JP4520325B2

JP4520325B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4520325B2
Application number: JP2005050698A
Authority: JP
Inventors: 則幸松原; 隆熊谷; 明彦岩田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2005-02-25
Publication date: 2010-08-04
Anticipated expiration: 2025-02-25
Also published as: JP2006238629A

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年

太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなり、パワーコンディショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。

この発明による第１の電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、第３の直流電源の電圧を昇圧し、その出力電圧を上記第１の直流電源とする昇圧回路と、該圧回路をバイパスさせるバイパス回路とを備える。そして、上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスするものである。

この発明による電力変換装置は、第３の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、該昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共にバイパス回路により該昇圧回路をバイパスするため、昇圧に係る損失を大きく低減し、さらに昇圧停止の際にも昇圧回路を構成する部品の導通損失を無くすことができ、変換効率の高い電力変換装置が得られる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１（ａ）に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１を構成する。また、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（以下、スイッチと称す）３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧回路としてのチョッパ回路３が設置されている。チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、第１の直流電源となる平滑コンデンサ４に充電される電圧Ｖ_Ｃが得られる。また、昇圧停止時にチョッパ回路３をバイパスするため、例えばリレー７ａから成るバイパス回路７が、チョッパ回路３に並列に接続される。

各単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVは、図１（ｂ）に示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されて、直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５にて接続される。
これらの単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット１は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧Ｖ_Ａを階調制御により出力する。この出力電圧Ｖ_Ａはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖ_ｏｕｔを系統あるいは負荷に供給する。

また、3B-INVの入力となる直流電源（第１の直流電源）は平滑コンデンサ４に相当し、その電圧Ｖ_３Ｂ（＝Ｖ_Ｃ）は、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源（第２の直流電源）の電圧Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂよりも大きく、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ５にて制御される。このＤＣ／ＤＣコンバータ５は、各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比を一定にしつつ、余剰もしくは不足のエネルギを互いに供給し合うものである。
なお、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂは各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの直流電源電圧を示すため、以後、各インバータの入力となる直流電源を便宜上、直流電源Ｖ_１Ｂ、直流電源Ｖ_２Ｂ、直流電源Ｖ_３Ｂと記載する。
ここで、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係を１：３：９とする。このとき図２（ａ）に示されるように３つのインバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの出力パターンをうまく組み合わせると、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、０〜１３の１４階調の出力電圧が選択できる。これにより、図２（ｂ）に示すように、ほぼ正弦波の出力電圧波形１１となる出力電圧Ｖ_Ａが得られ、平滑フィルタ６に入力される。さらに、図３に示されるように、各階調レベルにおいてＰＷＭ制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。なお、図２（ａ）で示した各インバータの出力パターンは、１が正電圧発生、−１が負電圧発生、０がゼロ電圧発生を表す。

Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係は１：３：９以外でもよく、１：２：４から１：３：９まで各種のパターンにより、出力電圧Ｖ_Ａはそれぞれ連続的な階調レベルの変化が可能である。それぞれの場合について、各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの出力パターンとそれらを直列接続したインバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａの階調レベルとの関係を図４のＡ〜Ｊの論理表に示す。また、これらの内、１：３：９の場合が、最もレベル数が多くなり高精度な出力電圧波形が期待できる。なお、各階調レベルにおいてＰＷＭ制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。各階調レベルにおいて電圧の出力方法にＰＷＭ制御を加えるには、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧関係によっては、複数の単相インバータの出力にＰＷＭ制御を加える必要がある。

また、ＰＷＭ制御を前提とした場合、直流電源Ｖ_１Ｂの電圧が図４で示した電圧関係よりも大きいものであっても良く、図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御による電圧制御に加え、各階調レベル間はΔＶだけオーバーラップするため、より連続的な波形出力が可能となる。図４のＡ〜Ｊの論理表に対応する条件Ａｘ〜Ｊｘを図５（ｂ）に示す。例えば条件Ｊｘでは、ΔＶ＝Ｖ_１Ｂ−Ｖ_３Ｂ／９となる。

ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、最大でＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂまで出力できる。このためＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂが約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは、チョッパ回路３で昇圧された電圧であるＶ_３Ｂより大きく、例えば、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係が１：３：９の場合、Ｖ_３Ｂの１３／９倍となる。即ち、Ｖ_３Ｂが約１９５Ｖ以上のときＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは２８２Ｖ以上となり、これが交流出力の条件となる。
このように、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係が１：３：９の場合に所定の交流出力Ｖ_ｏｕｔを得るためには、Ｖ_３Ｂが約１９５Ｖ以上となるようにチョッパ回路３を動作させる必要がある。

このようなパワーコンディショナのチョッパ回路３の動作について以下に説明する。
チョッパ回路３では、入力となる直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧する。この間、バイパス回路７のリレー７ａは開放されている。そして、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。このとき、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流し、チョッパ回路３のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスする。

チョッパ回路３における太陽光電圧Ｖ_Ｏに対する動作電圧およびそのときの効率推定値を図６に示す。
図に示すように、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１以下の範囲では、チョッパ回路３は出力電圧Ｖ_３Ｂが一定電圧Ｖ_ｍ１となるように昇圧するため、太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下し、チョッパ回路３の効率が良くなる。太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧Ｖ_Ｏが電圧Ｖ_ｍ１を境に効率が急に増加する。
なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖ_ｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方がチョッパ回路３の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後は、ＩＧＢＴスイッチ３ａの停止による大幅な損失低減だけでなく、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失も無くすことができて、チョッパ回路３における損失はほぼ無くなる。

この実施の形態では、太陽光電圧Ｖ_Ｏをチョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂを直流源とした単相インバータ3B-INVと、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成した。また、単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂは、直流電源Ｖ_３ＢとＤＣ／ＤＣコンバータ５を介して接続されて、電圧制御されるため、チョッパ回路３は太陽光電圧Ｖ_Ｏから直流電源Ｖ_３Ｂのみを生成すれば良く、効率の良い装置構成となる。このように構成されるパワーコンディショナでは、チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂよりも高い電圧を出力することができ、チョッパ回路３の昇圧率を低減できて損失を低減できる。
また、電圧Ｖ_３Ｂの動作領域を、パワーコンディショナの出力電圧の最大値よりも低電圧領域とすると、チョッパ回路３の昇圧率を確実に低減できて損失を低減できる。
さらに、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとき、昇圧動作を停止し、チョッパ回路３をバイパス回路７でバイパスさせるため、損失をほぼ無くすことができ、変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１におけるバイパス回路７の詳細について、以下に示す。
バイパス回路７はリレー７ａで構成され、チョッパ回路３内の直列接続されたリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃのいずれか一方、あるいは双方をバイパスする。
図７（ａ）は、上記実施の形態１で示したように、リレー７ａでリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスするもの、図７（ｂ）は、リレー７ａでダイオード３ｃのみをバイパスするもの、図７（ｃ）は、リレー７ａでリアクトル３ｂのみをバイパスするものを、それぞれ示す。
また、リレー７ａには、並列に自己消弧型の半導体スイッチ７ｂが接続される。リレー７ａは、一般にゼロ電流にて開放するか、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流は遮断しにくいものであるが、このように半導体スイッチ７ｂを並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレー７ａを開放するのと同時に半導体スイッチ７ｂをオンさせ、一旦電流を半導体スイッチ７ｂに移す。これによりリレー７ａを流れる電流が遮断され、その後半導体スイッチ７ｂをオフする。

いずれの場合も、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流す。
図７（ａ）の場合では、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。
図７（ｂ）の場合では、チョッパ回路３内のダイオード３ｃのみをバイパスさせることで、ダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。この場合、リアクトル３ｂをバイパスしないため、リアクトル３ｂをフィルタとして利用できる。

