CN102082547A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

提供一种电力变换装置，该电力变换装置在采用二相调制方式来控制PWM整流器(3)和逆变器(4)时，能够降低共模电流的峰值。在通过二相调制方式驱动的PWM整流器(3)和逆变器(4)中，使各个三角波载波同步而使相位差成为零，并且着眼于各个二相调制方式的电压模式的切换定时，在PWM整流器(3)和逆变器(4)的电压模式的切换将在短时间内相继发生时，通过延长其中一方的模式的时间段对电压模式的切换定时进行修正，从而避免PWM整流器(3)和逆变器(4)的电压模式的切换在短时间内相继发生。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及一种电力变换装置(電力变换装置)，尤其是涉及一种PWM整流器和逆变器均采用二相调制方式进行控制时的共模电流的降低方法。

背景技术

作为电力变换装置的逆变器的控制方式，一般采用三相调制方式，但是为了减少各个开关元件的开关次数，以降低开关损耗，有时也采用二相调制方式。

例如，在专利文献1中公开了采用二相调制方式作为三相电压型逆变器的PWM控制方法的方案。此外，在专利文献2所公开的压缩机控制方法、制冷剂压缩装置以及空调装置及其控制方法中，记载了一种PWM整流器和逆变器均采用二相调制方式进行控制的方法，并且还记载了在逆变器侧增加电动机的铁损以用于制冷剂的过热的方式。

此外，在专利文献3所公开的电力变换装置中，虽然没有对是采用了二相调制方式还是采用了三相调制方式作出说明，但其记载了通过使PWM整流器和逆变器的三角波载波信号同步来降低零相电流(共模电流)的方法。其中，所谓的共模电流是指通过接地流动的电流。

再有，在专利文献4中公开了一种双变换器变换装置的控制方法，该方法不是针对共模电流的方法，其为了降低浪涌电压而使得能够使用耐压低的元器件，使定时较晚的指令延迟一定的时间，以此来避免在PWM整流器和逆变器中开关的接通(ON)/断开(OFF)指令在规定的时间内同时发生。

专利文献1：日本国专利特开平1-274669号公报

专利文献2：日本国专利特开2006-38432号公报

专利文献3：日本国专利特开2004-80855号公报

专利文献4：日本国专利特开2009-60708号公报

在专利文献1的二相调制方式中，在进行电压模式的切换时，线间电压不会发生变化，但是有较大的电压作为零相的电压分量重叠在各相的相电压上。因此，尤其是在进行电压模式的切换时，会产生较大的共模电流，从而导致高频噪声发生。

另外，如专利文献2所示，在PWM整流器和逆变器中均采用二相调制方式时，零相电压分别独立地发生，该等独立地发生的零相电压重叠而流入共模电路(包括接地线在内的电路)中。为此，在一定的定时下，可能会出现下述情况：在PWM整流器和逆变器这两个装置中电压模式同时发生切换，并且在这两个装置中分别发生的共模电流发生重叠，从而产生峰值大的共模电流。当发生了上述峰值大的共模电流后，该共模电流通过接地线流入到周边的设备中，如此，存在例如会导致漏电断路器出现误动作或者使播放设备产生噪声等，从而给周边设备带来不利影响的问题。

在采用专利文献1或者专利文献2所公开的二相调制方式的变换装置中，没有对共模电流作出考虑，并且也没有对该共模电流的解决方法作出说明。

专利文献3所公开的使PWM整流器和逆变器的三角波载波同步的方法，在三相调制方式中对降低共模电流非常有效。在二相调制方式中，通过使PWM整流器和逆变器的三角波载波同步，具有在一定程度上能够降低共模电流的效果。但是，在二相调制方式中，电压模式的切换会导致共模电流发生，而这一现象在三相调制方式中则不存在。在此，由切换电压模式引起的共模电流可以通过使三角波载波同步而在一定程度上得到降低。但是，在采用二相调制方式来控制PWM整流器和逆变器时，由于电压模式的切换分别以独立的周期进行，所以存在两者的电压模式的切换在同一时刻进行，使得在PWM整流器和逆变器中分别发生共模电流，该等共模电流重叠而产生峰值大的共模电流这一问题，而仅仅使PWM整流器和逆变器的三角波载波同步无法解决这一问题。

