JPH0787731A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPH0787731A JPH0787731A JP5226754A JP22675493A JPH0787731A JP H0787731 A JPH0787731 A JP H0787731A JP 5226754 A JP5226754 A JP 5226754A JP 22675493 A JP22675493 A JP 22675493A JP H0787731 A JPH0787731 A JP H0787731A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】無制御運転時に直列ダイオ−ド部分で発生する
電力損失および電圧降下が少なく、高効率なＤＣ−ＤＣ
コンバ−タを得る。 【構成】電池電源８，リアクトル２，直列ダイオ−ド
３，昇圧スイッチング素子１，制御回路５，および平滑
コンデンサ４，９を備え、制御回路が電池電源電圧Ｖin
を監視し、電池電源電圧が基準レベルを越える期間中は
昇圧スイッチング素子をオフ状態にして無制御モ−ドの
運転を指令し、電池電源電圧が基準レベルを下回ったと
き昇圧スイッチング素子を時比率制御して出力電圧を基
準レベルに保持する昇圧モ−ドの運転を行うＤＣ−ＤＣ
コンバ−タにおいて、直列ダイオ−ドに並列接続された
バイパススイッチング素子１２と、無制御モ−ドの運転
期間中バイパススイッチング素子にオン指令を発する切
換回路１３とからなるダイオ−ドの損失低減手段１１を
備える。
電力損失および電圧降下が少なく、高効率なＤＣ−ＤＣ
コンバ−タを得る。 【構成】電池電源８，リアクトル２，直列ダイオ−ド
３，昇圧スイッチング素子１，制御回路５，および平滑
コンデンサ４，９を備え、制御回路が電池電源電圧Ｖin
を監視し、電池電源電圧が基準レベルを越える期間中は
昇圧スイッチング素子をオフ状態にして無制御モ−ドの
運転を指令し、電池電源電圧が基準レベルを下回ったと
き昇圧スイッチング素子を時比率制御して出力電圧を基
準レベルに保持する昇圧モ−ドの運転を行うＤＣ−ＤＣ
コンバ−タにおいて、直列ダイオ−ドに並列接続された
バイパススイッチング素子１２と、無制御モ−ドの運転
期間中バイパススイッチング素子にオン指令を発する切
換回路１３とからなるダイオ−ドの損失低減手段１１を
備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、蓄電池または乾電池
を電源とし、電池電源電圧が基準レベル以上の状態では
昇圧スイッチング素子が動作を停止する無制御モ−ドで
電池電源電圧をそのまま負荷に供給し、電池電源電圧が
基準レベル以下に低下したときスイッチング素子が動作
する昇圧制御モ−ドで基準電圧に昇圧した直流電圧を負
荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバ−タに関する。
を電源とし、電池電源電圧が基準レベル以上の状態では
昇圧スイッチング素子が動作を停止する無制御モ−ドで
電池電源電圧をそのまま負荷に供給し、電池電源電圧が
基準レベル以下に低下したときスイッチング素子が動作
する昇圧制御モ−ドで基準電圧に昇圧した直流電圧を負
荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバ−タに関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タを簡
略化して示す接続図であり、電源側平滑コンデンサ９を
有する電池電源８の陽極側には、リアクトル２および直
列ダイオ−ド３を介して外部負荷１０の一方端が接続さ
れ、外部負荷の他方端に接続された電池電源８の陰極側
とリアクトル２および直列ダイオ−ド３それぞれの出力
端との間には昇圧スイッチング素子１，および平滑コン
デンサ４が接続され、さらに、例えばバイポ−ラトラン
ジスタで構成される昇圧スイッチング素子１のベ−スに
接続される制御回路５に電池電源電圧Ｖinが入力される
ことにより、無制御モ−ドと昇圧モ−ド切換え形のＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路が構成される。
略化して示す接続図であり、電源側平滑コンデンサ９を
有する電池電源８の陽極側には、リアクトル２および直
列ダイオ−ド３を介して外部負荷１０の一方端が接続さ
れ、外部負荷の他方端に接続された電池電源８の陰極側
とリアクトル２および直列ダイオ−ド３それぞれの出力
端との間には昇圧スイッチング素子１，および平滑コン
デンサ４が接続され、さらに、例えばバイポ−ラトラン
ジスタで構成される昇圧スイッチング素子１のベ−スに
