JP5643104B2 - 多相グリッド同期調整電流形インバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、典型的に不安定な源からの直流（ＤＣ）電力を、電力網への投入に好適な品質の交流（ＡＣ）電力に変換する装置及び方法に関する。

ＤＣ電流に電位差を生成させるために、伝統的ではない電力の代替源としては、光電池又は燃料電池のような複数のセルで構成されるだろう。図１は、複数の電気的に接続された光電池モジュール１０２を備えた光電池アレイ１００を図式的に示しており、光電池モジュール１０２のそれぞれは複数の相互接続された光電池セルを備えている。図１では、３列×「ｎ」行（ｎは任意の正の整数）で表現されているが、光電池アレイは光電池モジュールの任意の数の行と列を具備し得る。便宜上、光電池アレイは「ＰＶＡ」と呼ばれる。ＰＶＡは図２にグラフを用いて示すようなパフォーマンス特性を有するＤＣ電力（図１の＋ＤＣ及び−ＤＣ出力端子で）源である。ＰＶＡの電圧及び電流容量は、光電池セルへの入射太陽光及びそれらの周囲温度（サイトパラメータ）の関数である。更に、ＰＶＡの出力から要求される電流レベルは、ＤＣ出力電圧の大きさに影響を及ぼす。曲線１２０ａ〜１２０ｅはそれぞれ、特定の型式の光電池セル及び／又はサイトパラメータに関し、ＰＶＡ出力電圧変化に対するＰＶＡ出力電流変化を表すものであり、曲線１２０ａ’〜１２０ｅ’は、ＰＶＡ出力電圧変化に対する対応ＰＶＡ出力電力の対応変化を表す。一連の曲線１２０ａ〜１２０ｅに示されるように、ＰＶＡの最大容量が入射太陽光及び周辺温度の一定のレベルに到達するまでは、出力電圧が増加するに従って電流出力は徐々に減少する。各電流曲線におけるその値で電流出力が急激に降下する。対応するＰＶＡ電力出力は、一連の曲線１２０ａ’〜１２０ｅ ’で表される。ＰＶＡ出力電力は、図２の点線ＭＰＰと各電力曲線の交点によって定義された「最大パワー値（ＭＰＰ）」として定義される値まで電圧出力とともに増加し、その後急激に降下する。このため、電力生成ＰＶＡに関して望ましい最適な動作ポイントは、ＭＰＰポイントである。

一般に、出力が入射太陽光又は周囲温度等のような瞬時に制御できない要素の関数であるため、ＰＶＡは、出力安定性の観点で不確実な度合いを有するＤＣ源を表す。

大量の電力をＰＶＡから伝統的な電力システム（「グリッド」と呼ぶ）に運ぶためには、ＰＶＡのＤＣ出力電力が、グリッド周波数及びグリッド電力に同期化された位相でＡＣ電力に変換されなければならない。光起電性のアレイとＤＣ／ＡＣパワーコンバーターの集合で形成された光起電性の（ソーラー）ファーム等のような代替「パワープラント」は、数キロワットから数百メガワットの範囲の発電出力容量を有することができる。ソーラーファームは、好ましくは山岳地域や砂漠などのような太陽光の豊富な領域に建設される。ソーラーファームは、例えば冷蔵貯蔵設備、工業製造プラント、ビル、コンピュータネットワークサーバーの貯蔵所、ショッピングモール等の高容量電力が消費される場所の上にも建設され得る。

図３は、典型的な先行技術である三相スイッチモード電圧形インバータ１３０を示す。インバータは、３つの分岐で構成され、それぞれが２つのスイッチングデバイス（ＳＷ１及びＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４、ＳＷ５及びＳＷ６）を各分岐に備える。スイッチモード電圧形インバータに用いられるスイッチングデバイスは、任意の型の制御可能な、一方向性の伝導型半導体装置、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）又はゲート転流サイリスタ（ＧＣＴ）であり得る。各スイッチングデバイスは、逆並列ダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）で短絡されている。スイッチモード電圧形インバータへのＤＣ電圧入力は、ＰＶＡ１００から行われる。平滑コンデンサＣ_dcは、インバータ出力周波数の半サイクル毎にＤＣ電流が瞬時に変更する間に入力ＤＣ電圧を安定させる。スイッチングデバイスは、交流ローパスフィルタ１３２を流れた後のインバータ出力電流が理想正弦波形に近づくように、数キロヘルツもの高速で導通（オン）から非導通（オフ）状態へ順にそれらを切り替えることによって変調される。インバータ出力電流は、その後、ライントランスフォーマー１３４を介して変換される。ライントランスフォーマー１３４は、インバータ出力をグリッド９２から電気的に絶縁し、インバータ出力電圧レベルをグリッド電圧レベルに変換する。グリッドに供給される電流は、負荷Ｒ_loadを供給し、その結果、グリッドインピーダンスＺ_lineを介して電力を供給するグリッド電源Ｖ_acの負荷を低減する。

図４（ａ）〜図４（ｃ）のグラフは、図３に示すスイッチモード電圧形インバータの動作を説明する。図４（ａ）の波形１４０によって表される高周波（典型的には１０００〜５０００ヘルツ）鋸歯状制御信号は、インバータ出力相電圧と同期する波形１４２によって表される正弦波参照信号と比較される。波形は、一相（位相）に対して例えば他の二相（位相）、具体的には相（位相）Ｂ及びＣが、位相シフトがプラスマイナス１２０度であること以外同一である場合の相Ａを表す。

鋸歯状信号の瞬間の大きさ（振幅）が、参照正弦波信号の大きさ（振幅）よりも大きいとき、正のスイッチングデバイスＳＷ１（＋ＤＣｒａｉｌに接続）が導通し、負のスイッチングデバイスＳＷ２（−ＤＣｒａｉｌに接続）が非導通となる。この例では、正電位がインバータ出力相に印加される。鋸歯状信号の瞬間の大きさが正弦波参照信号の大きさよりも小さいとき、正のスイッチングデバイスＳＷ１は非導通であり、負のスイッチングデバイスＳＷ２が導通する。この例では、負電位がインバータ出力相に印加される。したがって、図４（ｂ）の波形１４４によって表される電圧パルスの高周波パルス幅変調（ＰＷＭ）列は、各インバータ出力相に生成される。

適切な動作のため、ＰＶＡの直流（ＤＣ）出力電圧は、グリッドによって変圧器１３４を介してインバータ出力相Ａ、Ｂ及びＣへ誘導されるグリッドの相電圧（Ｖ_an、Ｖ_bn及びＶ_cn）の任意のピーク値以上でなければならない。この条件を満足するためには、生成された鋸歯状信号の振幅は、生成された参照正弦波信号の振幅と等しくなる。ＰＶＡ直流出力電圧が相電圧よりも大きい場合、参照正弦波信号の振幅は、ピーク鋸歯状電圧以下に低減され、ＰＷＭ電圧が変化され、これにより、図４（ｃ）の波形１４６によって表される出力電流の振幅を制御する。ＰＶＡ直流出力電圧が、ピーク相電圧以下に降下する場合、インバータ制御は、低いレベルの直流を補正することができず、インバータ出力電流の総合高調波部分が非常に大きくなるため、インバータ１３０のグリッドからの接続が外される。

スイッチングデバイスＳＷ２及びＳＷ３は、インバータ出力がプラス１２０度シフトされた相Ｂ、ＰＷＭ電圧及び正弦波電流を生成するように、正弦波制御信号が相Ａに対してプラス１２０度シフトされる以外は、同じ方法で制御され、同じようにスイッチングデバイスＳＷ４及びＳＷ５関しては、インバータ出力がマイナス１２０度シフトされた相Ｃ、ＰＷＭ電圧及び正弦波電流を生成するように、正弦波制御信号が相Ａに対してプラス１２０度シフトされる。

スイッチモード電圧形インバータでは、スイッチングデバイスＳＷ１〜ＳＷ６が、グリッドに供給されるインバータ出力電流の値及び形に関与する唯一の制御要素となる。それらは、高速で切り替えられ（整流され）、これが定常状態での電流容量及び電力損失が限定された高速半導体装置を必要とする。スイッチング損失は、この種のインバータによって変換され得る電力量に対する制限要因である。スイッチモード電圧形インバータは、最大５００ｋＷの電力レベルを生成することのできる住居用及び商業用の太陽熱変換器に広く用いられているが、それらは大規模ソーラーファーム顧客に必要とされる数メガワット範囲に上手く利用されるためには小さすぎる。最大電力の制限の主な理由は、電力損失を消散させるための限られた容量を持った装置での重大な電力損失と関係するスイッチングデバイスＳＷ１〜ＳＷ６の調整のための高い周波数である。

三相スイッチモード電圧形インバータの上述の説明は、インバータスイッチングデバイスの高周波ＰＷＭ整流及びリジッドなＤＣ電圧入力に基づく様々な切替方式に基づいて実行されるであろう。

本発明は、電力網に投入するために全高調波歪みを小さくしたＡＣ出力電流を生成する多相変換出力を有する多相電流形インバータを有する複数の典型的に不安定なＤＣ源からＤＣ電力を変換することを１つの目的とする。

本発明の一側面は、複数の不安定なＤＣ源からのＤＣ電力を電力網に投入するためのＡＣ電力に変換するための装置及び方法である。多数の調整電流形インバータが提供される。各調整電流形インバータは、各インバータからの多相ＡＣ出力を生成するための複数のスイッチングデバイスが含まれる。複数のＤＣ源のそれぞれは、入力電力を各調整電流形インバータに供給する。各調整電流形インバータの多相ＡＣ出力は、電力網の電圧と同調して動作する。複数の調整電流形インバータのそれぞれ中の複数のスイッチングデバイスの整流が、複数の調整電流形インバータのそれぞれからの多相ＡＣ出力電流を生成するために順序づけられている。すべての他の調整電流形インバータから供給される多相ＡＣ出力電流を位相シフトするための少なくとも１の変圧器が、電力網に投入するための三相電流を生成するために設けられる。三相電流は複数の階段波形を有し、複数の調整電流形インバータの数を増えるにつれて、全高調波歪みを低減する。本発明のある例では、電流調整が、各調整電流形インバータに含まれるステップアップ及びステップダウンＤＣ電流調整器の組み合わせである。本発明の他の例では、ステップアップ調整が複数の不安定なＤＣ源のそれぞれによって達成され、ステップダウン調整が調整電流形インバータのそれぞれに含まれる。

