JP5381970B2 - 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法 - Google Patents
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Description
図1は、本実施の形態で示される直接形電力変換装置の制御方法が適用される、単相/三相変換装置の構成を示す回路図である。このような構成を有する単相/三相変換装置は、例えば非特許文献2で例示される。
コンデンサCfの両端電圧vcの非対称性を緩和するには、インダクタLbに流れる電流iLのリプルを小さくすることが望ましい。これは例えば電流iLが連続となる動作(即ち充電回路5bとコンデンサCbとで構成される昇圧チョッパにおける連続モード)が採用されることで実現できる。
第1及び第2の実施の形態では、電流iLが電流icnvから分岐していたため、電流icnvを出力していたダイオードブリッジ3に対して入力される電流icに影響を与えていた。そして電流icはコンデンサCfを流れるので、電流icの波形の変動は、コンデンサCfの両端電圧vcに、引いては直流リンク電圧vdc、出力電圧voutの波形の対称性に影響を与えていた。
2 ローパスフィルタ
3 ダイオードブリッジ
4 直流リンク
5 充電つきバッファ回路
5a バッファ回路
5b 充電回路
7 負荷
Cb コンデンサ
dL デューティ(指令値)
Db ダイオード
J,J1,J2 キャリア
LH,LL 直流電源線
Lb インダクタ
Sc,SL スイッチング素子
101 スイッチングデューティ生成部
102 演算器
103,108 比較器
104 論理積生成部
105 キャリア生成部
106 アップダウン信号生成部
107 インバータデューティ生成部
109 論理演算部
Claims (13)
- 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御方法は、
対称三角波(J)が、第1の指令値(dinv)に対して、前記対称三角波が採る一対の極値(0,1)の一方(0)側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、
鋸波(J1,J2)が、第2の指令値(2dL:2(1−dL):dL)に対して、前記一方側の極値に近い値を採る場合に前記第2のスイッチング素子を導通させ、
前記対称三角波が前記一方側の極値を取るタイミングで、前記鋸波が採る一対の極値(0,2;0,1)のうち、前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する、直接形電力変換装置の制御方法。 - 前記鋸波の振幅は前記対称三角波の振幅の二倍であり、
前記第2の指令値(2dL;2(1−dL))は、前記第2のスイッチング素子が導通するデューティ(dL)と、前記一方側の極値との差の二倍に設定される、請求項1記載の直接形電力変換装置の制御方法。 - 前記鋸波の振幅は前記対称三角波の振幅と等しく、
前記第2の指令値(dL)は、前記第2のスイッチング素子が導通するデューティ(dL)と等しい、請求項1記載の直接形電力変換装置の制御方法。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御方法は、
対称三角波(J)が、第1の指令値(dinv)に対して、前記対称三角波が採る一対の極値(0,1)の一方(0)側の極値に近い値を採る場合に前記電圧形インバータを導通させ、
前記対称三角波が第2の指令値(dL)に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる信号(SL’’)の二値論理と、アップダウン信号(UD)の二値論理との論理積(SL’)で得られる区間で前記第2のスイッチング素子を導通させ、
前記アップダウン信号は、前記対称三角波が前記一方側の極値から他方側の極値へと向かう傾斜部分において非活性であり、前記対称三角波(J)が前記他方側の極値から前記一方側の極値へと向かう傾斜部分において活性である、直接形電力変換装置の制御方法。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
一対の極値(0,1)を採る対称三角波(J)を生成するキャリア生成部(105)と、
前記対称三角波の波形が前記一対の極値の一方から他方へと向かうときに非活性であり、前記対称三角波の波形が前記他方から前記一方へと向かうときに活性であるアップダウン信号(UD)を生成するアップダウン信号生成部(106)と、
前記電圧形インバータが動作する第1のデューティ(dinv)を生成する第1のデューティ生成部(107)と、
前記第1のデューティを第1の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第1の指令値に対して前記一対の極値の一方(0)側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第1の原制御信号(Sinv)を生成する第1の比較器(108)と、
前記第1の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号(Syp,Syn)を生成する論理演算部(109)と、
前記第2のスイッチング素子が導通する第2のデューティ(dL)を生成する第2のデューティ生成部(101)と、
前記第2のデューティから、前記第2のデューティ(dL)と、前記一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第2の指令値(2dL;2(1−dL))を生成する演算器(102)と、
前記第2の指令値と前記対称三角波とを比較して、前記対称三角波が前記第2の指令値に対して前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となる第2の原制御信号(SL’’)を生成する第2の比較器(103)と、
前記第2の原制御信号の二値論理と前記アップダウン信号(UD)の二値論理との論理積で得られる区間において活性となり、前記第2のスイッチング素子の制御信号(SL’)を生成する論理積生成部(104)と
を備える、制御信号生成装置。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
第1の一対の極値(0,1)を採る対称三角波(J)を生成する第1のキャリア生成部(105)と、
第2の一対の極値(0,2;−1,1)を採り、前記対称三角波が前記第1の一対の極値の一方側の極値(0)を取るタイミングで、前記第2の一対の極値のうち、前記第1の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移する鋸波を生成する、第2のキャリア生成部(110)と、
前記電圧形インバータが動作する第1のデューティ(dinv)を生成する第1のデューティ生成部(107)と、