接続される制御回路５に電池電源電圧Ｖinが入力される
ことにより、無制御モ−ドと昇圧モ−ド切換え形のＤＣ
−ＤＣコンバ−タ回路が構成される。
【０００３】図６は従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タの動作
を示す特性線図であり、電池電源８が良好な充電状態に
あってその出力電圧Ｖinが基準レベルＶs を越える領域
では、この電圧を検知した制御回路５が動作を停止し、
昇圧スイッチング素子１はオフ状態を保持するので、電
池電源８の出力電流ＩL がリアクトル２および直列ダイ
オ−ド３を介して外部負荷に供給されるとともに、ＤＣ
−ＤＣコンバ−タの出力電圧Ｖout ≒Ｖinとなり、電池
電源電圧Ｖinをそのまま外部負荷１０に供給する無制御
モ−ドの運転が行われる。
を示す特性線図であり、電池電源８が良好な充電状態に
あってその出力電圧Ｖinが基準レベルＶs を越える領域
では、この電圧を検知した制御回路５が動作を停止し、
昇圧スイッチング素子１はオフ状態を保持するので、電
池電源８の出力電流ＩL がリアクトル２および直列ダイ
オ−ド３を介して外部負荷に供給されるとともに、ＤＣ
−ＤＣコンバ−タの出力電圧Ｖout ≒Ｖinとなり、電池
電源電圧Ｖinをそのまま外部負荷１０に供給する無制御
モ−ドの運転が行われる。
【０００４】負荷１０への電力の供給により電池電源が
消耗し、電池電源電圧Ｖinが徐々に低下して基準レベル
Ｖs にまで低下すると、これを検知した制御回路５が時
比率制御動作を開始し、昇圧スイッチング素子１を駆動
信号５d により所望のタイミングでオンオフ制御する。
この時、昇圧スイッチング素子１のオン期間中電池電源
８からの電流ＩL によりリアクトル２にエネルギ−が蓄
積され、昇圧スイッチング素子１のオフ期間中リアクト
ル２の放電エネルギ−および直流電源から新たに供給さ
れる電流とが、直列ダイオ−ド３を介して負荷１０に供
給される。この時、入出力電圧比Ｖout ／Ｖinは昇圧ス
イッチング素子１のオフ時比率Ｄoff ＝ＴOff ／Ｔに逆
比例するが、オフ時比率Ｄoff が１以下の値をとるの
で、出力電圧Ｖout が入力電圧Ｖinより高くなる昇圧動
作となり、出力電圧Ｖout を制御回路５の設定電圧であ
る基準レベルＶs に保持する昇圧モ−ドによる運転が行
われる。
消耗し、電池電源電圧Ｖinが徐々に低下して基準レベル
Ｖs にまで低下すると、これを検知した制御回路５が時
比率制御動作を開始し、昇圧スイッチング素子１を駆動
信号５d により所望のタイミングでオンオフ制御する。
この時、昇圧スイッチング素子１のオン期間中電池電源
８からの電流ＩL によりリアクトル２にエネルギ−が蓄
積され、昇圧スイッチング素子１のオフ期間中リアクト
ル２の放電エネルギ−および直流電源から新たに供給さ
れる電流とが、直列ダイオ−ド３を介して負荷１０に供
給される。この時、入出力電圧比Ｖout ／Ｖinは昇圧ス
イッチング素子１のオフ時比率Ｄoff ＝ＴOff ／Ｔに逆
比例するが、オフ時比率Ｄoff が１以下の値をとるの
で、出力電圧Ｖout が入力電圧Ｖinより高くなる昇圧動
作となり、出力電圧Ｖout を制御回路５の設定電圧であ
る基準レベルＶs に保持する昇圧モ−ドによる運転が行
われる。
【０００５】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ−
タにおいて、基準レベルＶs を負荷１０が要求する電圧
の下限値近傍に設定しておけば、無制御モ−ド運転によ
る消耗で電圧が基準レベルまで低下した時点で本来使え
なくなる電池の使用期間を、昇圧モ−ドによる運転期間
に相当する時間延長することができる。したがって、電
池電源８が乾電池である場合、昇圧モ−ドによる運転期
間中残存する蓄積エネルギ−を有効利用できる利点が得
られる。また、電池電源８が蓄電池である場合、無制御
モ−ドから昇圧モ−ドへの切換え時点を報知すれば、こ
の時点で代替え電池の充電を開始し、昇圧モ−ドによる
運転中に充電を終了することにより、電池切れに起因す
る負荷の運転障害を回避できる利点が得られる。
タにおいて、基準レベルＶs を負荷１０が要求する電圧
の下限値近傍に設定しておけば、無制御モ−ド運転によ
る消耗で電圧が基準レベルまで低下した時点で本来使え
なくなる電池の使用期間を、昇圧モ−ドによる運転期間
に相当する時間延長することができる。したがって、電
池電源８が乾電池である場合、昇圧モ−ドによる運転期
間中残存する蓄積エネルギ−を有効利用できる利点が得
られる。また、電池電源８が蓄電池である場合、無制御
モ−ドから昇圧モ−ドへの切換え時点を報知すれば、こ
の時点で代替え電池の充電を開始し、昇圧モ−ドによる
運転中に充電を終了することにより、電池切れに起因す