专利文献4的方案不是针对共模电流的，并且在专利文献4的方案中，由于对使开关接通/断开的指令本身进行延迟处理，从而可能导致无法正常输出所需的电压，使得输出电流发生畸变。此外，由于对脉冲指令值本身进行延迟处理，所以还存在导致进行延迟处理的电路本身变得极为复杂这一问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电力变换装置，该电力变换装置在采用二相调制方式控制PWM整流器和逆变器时，能够降低共模电流的峰值。

上述课题以外的其他课题由本说明书全部的内容和附图进行详细说明。

在本发明的电力变换装置中，作为解决上述课题的方法，以使采用二相调制方式驱动的PWM整流器和逆变器的各自的三角波载波的相位差成为零的方式，使PWM整流器和逆变器的三角波载波同步，并且着眼于各自的二相调制方式的电压模式的切换定时，当PWM整流器和逆变器的电压模式的切换将在短时间内相继发生时，通过延长其中一方的电压模式的时间段来对电压模式的切换定时进行修正，从而使得PWM整流器和逆变器的电压模式的切换不会在短时间内相继发生。

作为本发明的构成，例如可以采用下述结构。

(1)提供一种电力变换装置，具有PWM整流器、逆变器、以及通过二相调制方式控制所述PWM整流器和所述逆变器的控制器，在电力变换装置中，所述控制器以使所述PWM整流器和所述逆变器的控制运算中使用的各个三角波载波同步而使相位差成为零的方式对所述PWM整流器和所述逆变器进行驱动，并且，在所述PWM整流器的二相调制方式的电压模式的切换定时与所述逆变器的二相调制方式的电压模式的切换定时将以比规定的时间段短的间隔相互接近地发生时，通过延长其中一方的二相调制方式的电压模式的时间段来修正二相调制方式的电压模式的切换定时，从而使得所述PWM整流器的二相调制方式的电压模式的切换定时与所述逆变器的二相调制方式的电压模式的切换定时相互之间隔开所述规定的时间段以上的间隔发生。

(2)根据(1)所述的电力变换装置，优选所述二相调制方式的电压模式的时间段的延长范围优选为电压指令值的相位角为30度以下的范围。

(3)根据(1)或者(2)所述的电力变换装置，优选在延长所述二相调制方式的电压模式的时间段时，优选延长所述PWM整流器和所述逆变器中的输出频率较低的一方的所述二相调制方式的电压模式的时间段。

(4)根据(1)至(3)中的任一项所述的电力变换装置，优选具有共模扼流圈(common mode choke)和多个电容器，所述共模扼流圈连接在电源与所述PWM整流器之间，所述多个电容器分别与所述电源的各相对应，其一端连接在所述共模扼流圈与所述PWM整流器之间的对应相的布线上，另一端接地。

(5)根据(1)至(4)中的任一项所述的电力变换装置，所述控制器优选通过与单一的石英晶体谐振器连接的同一个运算处理装置来生成所述PWM整流器和所述逆变器的各自的所述三角波载波，以对所述PWM整流器和所述逆变器进行控制。