本発明の他の側面は、複数の不安定なＤＣ源から、電力網にＡＣ電力のユニットを投入する方法である。複数の不安定なＤＣ源それぞれの出力は、複数の調整電流形インバータの入力に接続される。複数の調整電流形インバータのそれぞれの中の複数のスイッチングデバイスを順に整流することにより、複数の調整電流形インバータのそれぞれから、多相出力が生成される。複数の調整電流形インバータのそれぞれからの１の多相出力は、すべての他の複数の調整電流形インバータから供給される多相出力のそれぞれと位相が異なる。複数の調整電流形インバータのそれぞれからの多相出力は、電力網に接続された三相出力を有する位相シフト変換ネットワークに接続される。複数の不安定なＤＣ源それぞれから複数の調整電流形インバータのそれぞれ中のインバータセクションへのＤＣ電流が、電力網へ投入するための位相シフト変換ネットワークの三相出力で、実質的に一定の階段波形電流を生成するために調整される。

上述の及び本発明の他の側面は、本明細書及び添付する図面で更に詳しく説明する。

以下に簡潔に要約添付した図面は、本発明を例示的に理解するために提供されるものであり、本明細書に更に説明する本発明には限定されない。

図１は、複数の光電池モジュールを備える光電池アレイの一例を示す図表示である。 図２は、典型的な光電池アレイのＤＣ出力特性を図示する。 図３は、従来技術のスイッチモード電圧形インバータの回路図である。 図４（ａ）、図４（ｂ）及び図４（ｃ）は、図３に示すスイッチモード電圧形インバータの動作と等価な波形を表す。 図５は、本発明に用いられるＤＣ電流調整を表す単相電流形インバータの簡略化した回路図である。 図６は、図５に示す単相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図７は、図５に示す単相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図８は、図５に示す単相電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の大きさを図示する。 図９は、本発明の三相調整電流形インバータの一例を示す簡略化した回路図である。 図１０は、図９に示す三相調整電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図１１は、図９に示す三相調整電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図１２は、図９に示す三相調整電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の振幅を図示する。 図１３は、本発明の六相電流形インバータシステムの一例の簡略化した回路図である。 図１４は、図１３に示す六相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図１５は、図１３に示す六相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図１６は、図１３に示す六相電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の振幅を図示する。 図１７は、分岐したＹ構造変換の出力電力を用いた本発明の九相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。る。 図１８は、図１７に示す九相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図１９は、図１７に示す九相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図２０は、図１７に示す九相電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の大きさを図示する。 図２１は、２つのジグザグ、分岐したＹ構造変換の出力電力を用いた本発明の十二相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。 図２２は、図２１に示す十二相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図２３は、図２１に示す十二相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図２４は、図２１に示す十二相電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の大きさを図示する。 図２５は、２つの多角形、デルタ構造変換の出力電力を用いた本発明の六相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。 図２６は、図２５に示す六相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を表すベクトルグループ図である。 図２７は、図２５に示す六相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図２８は、図２５に示す六相電流形インバータの出力で生成された交流電流高調波の大きさを図示する。 図２９は、デュアルダブル多角形、拡張デルタ構造変換の出力電力を用いた本発明の十二相電流形インバータシステムの一例を簡略化した回路図である。 図３０は、図２９に示す十二相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図３１は、図２９に示す十二相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図３２は、図２９に示す十二相電流形インバータの出力で生成されたＡＣ電流高調波の大きさを図示する。 図３３は、Ｙ−デルタ構造変換の出力電力を用いた本発明の六相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。 図３４は、図３３に示す六相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図３５は、図３３に示す六相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図３６は、図３３に示す六相電流形インバータの出力で生成されたＡＣ電流高調波の大きさを図示する。 図３７は、２つのジグザグ、Ｙ−デルタ構造変換の出力電力を用いた本発明の十二相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。 図３８は、図３７に示す十二相電流形インバータシステムに関する変換電圧の関係を示すベクトルグループ図を表す。 図３９は、図３７に示す十二相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図４０は、図３７に示す十二相電流形インバータの出力で生成されたＡＣ電流高調波の大きさを図示する。 図４１は、４倍相シフト変換の出力電力を利用した本発明の二十四相電流形インバータシステムの一例を示す簡略化した回路図である。 図４２は、図４１に示す二十四相電流形インバータの動作と等価な波形を表す。 図４３は、図４１に示す十二相電流形インバータの出力で生成されたＡＣ電流高調波の大きさを図示する。 図４４は、本発明の電流形インバータシステムの他の例の簡略化した回路図であり、ここでは、ステップアップ電流調整が複数のＤＣ源で達成される。

本明細書で用いられる用語「電力網」又は「グリッド（格子）」は、一般的には、典型的には動作電圧に応じて分割されるＡＣ電力網である。グリッドは、送電セクション（典型的には１６１〜７６５キロボルト）、補助送電セクション（典型的には３４．５〜１３８キロボルト）、分配セクション（典型的には４．１６〜２４．９４キロボルト）及び利用セクション（典型的には１２０〜６００ボルト）を備える。利用可能性及び構成物品の選択に応じて、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムは、ＡＣ電力をこれらの動作セクションの任意のグリッド中（グリッドの分配セクションが好ましいが）に供給（投入）するのに用いられる。

図５は、説明を簡略化するために、単相を適用した、本発明に用いられる電流調整スキームの一例を表す。図中では、電流形インバータ（ＲＣＳＩ）１０への入力電力は、複数のＤＣ源１００から行われ、本説明では、上述したようなＰＶＡ１００である。集中抵抗Ｒ_dcは、ＰＶＡの内部直列インピーダンスを示す。ＲＣＳＩ１０は、電流調整（ＣＲ）セクション１２及びインバータセクション１４を備える。この具体例としては、ＣＲセクションは、サブセクション１２ａ及び１２ｂを備え、インバータセクションは、単相ＤＣ／ＡＣインバータを備える。インバータ出力は、電力網（グリッド）９２に接続されており、これは、集中線抵抗Ｒ_line、線抵抗Ｘ_line、及びグリッド電源Ｖ_acとして一直線に表されている。インバータ出力は、グリッドに接続された負荷（Ｒ_loadで表される）の使用のためにグリッドに電力を投入し、これにより、グリッド電源からの電力需要を減少させる。

ＣＲサブセクション１２ａ、１２ｂは、インバータ（ポイント３、４で）に対するＤＣ電圧入力が、以下に示すグリッドへのＡＣ電流の投入を促す最適値以上であるか又はそれ以下であるかに応じて選択的にアクティブになる。ＣＲセクション１２は、調整されたＤＣ電流が、上述したＭＰＰでのＰＶＡからの出力電圧の安定性と独立したインバータ入力へ供給されるように、源１００からの瞬間ＤＣ電流レベルを調整する。ＣＲサブセクション１２ａは、ＲＣＳＩ（ポイント１、２で）に入力されるＤＣ源１００の出力電圧が、グリッド９２に投入するための出力電流に対するＲＣＳＩの最適電圧以下に降下する場合に、ステップアップ電流調整器として働く。ＣＲサブセクション１２ｂは、ＲＣＳＩ（ポイント１、２で）に入力されるＤＣ源１００の出力電圧が、グリッド９２に投入するための出力電流に対するＲＣＳＩの最適電圧よりも大きく上昇する場合に、ステップダウン電流調整器として働く。単相インバータのＲＣＳＩに対し、この最適電圧は、以下の式によって表されるようにグリッドの線電圧（Ｅ）、半周期、平均ＡＣで定義される：

ここで、Ｅは、単相インバータ（ポイント３、４で）に対する平均ＤＣ電圧入力であり、Ｖ_lineは、ＲＭＳ線グリッド電圧である。例えば、Ｖ_lineが６００ボルト以上の場合、式（１）から、最適電圧Ｅは、５４０ボルトに等しい。

図６の波形は、ステップアップＤＣ電流調整サブセクション１２ａがアクティブで、ステップダウンＤＣ電流調整サブセクション１２ｂがアクティブでない場合（即ちサブセクション１２ｂのスイッチＳＷ_bが閉じられている場合）、ステップアップＤＣ電流調整モードでのＲＣＳＩ１０のＣＲセクションの動作と等価である。波形は、グリッド線電圧波形２０２及びグリッド投入電流波形２０４を含む。グリッド線電圧時間周期の半分と等しい各調整時間周期（Ｔ_reg）の間、図６の波形２０６に示されるように、図５のスイッチＳＷ_aは、スイッチＳＷ_a閉時間周期に閉じられ、スイッチＳＷ_a開時間周期に開かれる。スイッチＳＷ_aが閉じられる場合、波形２０８の正の傾斜領域により示されるように、インダクタＬ_aが、増大するＤＣ電流により供給されるエネルギーを蓄える。スイッチＳＷ_aが開かれる場合、波形２０８の負の傾斜領域により示されるように、インダクタＬ_aに蓄えられたエネルギーがキャパシタＣ_dcに、そのキャパシタ中にチャージエネルギーを蓄えるために流れる。この配置により、インダクタＬ_aによってキャパシタＣ_dcに瞬間インバータ入力ＤＣ電圧レベルよりも高い電圧レベルに充電することを可能にし、瞬間インバータ入力ＤＣ電圧レベル（ポイント３、４で）が、インバータに対して最適ＤＣ電圧入力以下となる場合に、ＰＶＡ１００のＭＰＰによって定義されたＲＣＳＩ１０の連続動作を可能にする。インバータ１４に供給される電流は、スイッチＳＷ_a閉時間周期のスイッチＳＷ_a開時間周期に対するデューティサイクル比、又は、言い換えれば、インダクタＬ_aに蓄えられたエネルギー量又はインダクタＬ_aからの放電量によって、制御される。

図７の波形は、ステップダウンＤＣ電流調整サブセクション１２ｂがアクティブであり、ステップアップＤＣ電流調整サブセクション１２ａがアクティブでない（即ちサブセクション１２ａのスイッチＳＷ_aが開かれている場合）場合に、ステップダウンＤＣ電流調整モードでのＲＣＳＩ１０のＣＲセクションの動作と等価である。波形は、グリッド線電圧波形２１２及びグリッド投入電流波形２１４を含む。各調整時間周期Ｔ_regの間、図７の波形２１６で示されるように、図５のスイッチＳＷ_bがスイッチＳＷ_b閉時間周期に閉じられ、スイッチＳＷ_b開時間周期に開かれる。スイッチＳＷ_bが閉じられる場合、インダクタＬ_bが波形２１８の正の傾斜領域によって表される増大するＤＣ電流によって供給されるエネルギーを蓄える。スイッチＳＷ_bが開かれる場合、インダクタＬ_bに蓄えられたエネルギーが、インバータ１４の入力に供給されるＤＣ電流の平均振幅（大きさ）を制御するために、フライホイールダイオードＤ_bに流れる。