る負荷の運転障害を回避できる利点が得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
た従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、その昇圧動作
時に充電された平滑コンデンサ４の充電電荷が、オン期
間中の昇圧スイッチング素子１を介して放電するのを阻
止するために直列ダイオ−ド３が設けられる。ところ
が、この直列ダイオ−ド３は無制御モ−ドでの運転時に
は不要であるにも係わらず、電流ＩL が直列ダイオ−ド
３を介して負荷１１に供給されるため、直列ダイオ−ド
の内部抵抗による電力損失によりコンバ−タ回路の変換
効率が低下するとともに、電流値により変化する順方向
電圧降下が負荷１０の電圧安定性に悪影響を及ぼすとい
う問題が発生する。
た従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、その昇圧動作
時に充電された平滑コンデンサ４の充電電荷が、オン期
間中の昇圧スイッチング素子１を介して放電するのを阻
止するために直列ダイオ−ド３が設けられる。ところ
が、この直列ダイオ−ド３は無制御モ−ドでの運転時に
は不要であるにも係わらず、電流ＩL が直列ダイオ−ド
３を介して負荷１１に供給されるため、直列ダイオ−ド
の内部抵抗による電力損失によりコンバ−タ回路の変換
効率が低下するとともに、電流値により変化する順方向
電圧降下が負荷１０の電圧安定性に悪影響を及ぼすとい
う問題が発生する。
【０００７】この発明の目的は、無制御運転時に直列ダ
イオ−ド部分で発生する電力損失および電圧降下が少な
く、高効率なＤＣ−ＤＣコンバ−タを得ることにある。
イオ−ド部分で発生する電力損失および電圧降下が少な
く、高効率なＤＣ−ＤＣコンバ−タを得ることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明によれば、電池電源の一方端と出力端子と
の間に互いに直列接続されたリアクトルおよび直列ダイ
オ−ドと、リアクトルと直列ダイオ−ドの接続点と電池
電源の他方端との間に接続された昇圧スイッチング素子
およびその制御回路と、電池電源および出力端子それぞ
れに並列接続された平滑コンデンサとを備え、前記制御
回路が電池電源電圧を監視し、電池電源電圧が基準レベ
ルを越える電圧を保持する期間中は前記昇圧スイッチン
グ素子をオフ状態に保持して無制御モ−ドの運転を指令
し、電池電源電圧が基準レベルを下回ったとき昇圧スイ
ッチング素子を時比率制御して出力電圧を基準レベルに
保持する昇圧モ−ドの運転を指令するものにおいて、前
記直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子と、前記無制御モ−ドの運転期間中前記バイパス
スイッチング素子にオン指令を発する切換回路とからな
るダイオ−ドの損失低減手段を備えてなるものとする。
に、この発明によれば、電池電源の一方端と出力端子と
の間に互いに直列接続されたリアクトルおよび直列ダイ
オ−ドと、リアクトルと直列ダイオ−ドの接続点と電池
電源の他方端との間に接続された昇圧スイッチング素子
およびその制御回路と、電池電源および出力端子それぞ
れに並列接続された平滑コンデンサとを備え、前記制御
回路が電池電源電圧を監視し、電池電源電圧が基準レベ
ルを越える電圧を保持する期間中は前記昇圧スイッチン
グ素子をオフ状態に保持して無制御モ−ドの運転を指令
し、電池電源電圧が基準レベルを下回ったとき昇圧スイ
ッチング素子を時比率制御して出力電圧を基準レベルに
保持する昇圧モ−ドの運転を指令するものにおいて、前
記直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子と、前記無制御モ−ドの運転期間中前記バイパス
スイッチング素子にオン指令を発する切換回路とからな
るダイオ−ドの損失低減手段を備えてなるものとする。
【０００９】切換回路が、電池電源電圧の変化をツェナ
ダイオ−ドの逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧
が基準レベルを越える電圧を保持する期間中バイパスス
イッチング素子に向けてオン指令を発するものとする。
切換回路が電池電源電圧の変化を制御回路の出力オフ指
令信号によって監視し、１００％オフ指令信号が出力さ
れる期間中バイパススイッチング素子に向けてオン指令
を発するものとする。
ダイオ−ドの逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧
が基準レベルを越える電圧を保持する期間中バイパスス
イッチング素子に向けてオン指令を発するものとする。