上述结构只是本发明的一例，本发明在不脱离技术思想的范围内可以进行适当的变更。上述结构以外的本发明的结构例将通过本说明书全部的内容和附图进行详细的说明。

根据本发明，能够降低共模电流的峰值，从而能够抑制对周围设备的不利影响。此外，还能够使防噪声用的共模扼流圈小型并且轻量化。

本发明的其他效果将通过本说明书全部的内容来进行详细的说明。

附图说明

图1是表示本发明的实施例的结构图。

图2是二相调制方式的电压模式的说明图。

图3是二相调制方式的电压指令值的说明图。

图4表示本发明的实施例中设置有共模扼流圈和对地电容器时的连接形式。

图5表示采用图4所示结构时的零相的等效电路。

图6表示现有技术中的各种载波相位差下的共模电流的解析结果。

图7是现有技术中的载波相位差为0度时的共模电流的解析结果的放大图。

图8是现有技术中的共模电压的示意图。

图9是本发明的实施例中的控制处理的流程图。

图10是本发明的实施例中的共模电压的示意图。

图11是本发明的实施例中的共模电流的解析结果。

图12是现有技术的结构图。

图中：

1-电源

2-升压用电抗器

3-PWM整流器

4-逆变器

5-电动机

6-控制器

7-共模扼流圈

8-对地电容器

具体实施方式

以下参照附图对本发明的实施例进行说明。在各图中，相同的或者类似的构成部分采用相同的符号表示，并且省略其说明。

图1是表示本发明的实施例的结构图。图1(a)是表示本发明的实施例的电力变换装置的一例的结构图，图1(b)表示本发明的二相调制方式的电压模式的切换定时。在图1(b)中，横轴表示时间t，图的上侧部分表示采用二相调制方式的PWM整流器3的电压模式，下侧部分表示采用二相调制方式的逆变器4的电压模式。如图1(a)所示，本发明的电力变换装置由与电源1连接的升压用电抗器2、与升压用电抗器2连接的PWM整流器3、通过平滑电容器与PWM整流器3连接的逆变器4、以及对驱动PWM整流器3和逆变器4的控制信号进行运算的控制器6构成。

PWM整流器3将通过升压用电抗器2由电源1供给的商用频率的交流电压变换为直流电压。逆变器4将直流电压变换为可变频率，以驱动与逆变器4的输出侧连接的电动机5。在控制器6中，运算使构成PWM整流器3的开关元件接通(ON)/断开(OFF)的信号，并对PWM整流器3的开关元件进行控制，使得流向PWM整流器3的交流侧的电流以及直流侧的直流电压与指令值保持一致。并且，在控制器6中，运算使构成逆变器4的开关元件接通(ON)/断开(OFF)的信号，对逆变器4的开关元件进行控制，使得流向逆变器4的输出侧的电流以及电动机5的旋转速度与指令值保持一致。

在本发明中，通过控制器6以后述的二相调制方式对PWM整流器3以及逆变器4进行驱动。并且，在控制器6中，在运算用于驱动PWM整流器3以及逆变器4的ON/OFF信号时，采用与一般的三角波载波信号进行比较的方式，使各个三角波载波信号以使相位差成为零且同步的方式来驱动PWM整流器3和逆变器4。

图2是二相调制方式的电压模式的说明图。图2(a)表示二相调制方式的电压模式的条件，图2(b)表示第1电压指令值、第2电压指令值的波形与电压模式之间的对应关系。以逆变器4为例，在运算逆变器4的指令值时，首先，在安装在控制器6中的微处理器等的运算处理装置中，通过速度控制系统计算电动机输出转矩的转矩指令值，使得用于驱动电动机5的速度指令值与通过安装在电动机5中的未图示的速度检测器得到的速度检测值之间的差为零。此后，通过电流控制系统生成第1电压指令值，使得与转矩指令值成比例的电流值、和通过与逆变器4的输出连接的未图示的电流检测器得到的电流检测器的转矩电流分量之间的差为零，并且使得给予电动机5的磁场分量的指令值、和通过所述电流检测器得到的电流检测值的磁场电流分量之间的差为零。

其中，如图2所示，将对应于逆变器4的各个输出相的所述第1电压指令值设为{vu*，vv*，vw*}时，用于与二相调制方式的三角波载波信号进行比较的第2电压指令值{vu，vv，vw}满足：

vu＝vu*+Vo  ...(1)

vv＝vv*+Vo  ...(2)

vw＝vw*+Vo  ...(3)

其中，式中的Vo在

mid{vu*，vv*，vw*}≥0时，

为Vo＝-min{vu*，vv*，vw*}  ...(4)

在mid{vu*，vv*，vw*}＜0时，

为Vo＝直流电势(三角波载波的峰值)-max{vu*，vv*，vw*}...(5)

在上式中，max{vu*，vv*，vw*}、mid{vu*，vv*，vw*}和min{vu*，vv*，vw*}分别表示第1电压指令值{vu*，vv*，vw*}中的最大值、中间值和最小值。此时，如图2(b)所示，各相的指令电压(第2电压指令值{vu，vv，vw})成为畸变波形，但由于Vo与零相电压相当，所以线间电压为正弦波，因此，能够不受到障碍地对电动机5进行驱动。