図６及び図７は、ある調整時間周期におけるＤＣ電流調整スイッチＳＷ_a及びＳＷ_bそれぞれの単一の整流と等価な波形である。本発明の他の例では、スイッチの一方又は両方が、単一の調整時間周期において複数回整流されても構わない。一回当たりの調整時間周期に対する複数回の整流によって、スイッチング損失を増大させる場合があるが、そのような動作は、特定のアプリケーションにおける調整インダクタＬ_a及びＬ_bのサイズ縮小（物理的及び電気的容量の双方）を可能とし、その結果、調整損失においてネット縮小をもたらす。

図５において、インバータセクション１４は、４つのスイッチングデバイスＳＷ１〜ＳＷ４を備える。各スイッチは、任意の型の制御可能な、一方向性の導電性スイッチングデバイス、例えばこれらに限定されないが、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、又はゲート転流サイリスタ（ＧＣＴ）であり得る。スイッチが例えば、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等のように高逆電圧に向かない場合、スイッチは、ブロッキングダイオードと直列に接続され得る。本発明の全ての例におけるスイッチングデバイスのこれらの型の利用は、三相電流グリッド供給インバータが、電気周期における任意の時間の間にゲート制御信号を介して開くことのできないゼロ公差シリコン制御整流器（ＳＣＲ）スイッチングデバイスに実装される点で従来技術の三相インバータに対して有利である。それ故にこれらの従来技術のインバータにおいては、ＳＣＲゲート信号がタイミングシーケンスから９０〜１８０度遅延し、ＲＣＳＩの入力に接続されたＤＣ源からグリッドへ電流を流すことを可能にする。これらの従来技術のインバータは、グリッド電圧と同調して出力電圧を発生させることができない。更に、遅延したゼロ公差開閉（ゲーティング）より、インバータがグリッド電圧に深いノッチを生じさせ、それが重大な高周波歪みをもたらす。

各正の半周期のグリッド線電圧が印加される間、正極性電流をグリッドに流すために、スイッチペアＳＷ１及びＳＷ４が閉じられ、スイッチペアＳＷ２及びＳＷ３が開かれる。逆に、各負の半周器のグリッド線電圧が印加される間、負極性電流をグリッドに流すために、スイッチペアＳＷ１及びＳＷ４が開かれ、スイッチペアＳＷ２及びスイッチＳＷ３が閉じられる。グリッド線電圧波形２０２又は２１２と、インバータ出力電流波形２０４及び２１４は、図６及び図７に表す。

インダクタＬ_a及びＬ_bは、実質的に途切れのないレベルのＤＣ電流をインバータ１４に供給するのに十分な電気容量を有しており、これが、波形２０４及び２１４によって表されるように、インバータからの略方形波出力電力をもたらす。方形波の高調波部分は、以下の式から計算される：

ここでＩ₁は第１電流高調波の振幅を示し、Ｉ_nは、第ｎ電流高調波の電流振幅を示す。整数ｎの値は、以下の式から計算できる：

ここで、φは、本発明の具体的応用に用いられる１以上の電流形インバータに対する出力相の総数であり、ｋは１から∞までの整数であり、実際にはｋの最大値は、次の調波が前の調波に対して計算した全歪みに対してわずかな増加値を与える場合に選択される。図８は、図５に示す単相ＲＣＳＩ１０からの出力電流によって生成された奇数電流調波の相対的な大きさの分布を示す棒グラフ図である（ここではφが１と等しく、ｎが奇数列３、５、７、９、１１、１３…９５、９７、即ち第３〜第９７までの奇数調波の場合を示す）。

高精度正弦波に対する任意の電流波形全歪みは、パーセントで表現される全高調波歪み（ＴＨＤ）値によって定量化され、以下の式により計算できる：

方形波電流波形は４８パーセントのＴＨＤ値を有し、これは特に、分配及び利用レベルにおいてグリッドに投入するには大きすぎる値である。

図５を参照すると、本発明の例においては、ステップアップ電流調整（ＣＲ）サブセクション１２ａは、ステップアップ電流調整器が、ＲＣＳＩ１０の入力に接続された複数のＤＣ源のそれぞれの出力に対して設けられる場合には、ＲＣＳＩ１０から省略できる。即ちステップアップ電流調整器を有さない変形ＲＣＳＩの入力と並列に接続された複数のＤＣ源１００がある場合、それらはステップダウン電流調整（ＣＲ）サブセクション１２ｂの入力に直接接続される。図４４は、２つの変形形電流形インバータ１１ａ及び１１ａ’を有する場合における本発明のこの代替配置の一例である。複数のＤＣ源１００₁〜１００_n（ｎは正の整数）のそれぞれは、ステップアップ電流調整器（各１２ａ₁〜１２ａ_n）を、変形ＲＣＳＩ１１の入力に対する各ＤＣ源の出力に有する。同様に、複数のＤＣ源１００₁’〜１００_n’のそれぞれは、ステップアップ電流調整器（各１２ａ₁’〜１２ａ_n’）を、変形ＲＣＳＩ１１ａ’の入力に対するＤＣ源の出力に有する。各変形電流形インバータは、ステップダウン電流調整器（１２ｂ又は１２ｂ’）のみを有する。この代替的な例では、複数の光電池モジュールで構成されている複数のＤＣ源のそれぞれの改良ＭＰＰを有する複数のＤＣ源それぞれの出力に電圧均等化部がある。本発明の代替配置は、以下に示す本発明の全ての実施例に適用することができる。

本発明の以下の実施例において、用語「一次」は、電力網に接続された変圧器の巻線を呼ぶのに用いられる、用語「二次」は、本発明の具体例に用いられる電流形インバータの出力に接続された変圧器の巻線を呼ぶのに使用される。

（第１実施例）
図９は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの一例を表し、ここでは、ＲＣＳＩ１１インバータセクション１５が、グリッドに投入される前に変圧器７０でＹ−Ｙ変換を行う三相電力に出力する。ＲＣＳＩの調整セクション１２は、ステップアップＤＣ電流調整サブセクション１２ａ及びステップダウンＤＣ電流調整サブセクション１２ｂを備え、複数のＤＣ源１００から電流が供給され、三相インバータ１５の入力（ポイント３及び４）に対して調整されたＤＣ電流を出力する。このインバータのＡＣ出力（図９に付されたＡ、Ｂ及びＣ）は、変圧器７０の二次巻線７０ｂのＹ構造に接続されている。変圧器７０のＹ構造一次巻線７０ａは、三相電力網９２に接続されている。グリッド９２は、集中線インピーダンスＺ_line及びグリッド電源Ｖ_acによって概略的に表されている。グリッドに供給される電流は負荷９３を与え、これらはグリッドに接続され、集中負荷抵抗Ｒ_loadとして概略的に表されている。ＲＣＳＩの投入出力電流により生成された高調波電流と逆位相の高調波電流を投入するために、１以上の任意的な能動フィルタ９４が、グリッドに対して直接接続され得る。

図１０の波形は、図９に示すＲＣＳＩ１１の動作と等価である。３つのグリッド相電圧は、波形２２２、２２４及び２２６によって表される。図９のインバータ１５に関連して、それらの波形は、変圧器７０の一次巻線７０ａでの相電圧Ｘ、Ｙ及びＺに対応する。スイッチングデバイスＳＷ１〜ＳＷ６は、インバータ出力相Ａ、Ｂ及びＣとグリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺとを同期させるように制御される。グリッド相電圧が正の場合、適切な数の奇数のスイッチングデバイス（ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５）が閉じられ、適切な数の偶数のスイッチングデバイス（ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６）が開かれる。逆に、グリッド相電圧が負の場合、適切な数の偶数のスイッチングデバイスが閉じられ、適切な数の奇数のスイッチングデバイスが開かれる。

図１０のリップル電圧波形２２８は、入力（ポイント３及び４）を越えてインバータ１５へ印加される電圧を示す。三相出力ＲＣＳＩ１１の調整周期（Ｔ_reg3）は、１のリップル周期と等しいか、又はグリッドの周期（即ちグリッド周波数の逆の値）の６分の１と等しい。グリッドに必要な投入ＡＣ電流を制御するための最適値であるＤＣ電圧（Ｅ）の平均値は、以下の式から決定できる。

ここでＥは、インバータの入力端子の平均リップルＤＣ電圧であり、Ｖ_lineは、ＲＭＳグリッド相電圧である。例えば、変圧器７０の各二次巻線７０ｂのＶ_lineが２４００ボルトＡＣの場合、式（５）から、最適電圧Ｅは、３２４０ボルトＤＣと等しい。

ＤＣ電流の制御のためのＤＣ電流調整セクション１２の動作は、上述の図６及び図７を参照にして説明する。ＤＣ源１００出力電圧が広範囲で変化する場合、例えば、源がＰＶＡであってＰＶＡに入射する太陽光量が周期的に変化する場合、ＤＣ電流調整器は、公称電流がＲＣＳＩの出力からグリッドに供給されることを確実にする。波形２３０は、ＤＣ調整器のスイッチング例を表し、波形２３２は、インバータ１５（ポイント３、４で）へのＤＣ入力電流の例を示す。

図１１の波形２３４及び２３６は、図９に示す三相ＲＣＳＩ１１から供給される瞬間ＡＣ出力電圧及び電流をそれぞれ表す。Ａ、Ｂ又はＣ相の電流を代表する出力電流波形２３６は、相Ｘ、Ｙ又はＺにおける波形２２２、２２４ｏｒ２２６によって表される対応するグリッド相電圧と同期する。

グリッド相Ｘ、Ｙ又はＺに投入される電流を生成するために、二次巻線７０ｂそれぞれの階段状電流波形２３６が一次巻線７０ａに変換され、そのそれぞれは、対応するグリッド相電圧Ｘ、Ｙ又はＺと同期する。

波形２３６によって表され、三相インバータ１５によって出力される電流は、図５の単相ＲＣＳＩ１０により出力される電流（図６及び図７の波形２０４及び２１４）を超える改良ＴＨＤ値を有している。図１２は、図９に示す三相ＲＣＳＩ１１からの出力電流によって生成された奇数電流調波の相対的な大きさの分布を示す棒グラフ図である（ここではφが３と等しく、ｎが奇数列５、７、９、１１、１３…９５、９７の場合）。ＲＣＳＩ１１からの三相出力電流のＴＨＤ値は、式（４）から３０パーセントと計算できる。