切換回路が電池電源電圧の変化を制御回路の出力オフ指
令信号によって監視し、１００％オフ指令信号が出力さ
れる期間中バイパススイッチング素子に向けてオン指令
を発するものとする。
【００１０】
【作用】この発明において、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
の直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子と、無制御モ−ドの運転期間中バイパススイッチ
ング素子にオン指令を発する切換回路とからなるダイオ
−ドの損失低減手段を設けたことにより、ダイオ−ドの
順方向電圧降下に比べて飽和領域における順方向電圧降
下（飽和電圧）が数分の一以下と低いＭＯＳＦＥＴ，バ
イポ−ラトランジスタなどからなるバイパススイッチン
グ素子の特性を利用し、無制御モ−ドの運転期間中直列
ダイオ−ドに流れる電流の大部分を、これに並列接続さ
れたバイパススイッチング素子側に流すことが可能とな
り、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損失を従
来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一以下に低減する機
能が得られる。
の直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子と、無制御モ−ドの運転期間中バイパススイッチ
ング素子にオン指令を発する切換回路とからなるダイオ
−ドの損失低減手段を設けたことにより、ダイオ−ドの
順方向電圧降下に比べて飽和領域における順方向電圧降
下（飽和電圧）が数分の一以下と低いＭＯＳＦＥＴ，バ
イポ−ラトランジスタなどからなるバイパススイッチン
グ素子の特性を利用し、無制御モ−ドの運転期間中直列
ダイオ−ドに流れる電流の大部分を、これに並列接続さ
れたバイパススイッチング素子側に流すことが可能とな
り、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損失を従
来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一以下に低減する機
能が得られる。
【００１１】また、電池電源電圧の変化をツェナダイオ
−ドの逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧が基準
レベルを越える電圧を保持する期間中バイパススイッチ
ング素子に向けてオン指令を発するよう切換回路を構成
すれば、ツェナダイオ−ドの逆導通電圧を基準レベルに
相応する電圧値に設定しておくことにより、切換回路が
電池電源電圧が基準レベル以上であることを感知して無
制御モ−ド期間中バイパススイッチング素子に向けてオ
ン指令を発するので、無制御モ−ドの運転期間中直列ダ
イオ−ドに流れる電流の大部分を、これに並列接続され
たバイパススイッチング素子側に流すことが可能とな
り、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損失を従
来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に低減する機
能が得られる。
−ドの逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧が基準
レベルを越える電圧を保持する期間中バイパススイッチ
ング素子に向けてオン指令を発するよう切換回路を構成
すれば、ツェナダイオ−ドの逆導通電圧を基準レベルに
相応する電圧値に設定しておくことにより、切換回路が
電池電源電圧が基準レベル以上であることを感知して無
制御モ−ド期間中バイパススイッチング素子に向けてオ
ン指令を発するので、無制御モ−ドの運転期間中直列ダ
イオ−ドに流れる電流の大部分を、これに並列接続され
たバイパススイッチング素子側に流すことが可能とな
り、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損失を従
来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に低減する機
能が得られる。
【００１２】さらに、電池電源電圧の変化を制御回路の
出力オフ指令信号によって監視し、１００％オフ指令信
号が出力される期間中バイパススイッチング素子に向け
てオン指令を発するよう切換回路を構成すれば、１００
％オフ指令信号によって昇圧スイッチング素子がその動
作を停止する無制御モ−ドの運転中、バイパススイッチ
ング素子がオン状態となって直列ダイオ−ドに流れる電
流の大部分を、これに並列接続されたバイパススイッチ