前記第1のデューティを第1の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第1の指令値に対して前記一対の極値の一方(0)側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第1の原制御信号(Sinv)を生成する第1の比較器(108)と、
前記第1の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号(Syp,Syn)を生成する論理演算部(109)と、
前記第2のスイッチング素子が導通する第2のデューティ(dL)を生成する第2のデューティ生成部(101)と、
前記第2のデューティから、前記第2のデューティ(dL)と、前記第1の一対の極値の前記一方との差の二倍に設定される第2の指令値(2dL;2(1−dL))を生成する演算器(102)と、
前記第2の指令値と前記対称三角波とを比較し、前記対称三角波が前記第2の指令値に対して前記第1の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第2のスイッチング素子の制御信号(SL’)を生成する第2の比較器(103)と
を備える、制御信号生成装置。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を制御する制御信号を生成する制御信号生成装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記制御信号生成装置は、
第1の一対の極値(0,1)を採る対称三角波(J)を生成する第1のキャリア生成部(105)と、
第2の一対の極値(0,1)を採り、前記対称三角波が前記第1の一対の極値の一方側の極値(0)を取るタイミングで、前記第2の一対の極値のうち、前記第1の一対の極値の前記一方側の極値に近い方から遠い方へと遷移し、前記対称三角波の振幅と等しい振幅を有する鋸波(J2)を生成する、第2のキャリア生成部(110)と、
前記電圧形インバータが動作する第1のデューティ(dinv)を生成する第1のデューティ生成部(107)と、
前記第1のデューティを第1の指令値として前記対称三角波と比較し、前記対称三角波が前記第1の指令値に対して前記一対の極値の一方(0)側の極値に近い値を採る場合に活性となる、第1の原制御信号(Sinv)を生成する第1の比較器(108)と、
前記第1の原制御信号から前記電圧形インバータの制御信号(Syp,Syn)を生成する論理演算部(109)と、
前記第2のスイッチング素子が導通する第2のデューティ(dL)を生成する第2のデューティ生成部(101)と、
前記第2のデューティを第2の指令値として前記対称三角波を比較し、前記対称三角波が前記第2の指令値に対して前記第1の一対の極値の前記一方側の極値に近い値を採る場合に活性となり、前記第2のスイッチング素子の制御信号(SL’)を生成する第2の比較器(103)と
を備える、制御信号生成装置。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記充電回路と前記コンデンサとで構成される昇圧チョッパは、前記電圧形インバータが動作するデューティ(dinv)が0.5よりも小さいときに不連続モードとして動作し、前記デューティが0.5よりも大きいときに連続モードとして動作する、直接形電力変換装置。 - 請求項8記載の直接形電力変換装置を運転する方法であって、
前記誘導性負荷が大きいほど、前記第2のスイッチング素子のスイッチング周波数が大きく選定される、直接形電力変換装置の運転方法。 - チョークインプット形のローパスフィルタ(2)と、
前記ローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される第1の全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続されるバッファ回路(5a)と、
充電回路(5c,5d,5e)とを備え、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は、
前記交流電源(1)に接続される第2の全波整流回路(3)と、
一対のインダクタ(Lb1,Lb2)と、
前記一対のインダクタのそれぞれを介して前記第2の全波整流回路の出力側に接続される一対の端を有する第2のスイッチング素子(SL)と、
第1のダイオード(Db1)と
を有し、
前記第1のダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記一対のインダクタのうち前記第2の全波整流回路の前記出力側の高電位側のものと前記第2のスイッチング素子との接続点に接続されるアノードとを有する、直接形電力変換装置。 - 前記充電回路は第2のダイオード(Db2)を更に有し、
前記第2のダイオードは、前記第2の直流電源線(LL)に接続されるアノードと、前記一対のインダクタのうち前記第2の全波整流回路の前記出力側の低電位側のものと前記第2のスイッチング素子との接続点に接続されるカソードとを有する、請求項10記載の直接形電力変換装置。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を設計する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記インダクタのインダクタンスを、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値(vdc・dinv)に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど小さく選定する、直接形電力変換装置の設計方法。 - 交流/交流変換を行う直接形電力変換装置を運転する方法であって、
前記直接形電力変換装置は、
チョークインプット形のローパスフィルタ(2)を介して交流電源(1)に接続される全波整流回路(3)と、
高電位側の第1の直流電源線(LH)と低電位側の第2の直流電源線(LL)を有する直流リンク(4)と、
前記直流リンクを介して前記全波整流回路に接続され、誘導性負荷(7)に交流電圧(vout)を供給する電圧形インバータ(6)と、
前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で前記全波整流回路及び前記電圧形インバータと並列に接続される充電付きバッファ回路(5)とを備え、
前記充電付きバッファ回路はバッファ回路(5a)と充電回路(5b)とを有し、
前記バッファ回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第1のスイッチング素子(Sc)およびコンデンサ(Cb)を有し、前記第1のスイッチング素子は前記第1の直流電源線側に、前記コンデンサは前記第2の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記充電回路は前記第1の直流電源線と前記第2の直流電源線との間で直列に接続される第2のスイッチング素子(SL)およびインダクタ(Lb)と、ダイオード(Db)とを有し、前記第2のスイッチング素子は前記第2の直流電源線側に、前記インダクタは前記第1の直流電源線側に、それぞれ設けられ、