本発明の三相ＲＣＳＩシステム発電容量は、インバータスイッチの電流定格により定義される。例えば、スイッチの種類としては、定格３３００ボルトで最大電流定格が１２００アンペアのＩＧＢＴであり得る。この例では、定格２４００ボルトＡＣでＤＣ源電圧が３２４０ボルトＤＣの三相ＲＣＳＩシステムが、３．６メガワットの電力を生成することができる。

（第２実施例）
図１３は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステム他の例を表し、ここでは、六相ＲＣＳＩシステムが、分岐したＹ構造の二次巻線を有する変圧器７２に接続されたその出力を有する。六相ＲＣＳＩシステムは、２つの三相調整電流形インバータ１１及び１１’を備え、これらのそれぞれは、変圧器７２の六相二次巻線に接続されている。第１三相ＲＣＳＩ１１は、ＤＣ電流調整セクション１２及び三相インバータセクション１５を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１へ与える複数のＤＣ源１００に接続されている。図１３に示すように、インバータ１５のＡＣ出力Ａ、Ｂ及びＣは、変圧器７２の二次巻線の端子Ａ、Ｂ及びＣに接続されている。同様に、第２三相ＲＣＳＩ１１’は、ＤＣ電流調整セクション１２’及び三相インバータセクション１５’を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１’へ与える複数のＤＣ源１００’に接続されている。インバータセクション１５’のＡＣ出力Ｒ、Ｓ及びＴは、変圧器７２の二次巻線の端子Ｒ、Ｓ及びＴに接続されている。両インバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００及び１００’の出力は、図１３に示すように互いに並列に接続されている。変圧器７２のＹ構造の一次巻線は、三相グリッド９２に接続され、負荷９３は、図９に関して説明したものと同様な構成で、能動線フィルタの任意的な付加を含んでいる。本発明の六相ＲＣＳＩシステムに用いられた各三相ＲＣＳＩは、図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。

図１４は、分岐したＹ構造の二次巻線における六相ＲＳＣＩシステムの出力により確立される電圧の大きさ及び相関関係を示すベクトルグループ図である。便宜上、すべてのベクトルグループ図において、ラベルを付した電圧ベクトルの名称は、対応する回路図における変圧器のインバータ出力及びグリッド相及び巻線を表すのに用いられた名称と同一である。正のベクトル相回転は、起点Ｏに対して時計回りであり、用語「遅れ（lagging）」は、参照されたベクトルに時計回り方向に追従するベクトルを呼ぶ。図１４のベクトルグループ図は、各電圧ベクトルＡ、Ｂ及びＣに対する電圧ベクトルＲ、Ｓ及びＴ間の３０度位相シフトを表す。電圧ベクトルＡ、Ｂ及びＣがグリッド電圧ベクトルＸ’、Ｙ’及びＺ’より１５度遅れる間、電圧ベクトルＲ、Ｓ及びＴは、グリッド電圧ベクトルＸ’、Ｙ’及びＺ’を１５度進む。

これらの位相シフトは、変圧器７２の構成によって説明される。３つの一次巻線Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃は、Ｙ構造配置を形成するために、変圧器７２の個別の磁心コアの周りにそれぞれ巻かれ、グリッド相端子に接続される一方で、インバータセクション１１及び１１’の出力が変圧器の二次巻線の端子に接続されている。二次（巻線）の変圧器７２は、９つの個別の巻線を有する。これらの巻線を構成する導体巻回相対数に基づいて、巻線のうちの３つは「長」巻線と呼ばれ、巻線のうちの６つは「短」巻線と呼ばれる。即ち長巻線は、短巻線に比べてより多くの導体巻回数を有する。この例では、短巻線と長巻線の巻回比は、約２．７３〜１．０である。６つの二次巻線は、分岐したＹ構造結合を形成するように相互に接続されている。同様に、変圧器の二次（巻線）の電圧を表す図１４の電圧ベクトルは、９つの個別のベクトルを含む。これらのうちの３つのベクトルは、長ベクトルとよばれ、これらのベクトルのうちの６つは、短ベクトルと呼ばれる。長ベクトルと短ベクトルとの間の大きさの比もまた、約２．７３〜１．０である。

ベクトルＡ及びＲに関し、二次長ステム巻線Ｓ₁は、一次巻線Ｐ₁と並列接続されている。よって、巻線Ｓ₁及びＰ₁は、共通の磁心コアの周りに巻かれている。二次分岐短巻線Ｓ₄は、一次巻線Ｐ₃と並列接続されている。よって、巻線Ｓ₄及びＰ₃は、共通の磁心コアの周りに巻かれている。二次短巻線Ｓ₅は、一次巻線Ｐ₂と並列接続されている。よって、巻線Ｓ₅及びＰ₂は、共通の磁心コアの周りに巻かれている。

図１４を参照すると、ベクトルＳ₄及びＳ₁の合計がベクトルＡ（相Ａ電圧を表す）であり、これがベクトルＳ₁よりも１５度遅れる。同様に、ベクトルＳ₅及びＳ₁の合計がベクトルＲ（相Ｒ電圧を表す）であり、これはベクトルＳ₁よりも１５度進む。電圧ベクトルＡ及びＲは、お互いに３０度シフトしており、これらのベクトルはそれぞれ、ステム電圧ベクトルＸ’に関して１５度遅れるか又は進んでいる。

同様に、電圧ベクトルＢ及びＳはそれぞれ、ステム電圧ベクトルＹ’に関して１５度遅れるか又は進むようにシフトしており、電圧ベクトルＣ及びＴはそれぞれ、ステム電圧ベクトルＺ’に関して１５度遅れるか又は進むようにシフトしている。要約すれば、ステムとグリッド相とが一致するため、ＲＣＳＩ１１から出力された三相電流Ａ、Ｂ及びＣが、グリッド相電圧より１５度遅れ、ＲＣＳＩ１１’から出力された三相電流Ｒ、Ｓ及びＴがグリッド相電圧より１５度進む。

図１４に示すベクトルグループ及び図１３の対応する巻線の更なる評価による変圧器７２に関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

インバータセクション１１のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６の制御は、相電圧Ａ、Ｂ及びＣと同期し、インバータセクション１１’のスイッチＳＷ１’〜ＳＷ６’の制御は相電圧Ｒ、Ｓ及びＴと同期する。インバータのペアから供給される出力電流は合計され、線電圧と電流との間で位相シフトすることなく変圧器７２の一次巻線に対して変換される。

図１５の波形２３８及び２４０は、図１３に示す六相ＲＳＣＩシステムから供給される瞬間ＡＣ出力電圧及び電流を表す。グリッド相Ｘ、Ｙ又はＺにおける相電流を代表する波形２４０によって表される相電流は、グリッド相Ｘ、Ｙ又はＺにおける波形２３８によって表される対応する相電圧と同期する。

図１６の棒グラフは、分岐したＹ構造の変圧器７２を有する六相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波部分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は式（２）から計算することができ、六相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φは６と等しく、ｎが製数列１１、１３、２３、２５…９５及び９７と等しい。六相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤは、式（４）から１５パーセントよりも小さいことが計算できる。

本発明の六相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、インバータスイッチの電流定格により定義される。例えば、スイッチの種類としては、３３００ボルトで最大電流定格が１２００アンペアのＩＧＢＴであり得る。この例では、定格２４００ボルトＡＣでＤＣ源電圧が３２４０ボルトＤＣの六相ＲＣＳＩシステムが、７．２メガワットの電力を生成することができる。ＩＧＢＴスイッチの低いスイッチング損失により、六相ＲＣＳＩシステムにおけるインバータのペアの効率は約９８．５パーセントである。ＤＣ電流調整器に用いられる誘導素子は、電気損失の主要な因子となる。誘導素子の巻線に高温超電導体（ＨＴＳ）素子を組み込んだワイヤを用いることにより、全システム効率が９９パーセントを超えるように、それらの損失を低減できる。ＨＴＳ素子は、本発明の任意の他の具体例中の誘導素子の巻線に選択的に用いることができる。

（第３実施例）
図１７は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは九相ＲＣＳＩシステムが分岐したＹ構造の二次巻線を有する変圧器に接続されたその出力を有している。九相ＲＣＳＩシステムは、上述の六相ＲＣＳＩシステムが達成するものよりも、より低いＴＨＤ値でより高い出力電力を提供するために用いられる。九相ＲＣＳＩシステムは、３つの三相ＲＣＳＩ１１、１１’及び１１’’を備え、これらのそれぞれは、変圧器７４の九相二次巻線に接続されたその出力を有する。第１三相ＲＣＳＩ１１は、ＤＣ電流調整セクション１２及び三相インバータセクション１５を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１へ与える複数のＤＣ源１００に接続されている。インバータ１５のＡＣ出力Ａ、Ｂ及びＣは、図１７に示す変圧器７４の二次巻線の端子Ａ、Ｂ及びＣに接続されている。同様に、第２三相ＲＣＳＩ１１’は、ＤＣ電流調整セクション１２’及び三相インバータセクション１５’を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１’へ与える複数のＤＣ源１００’に接続されている。インバータセクション１５’のＡＣ出力Ｒ、Ｓ及びＴは、変圧器７４の二次巻線の端子Ｒ、Ｓ及びＴに接続されている。同様に、第３三相ＲＣＳＩ１１’’は、ＤＣ電流調整セクション１２’’及び三相インバータセクション１５’’を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１’’へ与える複数のＤＣ源１００’’に接続されている。インバータセクション１５’’のＡＣ出力Ｕ、Ｖ及びＷは、変圧器７４の二次巻線の端子Ｕ、Ｖ及びＷに接続されている。全てのインバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００、１００’及び１００’’の出力は、図１７に示すように互いに並列に接続されている。変圧器７４のＹ構造の一次巻線は、三相グリッド９２に接続され、負荷９３は、図９に関して説明したものと同様な構成で、能動線フィルタの任意的な付加を含んでいる。本発明の九相ＲＣＳＩシステムに用いられた各三相ＲＣＳＩは、図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。