在二相调制方式中，如图2所示，能够根据各相电压的电压值的顺序以及中间值的顺序区分为12个电压模式。并且，在采用二相调制方式时，在各个电压模式中，各相的指令电压(第2电压指令值{vu，vv，vw})中的一个指令电压如图2(b)所示维持与三角波载波的最大值或者三角波载波的最小值相等的电压。在该区域中，由于对应的开关元件始终处于ON或者OFF的状态，所以不会产生开关损耗。因此，与全部开关元件均以三角波载波的周期为单位进行ON/OFF的三相调制方式的情况相比，具有能够大幅度降低损耗的效果。

但是，从图2(b)可以知道，在模式1与模式2之间的切换、模式3与模式4之间的切换、模式5与模式6之间的切换、模式7与模式8之间的切换、模式9与模式10之间的切换、模式11与模式12之间的切换中，零相分量的电压产生大的变化。此时的共模电流的峰值比其他时候大，可能会导致漏电断路器产生误动作以及给周围设备带来不利的影响。

图3是二相调制方式的电压指令值的说明图，图3(a)是第1电压指令值{vu*，vv*，vw*}的振幅较大时的第2电压指令值{vu，vv，vw}的一例，图3(b)是第1电压指令值{vu*，vv*，vw*}的振幅较小时的第2电压指令值{vu，vv，vw}的一例。从图3可以知道，如图3(b)所示，第1电压指令值{vu*，vv*，vw*}的振幅越小，零相分量的电压变化越大。此时，共模电流的峰值比其他时候大。

在PWM整流器3中，由于输出电压的值接近电源1的电压值，所以一般来说电压指令值的振幅会增大。另一方面，在逆变器4中，由于输出给予速度可变的电动机5的电压，所以在负载相同时，随着旋转速度的增加，电压指令值的振幅增大。也就是说，在电动机5以低速旋转时，如图3(b)所示，逆变器4的零相电压的电压变化增大。

以下对共模电流的发生原理进行说明。一般来说，在馈电线和电动机5的内部布线部分与接地部分(接地)之间存在杂散电容(stray capacity)。尤其是在电动机5中，由于其内部的定子部分高密度地设置有内部布线，所以该绕组与接地的电动机壳体之间存在较大的杂散电容。由于PWM整流器3或者逆变器4的零相分量的电压(共模电压)的变化，共模电流通过布线(起到电感的作用)以及所述杂散电容流向接地部分。由于该共模电流朝电源侧泄漏，可能会导致漏电断路器发生误动作，或者给连接在同一电源上的设备带来不利的影响。

图4表示在本发明的实施例中设置有共模扼流圈和对地电容器(ground condenser)时的连接形式。如图4所示，在与PWM整流器3的交流侧连接的升压用电抗器2和电源1之间连接有共模扼流圈7。此外，对地电容器8分别以与电源1的各相对应的方式连接，各个对地电容器8的一端在共模扼流圈7和PWM整流器3之间与对应相的布线连接，对地电容器8的另一端与接地线(接地)连接。在本结构中，共模电流在低阻抗的对地电容器8中循环，所以能够降低流向连接有高阻抗共模扼流圈7的电源1侧的共模电流的流出量。该形态在电源1与升压用电抗器2之间使用较长的连接电线进行布线的情况下也一样。此时，连接电线的电感分量与共模扼流圈7相当，连接电线和接地之间的杂散电容与对地电容器8相当。

图5表示采用图4所示结构时的零相的等效电路。在图5中，Lm、Cm和Rm分别表示逆变器4的交流侧布线的电感分量、电动机5的绕组-壳体之间的杂散电容分量、以及与零相分量对应的电阻分量。并且，Lf、Cg分别表示升压用电抗器2的零相分量和对地电容器8，Lc、Ls和Rs分别表示共模扼流圈7、电源侧的连接线等产生的零相电感分量、以及与零相分量对应的电阻分量。此外，图5中的共模电压Vc为：

共模电压Vc＝(由逆变器4产生的零相的电压分量)-(由PWM整流器3产生的零相的电压分量)    ...(6)