図７（ａ）、図７（ｂ）では、ダイオード３ｃをバイパスさせるため、直流電源Ｖ_３Ｂが太陽光電圧Ｖ_Ｏより高くなると電流の逆流やさらには直流電源２である太陽光パネルへの逆電圧が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー７ａを流れる電流を検出し、該電流が一定値以下になるとリレー７ａを開放し、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー７ａを開放してダイオード３ｃの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機能を備える。
なお、リレー７ａを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたとしても、一旦電流を半導体スイッチ７ｂに移すことにより確実に遮断できる。

図７（ｃ）の場合では、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂのみをバイパスさせることで、リアクトル３ｂの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。また、ダイオード３ｃをバイパスしないため、ダイオード３ｃにより逆流防止および太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体スイッチ７ｂを設けなくてもリレー７ａは遮断できるが、半導体スイッチ７ｂを設けることで、ダイオード３ｃの異常などの場合にも遮断できる。

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力パターンと出力電圧波形を示す図である。この発明の実施の形態１によるインバータのＰＷＭ制御における出力電圧波形を示す図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力パターンと出力階調との関係を示す図である。この発明の実施の形態１による各単相インバータの直流電圧条件と出力電圧波形を示す図である。この発明の実施の形態１によるチョッパ回路の動作を示す図である。この発明の実施の形態２によるバイパス回路の構成を示す図である。

符号の説明

２第３の直流電源（太陽光）、３昇圧回路としてのチョッパ回路、
３ａスイッチ、４第１の直流電源としての平滑コンデンサ、
５，５ａ，５ｂＤＣ／ＤＣコンバータ、７バイパス回路、７ａリレー、
1B-INV，2B-INV，2Ba-INV，3B-INV 単相インバータ。

Claims

直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、
リアクトル、整流用素子およびスイッチにて構成され、第３の直流電源の電圧を昇圧し、その出力電圧を上記第１の直流電源とする昇圧回路と、該昇圧回路内の直列接続された上記リアクトルおよび上記整流用素子の双方をバイパスさせるバイパス回路とを備え、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスし、
上記バイパス回路を流れる電流が所定値以下となるとき該バイパス回路を遮断し、昇圧動作を停止した上記昇圧回路を介した電流経路に切り換えることを特徴とする電力変換装置。
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、
リアクトル、整流用素子およびスイッチにて構成され、第３の直流電源の電圧を昇圧し、その出力電圧を上記第１の直流電源とする昇圧回路と、該昇圧回路内の上記整流用素子のみをバイパスさせるバイパス回路とを備え、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路内の上記整流用素子をバイパスし、
上記バイパス回路を流れる電流が所定値以下となるとき該バイパス回路を遮断し、昇圧動作を停止した上記昇圧回路を介した電流経路に切り換えることを特徴とする電力変換装置。
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、
リアクトル、整流用素子およびスイッチにて構成され、第３の直流電源の電圧を昇圧し、その出力電圧を上記第１の直流電源とする昇圧回路と、該昇圧回路内の上記リアクトルのみをバイパスさせるバイパス回路とを備え、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路内の上記リアクトルをバイパスすることを特徴とする電力変換装置。
上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、
上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、
第３の直流電源の電圧を昇圧し、その出力電圧を上記第１の直流電源とする昇圧回路と、該昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路とを備え、
上記第１の直流電源と上記各第２の直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続され、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスすることを特徴とする電力変換装置。
所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第３の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータを備えた電力変換装置において、
上記直流電源の電圧を昇圧して該出力電圧を上記単相インバータの入力とする昇圧回路と、リレーで構成され上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路と、該バイパス回路と並列に半導体スイッチとを備え、
上記直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスし、
上記バイパス回路を遮断する際は、上記バイパス回路の上記リレーを開放すると同時に上記半導体スイッチをオンして該リレー電流を遮断した後に、該半導体スイッチをオフすることを特徴とする電力変換装置。
上記昇圧回路を、リアクトル、整流用素子、および上記スイッチで構成し、上記バイパス回路により、直列接続された上記リアクトルおよび上記整流用素子の双方あるいは該整流用素子のみをバイパスすることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。