図１７では、二次の変圧器７４が各相ステム巻線から延びる３つの又（prong）巻線を有する。例えば、又巻線Ｓ₄、Ｓ₅及びＳ₆が相ステム巻線Ｓ₁から延びている。同様に、又巻線Ｓ₇、Ｓ₈及びＳ₉が相ステム巻線Ｓ₂から延びており、又巻線Ｓ₁₀、Ｓ₁₁及びＳ₁₂が相ステム巻線Ｓ₃から延びている。全ての三相ステム巻線はそれぞれ、ほぼ同じ数の巻線巻回数を有する。又巻線Ｓ₄、Ｓ₆、Ｓ₇、Ｓ₉、Ｓ₁₀、Ｓ₁₂はそれぞれほぼ同じ数の巻線巻回数を有し、それらの又巻線のそれぞれと相ステム巻線の巻線巻回数の比は、約２．７３：１．０である。又巻線Ｓ₅、Ｓ₈、Ｓ₁₁もまたほぼ同じ数の巻線巻回数を有し、それらの又巻線のそれぞれと相ステム巻線の巻線巻回数の比は、約４．５４：１．０である。

図１８のベクトルグループを参照すると、ベクトルＳ₄及びＳ₁の合計がベクトルＡ（相Ａ電圧を表す）であり、これがベクトルＳ₁よりもマイナス１５度遅れる。同様に、ベクトルＳ₆及びＳ₁の合計がベクトルＲ（相Ｒ電圧を表す）であり、これがベクトルＳ₁よりもプラス１５度進む。ベクトルＳ₁及びＳ₅の合計がベクトルＵ（相Ｕ電圧を表す）であり、これはベクトルＳ₁と同調する。よって、相電圧Ａ、Ｕ及びＲはグリッドステム電圧Ｘ’に関してマイナス１５度、０度、プラス１５度、位相が関連している。

同様に、インバータ出力相電圧Ｂ、Ｖ及びＳは、ステム相電圧Ｙ’に関してマイナス１５度、０度、プラス１５度シフトし、相電圧Ｃ、Ｗ及びＴは、ステム相電圧Ｚ’に関してマイナス１５度、０度、プラス１５度シフトする。要約すれば、ステムとグリッド相が一致するため、ＲＣＳＩ１１から出力された三相電流Ａ、Ｂ、Ｃがグリッド相電圧よりマイナス１５度遅れ、ＲＣＳＩ１１’から出力された三相電流Ｒ、Ｓ及びＴがグリッド相電圧よりプラス１５度進み、三相電流Ｕ、Ｖ及びＷがグリッド相電圧と同調する。

図１８に示すベクトルグループ及び図１７の巻線の更なる評価による変圧器７４に関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

インバータセクション１１のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６の制御は、相電圧Ａ、Ｂ及びＣと同期し、インバータセクション１１’のスイッチＳＷ１’〜ＳＷ６’の制御は相電圧Ｒ、Ｓ及びＴと同期し、インバータセクション１１’’のスイッチＳＷ１’’〜ＳＷ６’’の制御は、相電圧Ｕ、Ｖ及びＷと同期する。３つ組のインバータからの出力電流は合計され、相電圧と電流との間で位相シフトすることなく変圧器７４の一次巻線に対して変換される。

図１９の波形２４２及び２４４は、図１７に示す九相ＲＳＣＩシステムから供給される瞬間ＡＣ出力電圧及び電流を表す。グリッド相Ｘ、Ｙ又はＺにおける相電流を代表する波形２４４によって表される相電流は、グリッド相Ｘ、Ｙ又はＺにおける波形２４２によって表される対応する相電圧と同期する。

図２０の棒グラフは、分岐したＹ構造の変圧器７４を有する九相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波部分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は、式（２）から計算することができ、九相ＲＣＳＩシステムに対して制御する場合、φは９と等しく、ｎが整数列１７、１９、３５、３７、５３、５５、７１、７３、８９及び９１と等しい。九相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から、９．５パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図１７に示す九相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、１０．８メガワットと計算できる。

（第４実施例）
図２１は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは十二相ＲＣＳＩシステムが、２つのペアの電流形インバータ（ペア１１ａ及び１１ｂ及びペア１１ｃ及び１１ｄ）を備え、変圧器７６ａ又は７６ｂの二次巻線に接続されたインバータの各ペアの出力（相Ａ、Ｂ及びＣと、相Ｒ、Ｓ及びＴ）に接続されている。変圧器７６ａ又は７６ｂは、分岐したＹ構造の二次巻線とジグザグＹ構造の一次巻線を有する。十二相ＲＣＳＩシステムは、前述のＲＣＳＩシステムが達成するものよりも、より低いＴＨＤ値でより高い出力電力を提供するために用いられる。十二相ＲＣＳＩシステムは、４つの三相調整電流形インバータ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ及び１１ｄを備え、これらのそれぞれは図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。複数のＤＣ源１００ａ、１００ｂ、１００ｃ及び１００ｄが図２１に示す各ＲＣＳＩの入力に接続されている。全てのインバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００ａ〜１００ｄの出力は、図２１に示すように互いに並列に接続されている。インバータペア１１ａ及び１１ｂの出力は、第１六相変圧器７６ａの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｃ及び１１ｄの出力は、第２六相変圧器７６ｂの二次巻線に接続されている。各変圧器の一次巻線は、ジグザグ構造に配置され、ここでは関連する主一次巻線Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃とは異なる位相を向く延長短巻線を有する。

図２２のベクトルグループ図７６ａ及び７６ｂは、変圧器７６ａ及び７６ｂの対応する巻線にそれぞれ確立された電圧を表す。ベクトルグループ図７６ｂを参照すると、ベクトルＰ₁及びＰ₄の合計がベクトルＸ（グリッド相Ｘ電圧を示す）である。ベクトルＰ₄はベクトルＰ₃と１８０度位相が異なるため、対応する巻線Ｐ₃及びＰ₄は、同じ磁心コアスタックに対して逆向きに巻回される。巻線Ｐ₁の巻線Ｐ₄への巻線巻回数の比は約４．９２〜１．０であり、これによりベクトルＰ₁がベクトルＸより７．５度進む。インバータ出力相Ａ電圧（ベクトルＡによって表される）が、ベクトルＳ₁及びＳ₄の合計によって形成される二次分岐に接続されるため、相Ａ電圧はグリッド相Ｘ電圧より７．５度遅れるだろう。インバータ出力相Ｒ電圧（ベクトルＲによって表される）は、インバータ出力相Ａ電圧より３０度進むため、グリッド相Ｘ電圧よりも２２．５度進む。同様に、インバータ出力相Ｂ電圧（ベクトルＢによって表される）はベクトルＳ₂及びＳ₆の合計により形成され、相Ｂ電圧は、グリッド相Ｙ電圧より７．５度遅れ、インバータ出力相Ｓ電圧（ベクトルＳによって表される）はインバータ出力相Ｂ電圧より３０度進み、グリッド相Ｙ電圧（ベクトルＹによって表される）よりも２２．５度進む。インバータ出力相Ｃ電圧（ベクトルＣによって表される）は、ベクトルＳ₃及びＳ₈の合計により形成され、相Ｃ電圧は、グリッド相Ｚ電圧より７．５度遅れ、インバータ出力相Ｔ電圧（ベクトルＴによって表される）がインバータ出力相Ｃ電圧より３０度進み、グリッド相Ｚ電圧（ベクトルＺによって表される）より２２．５度進む。

図２２の図７６ｂで示されるベクトルグループ及び図２１に示す対応する巻線の更なる評価による変圧器７６ｂに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

図２２のベクトルグループ図７６ａを参照すると、ベクトルＰ₁及びＰ₄の合計がベクトルＸ（グリッド相Ｘ電圧を表す）である。ベクトルＰ₄は、ベクトルＰ₂と１８０度位相が異なるため、対応する巻線Ｐ₂及びＰ₄は同じ磁心コアスタックに対して逆向きに巻回される。巻線Ｐ₁の巻線Ｐ₄への巻線巻回数の比は約４．９２〜１．０であり、それによりベクトルＰ₁がベクトルＸより７．５度進む。インバータ出力相Ａ電圧（ベクトルＡによって表される）が、ベクトルＳ₁及びＳ₄の合計によって形成される二次分岐に接続されるため、相Ａ電圧は、グリッド相Ｘ電圧より２２．５度遅れるだろう。インバータ出力相Ｒ電圧（ベクトルＲによって表される）は、インバータ出力相Ａ電圧より３０度進むため、グリッド相Ｘ電圧より７．５度進む。同様に、インバータ出力相Ｂ電圧（ベクトルＢによって表される）は、ベクトルＳ₂及びＳ₆の合計により形成され、相Ｂ電圧は、グリッド相Ｙ電圧より２２．５度遅れ、インバータ出力相Ｓ電圧（ベクトルＳによって表される）がインバータ出力相Ｂ電圧より３０度進み、グリッド相Ｙ電圧（ベクトルＹによって表される）より７．５度進む。インバータ出力相Ｃ電圧（ベクトルＣによって表される）は、ベクトルＳ₃及びＳ₈の合計により形成され、相Ｃ電圧はグリッド相Ｚ電圧より２２．５度遅れ、インバータ出力相Ｔ電圧（ベクトルＴによって表される）がインバータ出力相Ｃ電圧より３０度進み、グリッド相Ｚ電圧（ベクトルＺによって表される）より７．５度進む。

図２２に示すベクトルグループ図７６ａ及び図２１の対応する巻線の更なる評価による変圧器７６ａに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

よって、十二相ＲＣＳＩシステムの各出力相のグリッド相に対する投入電流は、４つの電流の合計であり、具体的には各グリッド相電圧よりも７．５及び２２．５度進むか又は遅れる電流である。この十二相ＲＣＳＩシステム出力電流波形２４８は、出力電圧波形２４６と同調し、図２３に表されるように、本発明の前のものよりも更に良い高精度正弦波の近似となる。用語「高精度正弦波」は、工業界で用いられるように、具体的には３パーセントよりも一般的には小さいＴＨＤ値を持つ生成波形である。よって、本発明の十二相グリッド同期ＲＣＳＩシステムは、２ペアの三相調整電流形インバータを備え、各ペアがグリッドに投入され得る電力の大きさを４倍する分岐したＹ構造の二次巻線を有するジグザグのＹ構造の変圧器に接続されており、三相ＲＣＳＩシステムで達成したもの以上に、電流ＴＨＤ値を減少させる。

図２４の棒グラフは、分岐したＹ二次（巻線）及びジグザグＹ構造一次（巻線）変換を有する十二相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波成分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は式（２）から計算することができ、十二相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φは１２と等しく、ｎは整数列２３、２５、４７、４９、７１、７３、９５及び９７と等しい。十二相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から７パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図２１に示す本発明の十二相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、１４．４メガワットと計算できる。