在电路中流动的共模电流Ic和由PWM整流器3和逆变器4产生的零相的电压分量的差分量相对应。

以下说明在现有技术和本发明的实施例中使用了图5所示的模型时在电源侧流动的共模电流的解析结果。

图12表示现有技术的结构图。图12(a)与图1(a)相对应，图12(b)与图1(b)相对应。图12(a)与图1(a)的不同之处在于，在图12(a)中，分别独立地设置了控制PWM整流器3用的控制器63和控制逆变器4用的控制器64来取代控制器6。此外，在图12(a)中，PWM整流器3的三角波载波和逆变器4的三角波载波不同步。另外，图12(b)与图1(b)的不同之处在于，如图12(b)的由虚线围住的部分所示，在PWM整流器3和逆变器4中存在二相调制方式的电压模式同时进行切换的定时。再有，在图12(b)中，横轴表示时间t，图的上侧部分表示采用二相调制方式的PWM整流器3的电压模式，下侧部分表示采用二相调制方式的逆变器4的电压模式。

如图12所示，在采用现有技术的一般的电力变换器中，PWM整流器3和逆变器4生成指令值时使用的各个三角波载波不同步。这是因为，在一般情况下，PWM整流器3和逆变器4通过不同的微处理器来进行运算处理，即使三角波载波的频率相同，其相位状态也不确定。此外，即使偶然在初期状态下相位差为零，但由于设置在各个微处理器中的石英晶体谐振器存在微小的误差，所以在极低的频率下，相位状态会发生变化。

图6表示现有技术中使三角波载波(相同频率)的相位差发生变化时的共模电流的解析结果，图6(a)表示载波相位差为0度时的解析结果，图6(b)表示载波相位差为180度时的解析结果。此外，在图6(a)和(b)中，除了三角波载波的相位差不同以外，其他的条件都相同。在图6中，横轴表示时间(s)，纵轴表示共模电流的大小(A)。

从图6(a)和(b)可以知道，与载波相位差为0度的情况相比，载波相位差为180度时，共模电流的峰值(以及有效值)更大。如上所述，在图12所示的现有技术中，由于石英晶体谐振器存在误差，所以以极低的频率反复在图6(a)所示的状态和图6(b)所示的状态之间变化。为此，即使在图6(b)所示的振幅较大的状态下，为了避免产生磁饱和，也需要设置大的共模扼流圈7。

以下说明在图12的现有技术中将PWM整流器3和逆变器4之间的载波相位差固定在0度时的情况。近年来，随着微处理器等运算处理装置的功能正在快速地提高，从而能够通过用同一个微处理器驱动PWM整流器3和逆变器4来实现上述条件。此时的共模电流的波形如图6(a)所示。在此，从图6(a)可以知道，虽然共模电流的峰值达到了0.45A，但共模电流并不是始终保持在该大的峰值上，在大多数情况下，共模电流被抑制成0.1A左右的小的共模电流，偶尔会间隙性地产生大的峰值。

因此，如图6(a)所示，通过将PWM整流器3和逆变器4的载波相位差固定为0度，虽然能够在一定程度上缩小共模电流，但即使将载波相位差固定在了0度，共模电流也时常会出现大的峰值，从而存在可能对周围的设备带来不利影响等问题。如上所述，仅仅通过将PWM整流器3和逆变器4之间的载波相位差固定为0度，不能充分地抑制共模电流，以下对其原因进行探讨。

图7是图6(a)的共模电流的峰值附近部分的放大图以及该部分的共模电压的波形。在图7中，上侧部分表示共模电压的波形，下侧部分表示共模电流的波形。从图7可以知道，在共模电流的峰值大的部分中，共模电压的波动也大。

以下参照图8即现有技术的共模电压的示意图对该共模电压的波动进行说明。图8(a)是PWM整流器侧的指令值、PWM脉冲和零相分量的电压的示意图，是二相调制方式的电压模式在中间点变化时的示例。如图8(a)所示，在三角波比较方式中，在各相的指令值(vr，vs，vt)大于三角波载波的部分中，各相的开关元件的驱动信号即PWM脉冲(vr_p，vs_p，vt_p)为ON，而在各相的指令值(vr，vs，vt)小于三角波载波的部分中，该PWM脉冲(vr_p，vs_p，vt_p)为OFF。在图8(a)中，由于信号是通过二相调制方式控制的信号，所以在前半部分中，指令值vr始终大于三角波载波，PWM脉冲vr_p始终为ON。而在后半部分中，指令值vt始终小于三角波载波，PWM脉冲vt_p始终为OFF。在图8(a)的情况下，将在各相的输出电压(与开关元件的驱动信号即PWM脉冲(vr_p，vs_p，vt_p)相应地输出的电压)分别设为vr_out，vs_out，vt_out时，