前記ダイオードは、前記第1のスイッチング素子と前記コンデンサとの接続点に接続されるカソードと、前記第2のスイッチング素子と前記インダクタとの接続点に接続されるアノードとを有し、
前記第2のスイッチング素子のスイッチング周波数を、前記電圧形インバータが動作するデューティの範囲内における前記交流電圧の、前記交流電圧についての指令値(vdc・dinv)に対する誤差が極大値を持つように、かつ前記誘導性負荷が大きいほど大きく設定する、直接形電力変換装置の運転方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010287624A JP5381970B2 (ja) | 2010-12-24 | 2010-12-24 | 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010287624A JP5381970B2 (ja) | 2010-12-24 | 2010-12-24 | 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012135184A JP2012135184A (ja) | 2012-07-12 |
JP5381970B2 true JP5381970B2 (ja) | 2014-01-08 |
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ID=46650081
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010287624A Active JP5381970B2 (ja) | 2010-12-24 | 2010-12-24 | 制御信号生成装置、直接形電力変換装置並びに、その制御方法、その運転方法及びその設計方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5381970B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2899865B1 (en) * | 2012-09-21 | 2019-01-02 | Daikin Industries, Ltd. | Method for controlling direct power conversion device |
JP5626435B2 (ja) * | 2012-09-27 | 2014-11-19 | ダイキン工業株式会社 | 直接形交流電力変換装置 |
CN103856077B (zh) * | 2012-12-06 | 2016-12-21 | 东林科技股份有限公司 | 被动式功因校正交直流转换装置的功因校正电路的动作方法 |
JP5804167B2 (ja) | 2013-09-19 | 2015-11-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
JP5664733B1 (ja) | 2013-09-24 | 2015-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
JP5794273B2 (ja) | 2013-10-07 | 2015-10-14 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
AU2015290565B2 (en) * | 2014-07-18 | 2018-01-04 | Daikin Industries, Ltd. | Direct AC Power Converter |
JP5930108B2 (ja) * | 2014-09-25 | 2016-06-08 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
JP6103031B1 (ja) * | 2015-12-28 | 2017-03-29 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置の制御装置 |
JP7034230B1 (ja) | 2020-10-20 | 2022-03-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH081452B2 (ja) * | 1992-02-07 | 1996-01-10 | 山菱電機株式会社 | スイッチング型模擬負荷装置 |
JPH0570193U (ja) * | 1992-02-19 | 1993-09-21 | ティーディーケイ株式会社 | スイッチング電源 |
JPH06153507A (ja) * | 1992-11-05 | 1994-05-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アクティブフィルタ回路 |
JP4193755B2 (ja) * | 2004-06-04 | 2008-12-10 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置及び力率改善回路 |
JP4690151B2 (ja) * | 2005-09-07 | 2011-06-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP4135026B2 (ja) * | 2006-04-20 | 2008-08-20 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
JP5629885B2 (ja) * | 2010-03-16 | 2014-11-26 | ダイキン工業株式会社 | 単相/三相直接変換装置及びその制御方法 |
-
2010
- 2010-12-24 JP JP2010287624A patent/JP5381970B2/ja active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2012135184A (ja) | 2012-07-12 |
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A977 | Report on retrieval |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Written amendment |
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|
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R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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