（第５実施例）
図２５は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは六相ＲＣＳＩシステムが２つの三相調整電流形インバータ１１及び１１’を備え、デルタ構造の一次巻線を有する変圧器７８のダブルデルタ多角形二次巻線を有する出力相Ａ、Ｂ及びＣ、及びＲ、Ｓ及びＴにそれぞれ接続されている。第１三相ＲＣＳＩ１１は、ＤＣ電流調整セクション１２及び三相インバータセクション１５を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１へ与える複数のＤＣ源１００に接続されている。同様に、第２三相ＲＣＳＩ１１’は、ＤＣ電流調整セクション１２’及び三相インバータセクション１５’を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１’へ与える複数のＤＣ源１００’に接続されている。両インバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するためにＤＣ源１００及び１００’の出力は、図２５に示すように互いに並列に接続されている。変圧器７８のデルタ構造の一次巻線は三相グリッド９２に接続され、負荷９３は、図９に関して説明したものと同様な構成で、能動線フィルタの任意的な付加を含んでいる。本発明の六相ダブルデルタ多角形変換ＲＣＳＩシステムに用いられる各三相ＲＣＳＩは、図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。

図２６のベクトルグループ図は、変圧器７８の対応する巻線により確立された電圧を表す。インバータ１５は、ｄｅｌｔａ_sec1（図２６の波線）で特定される位相間のデルタ構造を形成する出力電圧相Ａ、Ｂ及びＣを出力し、インバータ１５’は、ｄｅｌｔａ_sec2（図２６の点線）で特定される位相間のデルタ構造を形成する。図２６に示すように、ｄｅｌｔａ_sec1は、グリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺによって形成される一次デルタ構造ｄｅｌｔａ_priよりも１５度遅れ、ｄｅｌｔａ_sec2はｄｅｌｔａ_priよりも１５度進んでいる。よって、インバータ１１出力相電圧は、対応するグリッド相電圧よりも１５度遅れ、インバータ１１’出力相電圧は対応するグリッド相電圧よりも１５度進む。

変圧器７８に関する巻線配置に関しては、二次長（巻線回数が多い）巻線Ｓ₄及び短（巻線回数が少ない）巻線Ｓ₃が一次巻線Ｐ₁に対して並列接続されており、全ての巻線が変圧器の第１共通磁心コアスタック上に巻かれている。同様に、長巻線Ｓ₅、短巻線Ｓ₁及び巻線Ｐ₂は全て変圧器の第２共通磁心コアスタック上に巻かれている。長巻線Ｓ_6、短巻線Ｓ₂及び巻線Ｐ₃は全て、変圧器の第３共通磁心コアスタック上に巻かれている。長巻線と短巻線との巻線巻回数の比は、約２．７３〜１．０である。

図２６に示すベクトルグループ及び図２５の対応する巻線の更なる評価による変圧器７８に関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

インバータセクション１１のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６の制御は、相電圧Ａ、Ｂ及びＣと同期し、インバータセクション１１’のスイッチＳＷ１’〜ＳＷ６’の制御は相電圧Ｒ、Ｓ及びＴと同期する。インバータのペアからの出力電流は合計され、三相グリッドへ投入するための変圧器の出力一次端子で電流を生成するために、相電圧と電流との間で位相シフトすることなく変圧器７８の一次巻線に対して変換される。合計インバータ出力電流は、高精度正弦波に近づく電流波形２５２を生成する。図２７の波形によって表すように、多角形変圧器７８の出力一次端子Ｘ、Ｙ及びＺにおける相電圧波形２５０と相電流波形２５２との間には、位相シフトは無い。

図２８の棒グラフは、ダブルデルタ多角形二次（巻線）及びデルタ一次（巻線）変換を有する六相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波成分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は、式（２）から計算することができ、六相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φは６と等しく、ｎが整数列１１、１３、２３、２５、…、９５及び９７と等しい。六相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から、１５パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図２５に示す本発明の六相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、７．２メガワットと計算できる。

（第６実施例）
図２９は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは、十二相ＲＣＳＩシステムが２ペアの調整電流形インバータ（ペア１１ａ及び１１ｂと、ペア１１ｃ及び１１ｄ）を備え、ダブルデルタ多角形構造二次巻線と拡張デルタ構造の一次巻線とを有する変圧器８０ａ又は８０ｂの二次巻線に接続されたインバータの各ペアの出力（相Ａ、Ｂ及びＣと相Ｒ、Ｓ及びＴ）に接続されている。十二相ＲＣＳＩシステムは、前述のＲＣＳＩシステムが達成するものよりもより低いＴＨＤ値でより高い出力電力を提供するために用いられる。十二相ＲＣＳＩシステムは、４つの三相調整電流形インバータ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ及び１１ｄを備え、これらのそれぞれは、図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。複数のＤＣ源１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、及び１００ｄが図２９に示す各ＲＣＳＩの入力に接続されている。全てのインバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００ａ〜１００ｄの出力は、図２９に示すように互いに並列に接続されている。インバータペア１１ａ及び１１ｂの出力は、第１六相変圧器８０ａの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｃ及び１１ｄの出力は、第２六相変圧器８０ｂの二次巻線に接続されている。各変圧器の一次巻線は、拡張デルタ構造内に配置され、ここでは、主一次巻線Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃のそれぞれが、関連する主一次巻線と同じ位相を向く延長短巻線を有する。変圧器８０ａ及び８０ｂの拡張デルタ構造一次巻線は三相グリッド９２に接続され、負荷９３は、図９に関して説明したものと同様な構成で、能動線フィルタの任意的な付加を含んでいる。

図３０のベクトルグループ図８０ａ及び８０ｂは、変圧器８０ａ及び８０ｂの対応する巻線それぞれに確立された電圧を表す。ベクトルグループ図８０ａを参照すると、ベクトルＰ₁及びＰ₄の合計がベクトルＸ（グリッド相Ｘ電圧を示す）である。ベクトルＰ₄はベクトルＰ₁、Ｓ₃及びＳ₄と同調するため、対応する一次巻線Ｐ₁及びＰ₄及び二次巻線Ｓ₃及びＳ₄は同じ磁心コアスタックに巻かれる。巻線Ｐ₄の延長端はグリッド相Ｘに接続されている。巻線Ｐ₁の巻線Ｐ₄に対する巻線巻回数の比は、二次多角形ベクトルＳ₃及びＳ₄がグリッド相Ｘベクトルより７．５度遅れるように選択され、巻線巻回数の比は約６．６３６〜１．０となる。インバータ出力相Ａは、二次多角形巻線に接続されるため、相Ａ電圧はグリッド相Ｘ電圧よりも２２．５度遅れる。インバータ出力相Ｒ電圧は、相Ａ電圧より３０度進むため、グリッド相電圧Ｘより７．５度進む。よって、インバータ出力相電圧Ａ、Ｂ及びＣは、グリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺよりもそれぞれ２２．５度遅れ、インバータ出力相電圧Ｒ、Ｓ及びＴは、グリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺそれぞれよりも７．５度進む。ベクトルグループ図８０ｂと変圧器８０ｂの巻線の同様な分析は、変圧器８０ｂの二次巻線に接続されたインバータのペアのインバータ出力相電圧Ａ、Ｂ及びＣ、Ｒ、Ｓ及びＴ間の以下の関係を表す。即ちインバータ出力相電圧Ａ、Ｂ及びＣがグリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺそれぞれよりも７．５度遅れ、インバータ出力相電圧Ｒ、Ｓ及びＴがグリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺそれぞれよりも２２．５度進む。

図３０に示すベクトルグループ図８０ａ及び図２９に示す対応する巻線の更なる評価による変圧器８０ａに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

図３０に示すベクトルグループ図８０ｂ及び図２９に示す対応する巻線の更なる評価による変圧器８０ｂに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

よって、十二相ＲＣＳＩシステムの各出力相の各グリッド相に対する投入電流は、４つの電流の合計であり、具体的には各グリッド相電圧よりも７．５及び２２．５度進むか又は遅れる電流である。この十二相ＲＣＳＩシステム出力電流波形２５６は、出力電圧波形２５４と同調し、図３１に表されるように本発明の前の例で達成されるものよりも更に良い高精度正弦波の近似となる。よって、本発明の十二相グリッド同期ＲＣＳＩシステムは、２ペアの調整三相調整電流形インバータを備え、各ペアが変圧器に接続される。変圧器はダブルデルタ多角形二次巻線及び三相ＲＣＳＩシステムと比べてグリッドに投入され得る電力の大きさを４倍にする拡張デルタ構造の一次巻線を備え、三相ＲＣＳＩシステムで達成したもの以上に、電流ＴＨＤ値を減少させる。

図３２の棒グラフは、ダブルデルタ多角形二次（巻線）及び拡張デルタ一次（巻線）変換を有する十二相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波成分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は式（２）から計算することができ、十二相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φは１２と等しく、ｎは整数列２３、２５、４７、４９、７１、７３、９５及び９７と等しい。十二相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から７パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図２９に示す十二相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、１４．４メガワットと計算できる。

（第７実施例）
図３３は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは、六相ＲＣＳＩシステムが２つの三相調整電流形インバータ１１及び１１’を備え、出力相Ａ、Ｂ及びＣ及びＲ、Ｓ及びＴそれぞれがデルタ−Ｙ構造の変圧器８２に接続されている。第１三相ＲＣＳＩ１１は、ＤＣ電流調整セクション１２及び三相インバータセクション１５を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１へ与える複数のＤＣ源１００に接続されている。第１三相ＲＣＳＩ１１は、Ｙ構造の二次変換巻線Ｓ₁、Ｓ₂及びＳ₃にそれぞれ接続されたインバータ出力相Ａ、Ｂ及びＣを有する。同様に、第２三相ＲＣＳＩ１１’はＤＣ電流調整セクション１２’及び三相インバータセクション１５’を備え、入力ＤＣ電力をＲＣＳＩ１１’へ与える複数のＤＣ源１００’に接続されている。両インバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００及び１００’の出力は、図３３に示すように互いに並列に接続されている。第２三相ＲＣＳＩ１１’は、デルタ構造の二次変換巻線Ｓ’₁、Ｓ’₂及びＳ’₃にそれぞれ接続されたインバータ出力相Ｒ、Ｓ及びＴを有する。変圧器８２のＹ構造の一次巻線は、三相グリッド９２に接続され、負荷９３は、図９に関して説明したものと同様な構成で、能動線フィルタの任意的な付加を含んでいる。各三相ＲＣＳＩは、図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。