PWM整流器侧的零相分量的电压Vc3满足：

PWM整流器侧的零相分量的电压Vc3＝(vr_out+vs_out+vt_out)/3

∝(vr_p+vs_p+vt_p)/3  ...(7)

式中，∝表示成比例。也就是说，PWM整流器侧的零相分量的电压Vc3与PWM脉冲(vr_p+vs_p+vt_p)的平均值成比例。

图8(b)是逆变器侧的指令值、PWM脉冲、零相分量的电压的示意图，是指令电压的振幅小的情况(与图3(b)相当的情况)的示例。在各相的指令值(vu，vv，vw)大于三角波载波的部分中，各相的开关元件的驱动信号即PWM脉冲(vu_p，vv_p，vw_p)为，而在各相的指令值(vu，vv，vw)小于三角波载波的部分中，PWM脉冲(vu_p，vv_p，vw_p)为OFF。在本示例中，二相调制方式的电压模式也是在中间点变化，在前半部分中，指令值vw始终小于三角波载波，PWM脉冲vw_p始终处于OFF状态。而在后半部分中，指令值vv始终大于三角波载波，PWM脉冲vv_p始终处于OFF状态。此外，在将各相的输出电压(与开关元件的驱动信号即PWM脉冲(vu_p，vv_p，vw_p)相对应地输出的电压)分别设为vu_out、vv_out、vw_out时，逆变器侧的零相分量的电压Vc4满足：

逆变器侧的零相分量的电压Vc4＝(vu_out+vv_out+vw_out)/3

∝(vu_p+vv_p+vw_p)/3  ...(8)

也就是说，逆变器侧的零相分量的电压Vc4与PWM脉冲(vu_p，vv_p，vw_p)的平均值成比例。

图8(c)是通过式(6)得到的电路整体的共模电压的示意图。从式(6)可以知道，由于电路整体的共模电压Vc＝Vc3+Vc4，所以在图8(c)的虚线部分共模电压的波动大。

从上述解析结果可以知道，当在PWM整流器侧和逆变器侧二相调制方式的电压模式同时发生了变化时，由于各个零相电压的变化重叠，所以会导致共模电流发生图6(a)和图7所示的大的峰值。在现有技术中，由于PWM整流器3和逆变器4的二相调制方式的处理(式(1)～式(5)的处理)分别独立地进行运算，所以如图12(b)所示，在PWM整流器3和逆变器4中会不定期地发生二相调制方式的电压模式同时切换的定时，此时，共模电压以及共模电流会发生图7所示的大的波动。

为此，在本发明中，当如图12(b)所示在PWM整流器3和逆变器4中二相调制方式的电压模式的切换在短时间内相继发生时，如图1(b)所示，实施使其中一方的电压模式的时间段延长的控制。具体来说是，在PWM整流器3的二相调制方式的电压模式的切换定时与逆变器4的二相调制方式的电压模式的切换定时将以比规定的时间段短的间隔相互接近地发生时，通过延长其中一方的二相调制方式的电压模式的时间段，对二相调制方式的电压模式的切换定时进行修正，使得PWM整流器3的二相调制方式的电压模式的切换定时与逆变器4的二相调制方式的电压模式的切换定时相互之间隔开所述规定的时间段以上的间隔发生。例如，通过控制，使图1(b)的虚线部分的逆变器4侧的二相调制方式的电压模式中的模式1的时间段延长，使模式2的时间段缩短，由此与PWM整流器3侧的二相调制方式的电压模式从模式5切换为模式6的定时错开，从而避免PWM整流器3和逆变器4的电压模式同时进行切换。此外，在图1(b)中，以延长逆变器4侧的二相调制方式的电压模式的时间段为例作了说明，但也可以延长PWM整流器3侧的二相调制方式的电压模式的时间段。

