の電圧は５０Ｖ、太陽光発電パネル５１の電圧は２００Ｖである。
フルブリッジ回路３には、スイッチＳ２の両端の電圧を検出する電圧センサ１２が設けられている。短絡回路４の２線間には電圧センサ１３が設けられている。その他の回路要素は図１と同様であるので説明を省略する。
最小スイッチング変換方式については、本出願人が既に多く提案し、既知の方式（例えば特許第５６１８０２２号、特許第６１８７５８７号、他多数の公知文献あり。）であるので詳細な説明は省略するが、要部としては、例えば以下のように表現できる。
制御部５は、交流半サイクルごとに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の低圧側の直流電圧と、フルブリッジ回路３の交流側の電圧目標値の絶対値とを互いに比較して、直流電圧の方が小さいときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０，４０を動作させるとともにフルブリッジ回路３（及び短絡回路４）はスイッチング動作を停止して必要な極性反転のみを行い、一方、電圧目標値の絶対値の方が小さいときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０，４０のスイッチング動作を停止し、フルブリッジ回路３（及び短絡回路４）をスイッチング動作させる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０，４０とフルブリッジ回路３とで、交互にスイッチングの休止期間ができるので、スイッチング損失を抑制することができる。
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１ 直流電源
２ 商用電力系統
３ フルブリッジ回路
４ 還流回路
５ 制御部
６ 電圧センサ
７ 電流センサ
８ 電圧センサ
１０ 電力変換装置
１１ ＤＣバス
１２ 電圧センサ
１３ 電圧センサ
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２１，２２ スイッチ
２３ 直流リアクトル
３０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１，３２ スイッチ
３３ 直流リアクトル
４０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４１，４２ スイッチ
４３ 直流リアクトル
５１ 太陽光発電パネル
５２ 電流センサ
５３ 電圧センサ
６１ 蓄電池
６２ 電流センサ
６３ 電圧センサ
７１ 電解コンデンサ
７２ 電流センサ
７３ 電圧センサ
１００ 電力変換装置
１０１ 直流電源
１０２ 商用電力系統
１０３ フルブリッジ回路
１０４ 還流回路
Ｃａ 交流側コンデンサ
Ｃｄｃ 直流側コンデンサ
ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 交流リアクトル
Ｌａｃ 交流電路
Ｌｄｃ 直流電路
Ｓ１ 第１スイッチ
Ｓ２ 第２スイッチ
Ｓ３ 第３スイッチ
Ｓ４ 第４スイッチ
Ｓ５ 第５スイッチ
Ｓ６ 第６スイッチ

Claims (6)

  1. 直流電路と交流電路との間に設けられ、直流から交流又はその逆の変換を行う電力変換装置であって、
    第１スイッチ、第２スイッチ、当該第２スイッチと同期して動作する第３スイッチ、及び、前記第１スイッチと同期して動作する第４スイッチによって構成されるフルブリッジ回路と、
    前記フルブリッジ回路に付随して設けられ、自己の順方向に電流を流すための還流ダイオードと、
    前記フルブリッジ回路と前記交流電路との間に存在する交流リアクトルと、
    前記フルブリッジ回路の交流側の２線間に設けられ、当該２線のうちの第１線から第２線への通電経路を開閉する第５スイッチ、前記第２線から前記第１線への通電経路を開閉する第６スイッチ、前記第１線から前記第２線への電流を阻止し、前記第６スイッチと直列に存在するダイオード、及び、前記第２線から前記第１線への電流を阻止し、前記第５スイッチと直列に存在するダイオードを含む短絡回路と、
    前記フルブリッジ回路及び前記短絡回路を制御する制御部と、を備え、
    前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、前記制御部は、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行い、
    前記制御部は、
    前記第１スイッチ及び前記第４スイッチをスイッチング動作させ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを開路し、かつ、前記第６スイッチを閉路する第１の制御モードを、前記第１の期間に実行し、
    前記第５スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第５スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第２の制御モードを、前記第２の期間に実行し、
    前記第２スイッチ及び前記第３スイッチをスイッチング動作させ、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチを開路し、かつ、前記第５スイッチを閉路する第３の制御モードを、前記第３の期間に実行し、
    前記第６スイッチにスイッチング動作を行わせつつ、前記第６スイッチが開路しているとき電流を前記還流ダイオードに流す第４の制御モードを、前記第４の期間に実行する、電力変換装置。
  2. 前記制御部は、リプルが重畳された前記交流電流がゼロクロスに達した瞬間よりも、前記フルブリッジ回路のスイッチング動作の停止を遅らせるとともに、前記短絡回路においては閉路しているスイッチの開路又はスイッチング動作の停止を遅らせる請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、前記還流ダイオード及び前記短絡回路内の前記ダイオードの各々に関して、電流が流れる期間の初めと終わりに所定期間のデッドタイムを設けて、当該ダイオードと並列に存在するスイッチを閉路させる請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記フルブリッジ回路の直流側にＤＣ／ＤＣコンバータが設けられ、
    前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの低圧側の直流電圧と、前記フルブリッジ回路の交流側の電圧目標値の絶対値とを互いに比較して、前記直流電圧の方が小さいときは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるとともに前記フルブリッジ回路はスイッチング動作を停止して必要な極性反転のみを行い、一方、前記電圧目標値の絶対値の方が小さいときは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止し、前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させる、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、
    共にスイッチング動作を行う場合の前記第１スイッチと前記第５スイッチとを相補的に閉路させ、
    共にスイッチング動作を行う場合の前記第２スイッチと前記第６スイッチとを相補的に閉路させる、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 直流電路と交流電路との間に設けられ、スイッチ及び還流ダイオードによって構成されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路の交流側に接続される短絡回路及び交流リアクトルとを備える電力変換装置を制御対象として、制御部により実行される電力変換装置の制御方法であって、
    前記交流電路の交流電圧と前記交流リアクトルに流れる交流電流との間に位相差がある場合に、１周期を、前記交流電圧及び前記交流電流が共に正となる第１の期間、前記交流電圧が正及び前記交流電流が負となる第２の期間、前記交流電圧及び前記交流電流が共に負となる第３の期間、並びに、前記交流電圧が負及び前記交流電流が正となる第４の期間の合計４期間に分けて制御を行い、
    前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ正の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第１の期間に実行し、
    前記短絡回路にスイッチング動作をさせ負の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第２の期間に実行し、
    前記フルブリッジ回路をスイッチング動作させ負の方向に電流を流す力行期間、及び、前記フルブリッジ回路の全てのスイッチを開路した状態で前記短絡回路に負の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第３の期間に実行し、
    前記短絡回路にスイッチング動作をさせ正の方向に電流を流す力行期間、及び、全てのスイッチを開路した状態における前記フルブリッジ回路の前記還流ダイオードに正の方向に電流を流す還流期間を交互に有する制御を、前記第４の期間に実行する、
    電力変換装置の制御方法。
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