図３４のベクトルグループ図は、変圧器８２の対応する巻線に確立された電圧を表す。ベクトルＸは、インバータ出力相Ａ電圧を示すベクトルＡと同調するグリッド相Ｘ電圧を表し、変圧器線電圧ＲＳを示すベクトルＲＳとも同調する。よって、変圧器巻線Ｐ₁、Ｓ₁及びＳ₁’は、同じ磁心コアスタック上に巻かれる。同様に、ベクトルＹは、インバータ出力相Ｂ電圧を示すベクトルＢと同調するグリッド相Ｙ電圧を表し、変圧器線電圧ＲＴを示すベクトルＲＴとも同調する。ベクトルＺは、インバータ出力相Ｃ電圧を示すベクトルＣと同調するグリッド相Ｚ電圧を示し、変圧器線電圧ＳＴを示すベクトルＳＴとも同調する。よって、変圧器巻線Ｐ₂、Ｓ₂及びＳ₂’は同じ磁心コアスタック上にまかれ、巻線Ｐ₃、Ｓ₃及びＳ₃’は同じ磁心コアスタック上に巻かれる。その結果変圧器相電圧Ｒ、Ｓ及びＴは、グリッド相電圧Ｘ、Ｙ及びＺのそれぞれよりも３０度進み、変圧器相電圧Ａ、Ｂ及びＣそれぞれよりも３０度進む。

図３４に示すベクトルグループ及び図３３の対応する巻線の更なる評価による変圧器８２に関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

図３５は、図３３に示す六相ＲＣＳＩシステムに対するＡＣ電圧及び電流波形を表す。インバータ相Ａ、Ｂ又はＣ出力電流波形２６０は、波形２５８によって表される対応する相電圧Ａ、Ｂ又はＣそれぞれと同調する。変圧器線ＲＳ、ＳＴ又はＴＲ電流波形２６４は、波形２６２によって表される対応する線電圧ＲＳ、ＳＴ又はＴＲそれぞれと同調する。それぞれのグリッドと同期する各グリッド相に投入される合成電流波形２６８を生成するために、変圧器８２の二次巻線の階段状電流波形２５８及び２６４は合計され、変圧器８２の一次巻線へ変換される。２つの三相インバータ出力電流波形２５８及び２６４の合計は、高精度正弦波により近似する階段状の投入電流波形２６８となる。

図３６の棒グラフは、Ｙ−デルタ変換を有する六相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波成分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は式（２）から計算することができ、六相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φが６と等しく、ｎが１１、１３、２３、２５、…、９５及び９７と等しい。六相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から１５パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図３３に示す六相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、７．２メガワットと計算できる。

（第８実施例）
図３７は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは十二相ＲＣＳＩシステムが２つのペアの電流形インバータ（ペア１１ａ及び１１ｂとペア１１ｃ及び１１ｄ）とを備え、インバータの各ペアの出力（相Ａ、Ｂ及びＣと相Ｒ、Ｓ及びＴ）が二次Ｙ又はデルタ構造巻線の変圧器８４ａ又は８４ｂに接続されている。各変圧器の一次巻き線はジグザグＹとして構成されている。十二相ＲＣＳＩシステムは、４つの三相調整電流形インバータ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ及び１１ｄを備え、これらのそれぞれは図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。複数のＤＣ源１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、及び１００ｄは、図３７に示す各ＲＣＳＩの入力に接続されている。全てのインバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、複数のＤＣ源１００ａ〜１００ｄの出力は、図３７に示すように互いに並列に接続されている。インバータペア１１ａ及び１１ｂの出力は、第１六相変圧器８４ａの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｃ及び１１ｄの出力は、第２六相変圧器８４ｂの二次巻線に接続されている。各変圧器の一次巻線は、ジグザグ構造に配置され、ここでは各主一次巻線Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃、が関連する主一次巻線と異なる位相を向く延長短巻線を有する。

図３８のベクトルグループ図８４ａ及び８４ｂは、変圧器８４ａ及び８４ｂの対応する巻線それぞれに確立された電圧を表す。ベクトルグループ図８４ｂを参照すると、ベクトルＰ₁及びＰ₄の合計がベクトルＸ（グリッド相Ｘ電圧によって表される）である。ベクトルＰ₄は、ベクトルＰ₃と１８０度位相が異なるため、対応する巻線Ｐ₃及びＰ₄は、同じ磁心コアスタックに対して逆向きに巻回される。巻線Ｐ₁の巻線Ｐ₄に対する巻線巻回数の比は、約４．９２〜１．０とされ、それによりベクトルＰ₁がベクトルＸより７．５度進む。インバータ出力相Ａ電圧（ベクトルＡによって表される）は、電圧ベクトルＰ₁と同期するため、相Ａ電圧ベクトルもベクトルＸより７．５度進む。ベクトルＲはベクトルＡより３０度進むため、グリッドベクトルＸより３７．５度進む。同様に、相Ｂ電圧ベクトルは、ベクトルＹより７．５度進み、ベクトルＳは、グリッドベクトルＹより３７．５度進み、相Ｃ電圧ベクトルは、ベクトルＺより７．５度進み、ベクトルＴはグリッドベクトルＺより３７．５度進む。

図３８のベクトル図８４ｂ及び図３７の対応する巻線の更なる評価による変圧器８４ｂに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

変圧器８４ａに対応するベクトルグループ図８４ａを参照すると、ベクトルＰ₁及びＰ₄の合計により、インバータ１１ａの出力相Ａ、Ｂ及びＣがグリッド相Ｘ、Ｙ及びＺのそれぞれよりも７．５度遅れる。インバータ１１ｂの出力相Ｒ、Ｓ及びＴはグリッド相Ｘ、Ｙ及びＺそれぞれよりも３７．５度進む。

図３８に示すベクトル図８４ａに示すベクトルグループ及び図３７の対応する巻線の更なる評価による変圧器８４ａに関する共通のコア巻線の配置の結果を以下の表に示す。

よって、図３７に示す十二相ＲＣＳＩシステムの各出力相の各グリッド相への投入電流は、４つの電流の合計であり、具体的にはグリッド相電圧よりも７．５、２２．５及び３７．５度進むか７．５度遅れる電流である。この十二相ＲＣＳＩシステム出力電流波形２７２は、出力電圧波形２７０と同調し、図３９に表されるように、更に良い高精度正弦波の近似となる。よって、本発明の十二相グリッド同期ＲＣＳＩシステムは、２つのペアの三相調整電流形インバータを備え、各ペアが、グリッドへ投入される電力の大きさを４倍する分岐したＹ構造の二次巻線を有するジグザグＹ構造の変圧器に接続され、三相ＲＣＳＩシステムで達成されるもの以上に電流ＴＨＤ値を減少させる。

図３９の波形２７０及び２７２は、図３７に示す十二相ＲＣＳＩシステムに対する出力相電圧及び電流を表す。

図４０棒グラフは、図３７に示す十二相ＲＣＳＩシステムによって出力された電流の高調波成分の相対的な大きさの分布を表す。電流高調波は式（２）から計算することができ、十二相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φは１２と等しく、ｎは整数列２３、２５、４７、４９、７１、７３、９５及び９７と等しい。図３７に示す十二相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から７パーセントよりも小さいことが計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図３７に示す十二相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、１４．４メガワットと計算できる。

（第９実施例）
図４１は、本発明の多相グリッド同期調整電流形インバータシステムの他の例を表し、ここでは二十四相ＲＣＳＩシステムが４つのペアの調整電流形インバータ（ペア１１ａ及び１１ｂ、ペア１１ｃ及び１１ｄ、ペア１１ｅ及び１１ｆ、ペア１１ｇ及び１１ｈ）を備え、各インバータのペアの出力が、図に示すように、変圧器８６ａ、８６ｂ、８６ｃ又は８６ｄの二次巻線に接続されている。二十四相ＲＣＳＩシステムは、前述のＲＣＳＩシステムの任意のものよりもより低いＴＨＤ値でより大きい電力を提供する。各変圧器は、分岐したＹで、多角形の頂部が面取りされたデルタ形の又は上述したようなデルタ−Ｙとして構成される二次巻線とともに配置される。各変圧器の一次巻線は、上述した適正な位相シフトを有するジグザグＹ又は拡張デルタとして構成されることができる。二十四相ＲＣＳＩシステムは、８つの三相調整電流形インバータ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ、１１ｇ及び１１ｈを備え、これらのそれぞれは図９に示す三相ＲＣＳＩと同様とすることができる。複数のＤＣ源１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ、１００ｅ、１００ｆ、１００ｇ及び１００ｈが各ＲＣＳＩの入力に接続されている。全てのインバータに対して安定したＤＣ電圧入力を達成するために、ＤＣ源１００ａ〜１００ｈの出力は、図４１に示すように互いに並列に接続されている。インバータペア１１ａ及び１１ｂの出力は、第１六相変圧器８６ａの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｃ及び１１ｄの出力は、第２六相変圧器８６ｂの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｅ及び１１ｆの出力は、第３六相変圧器８６ｃの二次巻線に接続され、インバータペア１１ｇ及び１１ｈの出力は、第４六相変圧器８６ｄの二次巻線に接続されている。

４つの変圧器の一次（巻線）から出力された合成合計電流は、電力を負荷９３へ供給するためにグリッド９２に投入される。各合成変換一次出力相電圧波形２７４及び相電流波形２７６は、図４２に表される。

図４３の棒グラフは、二十四相ＲＣＳＩによって生成された電流の高調波部分の相対的な大きさの分布を表す。高調波は式（２）から計算することができ、二十四相ＲＣＳＩシステムに対して定義する場合、φが２４と等しく、ｎが整数列４７、４９、９５及び９７と等しい。二十四相ＲＣＳＩシステムのＴＨＤ値は、式（４）から約３．５パーセントと計算できる。

上述の第２実施例のインバータスイッチ定格及びシステム電圧を適用することによって、図４１に示す二十四相ＲＣＳＩシステムの発電容量は、２８．８メガワットと計算できる。

本発明の上述のそれぞれの例において、ＲＣＳＩに付随する各ＤＣ電流調整器は、ＲＣＳＩへ入力される複数のＤＣ源に対してＭＰＰトラッキングを達成する機能を果たす。また、ＤＣ電流調整器制御は、グリッドへ投入されるＲＣＳＩシステムからの三相出力電流の高調波歪みが最小化されるように、各インバータに入力されたＤＣ電流の均等化を達成するために、本発明の同じ例に用いられた複数の電流形インバータ間で相互に接続される。