图9是本发明的实施例的控制处理的流程图。首先，在方块9中进行电流控制系统的运算，运算第1电压指令值(vu*，vv*，vw*)。此后，在二择一方块10中判断模式屏蔽标记是否为1。其中，在PWM整流器3的二相调制方式的电压模式的切换定时与逆变器4的二相调制方式的电压模式的切换定时将以比规定的时间段短的间隔彼此接近地发生时(包括同时发生)，该模式屏蔽标记变成1。在二择一方块10中判断为模式屏蔽标记是1时，在方块11中从存储器中读取PWM整流器3的二相调制方式的电压模式的前一次的值，在方块12中实施PWM整流器3的二相调制方式的控制运算(将式(1)～式(5)的处理置换为vr，vs，vp进行)。然后，在方块13中，从存储器中读取逆变器4的二相调制方式的电压模式的前一次的值，并在方块14中实施逆变器4的二相调制方式的控制运算(式(1)～式(5)的处理)。此外，将决定模式屏蔽标记的时间段的所述规定的时间段例如设定为实施PWM整流器3以及逆变器4的控制运算的任务周期的倍数。例如，如后述方块20，28所示，将该任务的次数设定为N次，设置被称为屏蔽计时器的变量并进行存储，如方块15所示，以任务周期为单位进行减法运算，直到成为0为止，如此，则能够在所述规定的时间段内维持二相调制方式的电压模式。在方块15中，实施屏蔽计时器的递减，在二择一方块16中判断为屏蔽计时器不是0时结束处理，在判断为屏蔽计时器是0时，在方块17中将模式屏蔽标记设定为0后结束处理。

此后，在二择一方块10中判断为模式屏蔽标记不是1时，在方块18中根据与图2相同的条件(但是置换为vr，vs，vt)从PWM整流器3的电压指令值(vr，vs，vt)中选择二相调制方式的电压模式。并且在二择一方块19中判断PWM整流器3的二相调制方式的电压模式是否与前一次运算时的电压模式相同。在二相调制方式的电压模式的运算值与前一次运算值不同时，表示PWM整流器3的电压模式发生了变化，所以在方块20中将模式屏蔽标记设定为1，将屏蔽计时器的变量设定为N。此后，在方块21中将PWM整流器3的二相调制方式的电压模式存储在存储器中，并实施方块12以后的处理。在二择一方块19中判断为PWM整流器3的二相调制方式的电压模式的运算值与前一次运算值相同时，由于表示PWM整流器3的二相调制方式的电压模式没有发生变化，所以在方块22中将PWM整流器3的二相调制方式的电压模式存储在存储器中，在方块23中实施PWM整流器3的二相调制方式的控制运算(将式(1)～式(5)的处理置换为vr，vs，vp进行)。

此后，在方块24中根据图2的条件从逆变器4的电压指令值(vu*，vv*，vw*)中选择二相调制方式的电压模式，在二择一方块25中判断逆变器4的二相调制方式的电压模式是否与前一次运算时的电压模式相同。在二相调制方式的电压模式的运算值与前一次运算值相同时，由于逆变器4的电压模式没有发生变化，所以在方块26中将逆变器4的二相调制方式的电压模式存储在存储器中，在方块27中实施逆变器4的二相调制方式的控制运算(式(1)～式(5)的处理)后结束处理。在二择一方块25中判断为二相调制方式的电压模式的运算值与前一次运算值不同时，表示逆变器4的电压模式发生了变化，因此在方块28中将模式屏蔽标记设定为1，将屏蔽计时器的变量设定为N。此后，在方块29中将逆变器4的二相调制电压模式存储在存储器中，在方块30中实施逆变器4的二相调制方式的控制运算(式(1)式～式(5)的处理)。此后，在方块31中实施屏蔽计时器的递减，并结束处理。

图9所示的延长二相调制方式的电压模式的时间段的控制处理不会使通常的开关的ON/OFF延迟，所以线间电压不会发生变化，也不会产生电压畸变。但是，由于能够延长的时间段(例如，任务周期×N)有上限，所以延长必须在下一个电压模式的时间段以内。也就是说，在图2中，电压模式的模式1的时间段能够增长的范围等于电压模式的模式2的时间段，当满足从电压模式1过渡到电压模式3的条件时，由于vv将大于作为最大值固定的vu，从而有可能导致电压畸变发生。从图2可以知道，由于12个电压模式循环一周的相位角为360度，所以一个电压模式的相位角等于30度，因此有必要将所述上限值的相位角控制在30度以下。