本発明の非制限的な例が示す顕著な特性が、以下の表により、要約される。

任意の複数の三相調整電流形インバータを上述の相シフト変圧器に接続することにより、本発明のＲＣＳＩシステムは、複数の代替的なエネルギーＤＣ電力源を電力網へ供給するための低歪みＡＣ電流に変換することができる。使用する三相調整電流形インバータの数を増やすことは、相シフト変換器を介してグリッドに供給され得る電流量を増大させる。変圧器巻線の複数の位相シフト配置を利用することにより、供給電力の高調波歪みのレベルをより低くすることができる。

本発明の上述の例は、単に説明の目的にのみ与えられ、本発明を限定するように解釈されるものではない。本発明は様々な実施形態を用いて説明したが、本明細書で使用される用語は、制限の為の用語というよりもむしろ説明又は図示の為の用語である。本明細書で説明した本発明は、特定の手段、材料及び実施形態を参照して説明したが、本発明は、本明細書に記載された特定のものに限定されることを意図するものではなく、むしろ本発明は添付する特許請求の範囲の範囲内において等価な構造、方法、使用などにより拡張される。この詳細な説明の示唆の利益を有する当業者は、ここから多くの変形例をもたらすことができ、本発明のその側面における範囲から逸脱しない範囲における改変がし得るだろう。

１０…ＲＣＳＩ
１１…三相調整電流形インバータ
１２…ＤＣ電流調整セクション
１２ａ…ステップアップ電流調整器
１２ｂ…ステップダウン電流調整器
１００…ＤＣ源（ＰＶＡ）
１４、１５…インバータセクション
７０…変圧器
７０ａ…一次巻線７０ａ
７０ｂ…二次巻線７０ｂ
９２…電力網
９３…負荷

Claims (18)

1. 複数の不安定なＤＣ源からのＤＣ電力を電力網に投入するためのＡＣ電力に変換するための電力変換システムであって、
   複数の調整電流形インバータであって、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれが、多相ＡＣ出力を生成するための複数のスイッチングデバイスを有し、前記複数の不安定なＤＣ源が、入力電力を前記複数の調整電流形インバータのそれぞれに供給し、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれの前記多相ＡＣ出力が、前記電力網の電圧と同調して動作し、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれ中の前記複数のスイッチングデバイスの転流が、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの多相ＡＣ出力電流を生成するために順序づけられており、
   前記電力網に投入するための三相電流を生成するための前記複数の調整電流形インバータのすべてから供給される前記多相ＡＣ出力電流を位相シフトするための少なくとも１の変圧器であって、前記三相電流が複数の階段波形を有し、前記複数の調整電流形インバータの数を増やすことで前記複数の階段波形の全高調波歪みを低減する
   ことを特徴とするシステム。
2. 前記複数の調整電流形インバータのそれぞれが、
   前記複数の調整電流形インバータのそれぞれから供給される前記多相ＡＣ出力電流を調整するためのステップアップ及びステップダウンＤＣ電流調整器の組み合わせを更に備え、前記ＤＣ電流調整器が、各調整周期において単相又は複数相のパルス調整を備える請求項１に記載の電力変換システム。
3. 各調整周期が前記電力網の周期と同期し、前記電力網の前記周期よりも短い請求項２に記載の電力変換システム。
4. 前記複数の調整電流形インバータのそれぞれが、
   １以上の前記複数の不安定なＤＣ源からの瞬間電流出力レベルと独立した前記複数の調整電流形インバータのそれぞれから供給される前記多相ＡＣ出力電流を調整するためのステップアップ及びステップダウンＤＣ電流調整器の組み合わせを更に備え、前記ＤＣ電流調整器が、各調整周期において単相又は複数相のパルス調整を備える請求項１に記載の電力変換システム。
5. 前記複数の調整電流形インバータのそれぞれが、
   前記複数の調整電流形インバータのそれぞれに電力を供給する前記複数の不安定なＤＣ源のそれぞれからの瞬間電流出力レベルと独立して前記複数の調整電流形インバータのそれぞれに電力を供給する前記複数の不安定なＤＣ源それぞれの最大電力ポイントで前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの前記多相ＡＣ出力電流を調整するためのステップアップ及びステップダウンＤＣ電流調整器の組み合わせを更に備え、前記ＤＣ電流調整器が各調整周期において単相又は複数相のパルス調整を備える請求項１に記載の電力変換システム。
6. 前記複数の不安定なＤＣ源のそれぞれの最大電力ポイントで出力を維持するための前記複数の不安定なＤＣ源のそれぞれの出力にステップアップＤＣ電流調整器を更に備え、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれが、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの前記多相ＡＣ出力電流を調整するためのステップダウンＤＣ電流調整器を更に備え、前記ステップダウンＤＣ電流調整器が、各調整周期において単相又は複数相のパルス調整を備える請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
7. 前記複数の調整電流形インバータの数が２つであり、前記少なくとも１の変圧器が、分岐したＹ構造の二次巻線及びＹ構造の一次巻線、ダブルデルタ多角形構造二次巻線及びデルタ構造の一次巻線、及びデルタ−Ｙ構造の二次巻線及びＹ構造一次巻線、からなる群から選択される単相変圧器である請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
8. 前記複数の調整電流形インバータの数が３つであり、前記少なくとも１の変圧器が、分岐したＹ構造の二次巻線及びＹ構造の一次巻線を有する単相変圧器である請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
9. 前記複数の調整電流形インバータの数が４つであり、前記少なくとも１の変圧器が変圧器のペアであり、前記変圧器のペアのそれぞれが、分岐したＹ構造の二次巻線及びジグザグＹ構造の一次巻線と、ダブルデルタ多角形構造二次巻線及び拡張デルタ構造の一次巻線と、からなる群から選択され、４つの調整電流形インバータの半分からの前記多相ＡＣ出力が、前記変圧器の１のペアの二次巻線に排他的に接続される請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
10. ４組の前記複数の調整電流形インバータを備え、少なくとも１の変圧器が４つの変換器を備え、４つの変換器のそれぞれが分岐したＹ構造の二次巻線及びジグザグＹ構造の一次巻線と、ダブルデルタ多角形構造の二次巻線及び拡張デルタ構造の一次巻線と、Ｙ又はデルタ構造の二次巻線とジグザグＹ構造の一次巻線とからなる群から選択され、前記４組の調整電流形インバータの１つから供給される前記多相ＡＣ出力が、前記４つの変換器の１つの二次巻線に排他的に接続される請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
11. 複数の不安定なＤＣ源からのＤＣ電力を電力網に投入するために変換する方法であって、
    前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからの出力を複数の調整電流形インバータのそれぞれの入力へ接続し、
    前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの多相出力を生成するために、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれ中の複数のスイッチングデバイスを順に転流することであって、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの１の多相出力が、すべての他の前記複数の調整電流形インバータから供給される多相出力とは位相が異なり、
    前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの前記多相出力を前記電力網に接続された三相出力を有する位相シフト変換ネットワークに接続し、
    前記複数の不安定なＤＣ源それぞれから前記複数の調整電流形インバータのそれぞれ中のインバータセクションへのＤＣ電流を、前記位相シフト変換ネットワークの三相出力で実質的に一定の階段波形電流を生成するために調整する
    ことを含むことを特徴とする方法。
12. 前記ＤＣ電流を調整するステップが、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからの前記瞬間出力と独立して前記複数の不安定なＤＣ源それぞれの最大電力ポイントで前記複数の調整電流型インバータそれぞれからの一定の多相電流出力を維持するために、選択的に単相又は複数相のパルスステップアップ又はステップダウンＤＣ電流調整を行うこと
    を更に含む請求項１１に記載の方法。
13. 前記選択的に単相又は複数相のパルスステップアップ又はステップダウンＤＣ電流調整の周期を前記電力網の周期に同期させるステップを更に備える請求項１２に記載の方法。
14. 前記電力網に接続された前記三相出力中の電流高調波部分を最小化するために、前記単相又は複数相のパルスステップアップ又はステップダウンＤＣ電流調整を生じさせるステップを更に備える請求項１３に記載の方法。
15. 前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからのＤＣ電流を調整するステップが、
    ステップダウンＤＣ電流調整を行うことを更に含み、更に、
    出力を前記複数の不安定なＤＣ源それぞれから前記複数の調整電流形インバータのそれぞれの入力にステップアップＤＣ電流調整により接続する前に、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれの出力を最大電力ポイントに維持するために、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからの出力を調整するステップを含む請求項１１に記載の方法。
16. 複数の不安定なＤＣ源から電力網へＡＣ電力のユニットを投入する方法であって、
    出力を前記複数の不安定なＤＣ源それぞれから複数の調整電流形インバータのそれぞれの入力へ接続し、
    前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの多相出力を生成するために、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれの中の複数のスイッチングデバイスを順に転流することであって、前記複数の調整電流形インバータのそれぞれからの１の多相出力が、すべての他の前記複数の調整電流形インバータの各多相出力とは位相が異なり、
    前記多相出力を前記複数の調整電流形インバータのそれぞれから前記電力網に接続された三相出力を有する位相シフト変換ネットワークへ接続し、
    前記複数の不安定なＤＣ源それぞれから前記複数の調整電流形インバータのそれぞれ中のインバータセクションへのＤＣ電流を前記位相シフト変換ネットワークの前記三相出力で実質的に一定の階段波形電流を生成するために調整すること
    を含むことを特徴とする方法。
17. 前記ＤＣ電流を調整するステップが、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからの前記瞬間出力と独立して前記複数の不安定なＤＣ源それぞれの最大電力ポイントで前記複数の調整電流型インバータそれぞれからの一定の多相電流出力を維持するために、選択的に単相又は複数相のパルスステップアップ又はステップダウンＤＣ電流調整を行うこと
    を更に含む請求項１６に記載の方法。
18. 前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからのＤＣ電流を調整するステップが、
    ステップダウンＤＣ電流調整を行うことを更に含み、更に、
    出力を前記複数の不安定なＤＣ源それぞれから前記複数の調整電流形インバータのそれぞれの入力にステップアップＤＣ電流調整により接続する前に、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれの出力を最大電力ポイントに維持するために、前記複数の不安定なＤＣ源それぞれからの出力を調整するステップを含む請求項１７に記載の方法。

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