从各个电压模式的绝对时间来看，频率越低(周期越长)，则电压模式的时间越长。PWM整流器3的输出电压的频率被固定为与电源的频率相同，而逆变器4的频率由于与电动机的旋转数成比例，所以该逆变器4的频率可以变化。其中，在PWM整流器3和逆变器4的二相调制方式的电压模式将同时切换时，通过延长频率较低的一方的电压模式的时间段，具有能够增大以时间计的上限值(也就是能够增大N)的效果。此外，当以时间计为相同期间的情况下(也就是将N固定时)，能够缩小相对于相位角的误差，所以具有能够改进开关元件的停止开关时间的平衡性的效果。

图10是本发明的实施例中的共模电压的示意图。图10(a)具有与图8(a)相同的脉冲，图10(b)表示通过图9的处理延长电压模式以延迟电压模式的切换的情况。根据该处理，能使图10(c)所示的电路整体的共模电压Vc在极短时间内的波动小于图8(c)的情况，其结果，具有能够降低共模电流的峰值的效果。

图11是本发明的实施例的共模电流的解析结果。图11表示在与图6(a)相同的条件下实施图9的处理，为了避免PWM整流器3和逆变器4的二相调制方式的电压模式的切换在短时间内相继发生，延长了其中一方的模式的时间段时的结果。从该结果可以知道，共模电流的峰值为0.39A，与图6(a)的现有技术的结构相比，能够降低峰值10％以上。此外，该共模电流的峰值因二相调制方式的电压模式的延长时间段和PWM整流器3以及逆变器4的振幅条件的变化而发生变化，并且能够进一步缩小。由此，具有能够防止漏电断路器发生误动作和降低对周围设备带来的不利影响等的效果。或者具有能够实现防噪声用的共模扼流圈7等的小型和轻量化的效果。

此外，控制器6优选通过与单一的石英晶体谐振器连接的同一个运算处理装置(例如微处理器等)来生成PWM整流器3和逆变器4的各自的三角波载波，以对PWM整流器3和逆变器4进行控制。由此，能够抑制由于2个石英晶体谐振器的偏差而产生的2个三角波载波的相位的同步偏移。

本发明的电力变换装置例如能够应用于电梯的驱动装置等中。

以上参照实施例对本发明进行了说明，但在上述各个实施例中所说明的结构只是一个示例，本发明能够在不脱离技术思想的范围内进行适当的变更。

Claims (5)

1.一种电力变换装置，具有PWM整流器、逆变器、以及通过二相调制方式控制所述PWM整流器和所述逆变器的控制器，其特征在于，

所述控制器使所述PWM整流器和所述逆变器的控制运算中使用的各个三角波载波以相位差成为零的方式同步来进行驱动，并且，在所述PWM整流器的二相调制方式的电压模式的切换定时与所述逆变器的二相调制方式的电压模式的切换定时将要以比规定的时间段短的间隔相互接近地发生时，通过延长其中一方的二相调制方式的电压模式的时间段来修正二相调制方式的电压模式的切换定时，从而使得所述PWM整流器的二相调制方式的电压模式的切换定时与所述逆变器的二相调制方式的电压模式的切换定时相互之间隔开所述规定的时间段以上的间隔发生。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述二相调制方式的电压模式的时间段的延长范围为电压指令值的相位角在30度以下的范围。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

在延长所述二相调制方式的电压模式的时间段时，延长所述PWM整流器和所述逆变器中输出频率较低的一方的所述二相调制方式的电压模式的时间段。

4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

具有共模扼流圈和多个电容器，所述共模扼流圈连接在电源与所述PWM整流器之间，所述多个电容器分别与所述电源的各相对应，其一端连接在所述共模扼流圈与所述PWM整流器之间的对应相的布线上，另一端接地。

5.根据权利要求1至4中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制器通过与单一的石英晶体谐振器连接的同一个运算处理装置来生成所述PWM整流器和所述逆变器的各自的所述三角波载波，以对所述PWM整流器和所述逆变器进行控制。

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