ング素子側に流すことが可能となり、無制御モ−ドにお
ける電力損失および電圧損失を従来の直列ダイオ−ドの
それの数分の一以下に低減する機能が得られる。
出力オフ指令信号によって監視し、１００％オフ指令信
号が出力される期間中バイパススイッチング素子に向け
てオン指令を発するよう切換回路を構成すれば、１００
％オフ指令信号によって昇圧スイッチング素子がその動
作を停止する無制御モ−ドの運転中、バイパススイッチ
ング素子がオン状態となって直列ダイオ−ドに流れる電
流の大部分を、これに並列接続されたバイパススイッチ
ング素子側に流すことが可能となり、無制御モ−ドにお
ける電力損失および電圧損失を従来の直列ダイオ−ドの
それの数分の一以下に低減する機能が得られる。
【００１３】
【実施例】以下、この発明を実施例に基づいて説明す
る。図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−
タを簡略化して示す接続図、図２は図１の要部の一例を
示す接続図であり、従来技術と同じ構成部分には同一参
照符号を付すことにより、重複した説明を省略する。図
において、直列ダイオ−ド３の損失低減手段１１は、直
列ダイオ−ド３にドレインおよびソ−スが並列接続され
た図ではＭＯＳＦＥＴからなるバイパススイッチング素
子１２と、電池電源電圧Ｖinの変化をツェナダイオ−ド
１４の逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧が基準
レベルＶs を越える電圧を保持する無制御モ−ドの運転
期間中バイパススイッチング素子に向けてオン指令１１
d を発する切換回路１３とで構成される。
る。図１はこの発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−
タを簡略化して示す接続図、図２は図１の要部の一例を
示す接続図であり、従来技術と同じ構成部分には同一参
照符号を付すことにより、重複した説明を省略する。図
において、直列ダイオ−ド３の損失低減手段１１は、直
列ダイオ−ド３にドレインおよびソ−スが並列接続され
た図ではＭＯＳＦＥＴからなるバイパススイッチング素
子１２と、電池電源電圧Ｖinの変化をツェナダイオ−ド
１４の逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧が基準
レベルＶs を越える電圧を保持する無制御モ−ドの運転
期間中バイパススイッチング素子に向けてオン指令１１
d を発する切換回路１３とで構成される。
【００１４】このように構成された損失低減手段１１を
有するＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
で分圧した電池電源電圧Ｖinを受けるツェナダイオ−ド
１４の逆導通電圧を基準レベルＶs に相応する電圧値に
設定しておくことにより、電池電源電圧が基準レベルＶ
s を越える領域でツェナダイオ−ド１４が逆導通してト
ランジスタスイッチ１５にベ−ス電圧が印加され、これ
によってトランジスタスイッチ１５が導通し、ＭＯＳＦ
ＥＴ（ｐチャネル）からなるバイパススイッチング素子
１２のゲ−ト電圧が零となって導通状態となるので、無
制御モ−ドの運転期間中直列ダイオ−ド３に流れる電流
の大部分を、これに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子１２側に流すことが可能となり、無制御モ−ドに
おける電力損失および電圧損失を従来の直列ダイオ−ド
のそれの数分の一程度に低減できるＤＣ−ＤＣコンバ−
タの電力変換効率の向上効果が得られる。
有するＤＣ−ＤＣコンバ−タにおいて、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
で分圧した電池電源電圧Ｖinを受けるツェナダイオ−ド
１４の逆導通電圧を基準レベルＶs に相応する電圧値に
設定しておくことにより、電池電源電圧が基準レベルＶ
s を越える領域でツェナダイオ−ド１４が逆導通してト
ランジスタスイッチ１５にベ−ス電圧が印加され、これ
によってトランジスタスイッチ１５が導通し、ＭＯＳＦ
ＥＴ（ｐチャネル）からなるバイパススイッチング素子
１２のゲ−ト電圧が零となって導通状態となるので、無
制御モ−ドの運転期間中直列ダイオ−ド３に流れる電流
の大部分を、これに並列接続されたバイパススイッチン
グ素子１２側に流すことが可能となり、無制御モ−ドに
おける電力損失および電圧損失を従来の直列ダイオ−ド
のそれの数分の一程度に低減できるＤＣ−ＤＣコンバ−
タの電力変換効率の向上効果が得られる。
【００１５】図３はこの発明の異なる実施例になるＤＣ
−ＤＣコンバ−タを簡略化して示す接続図、図４は図３
の要部の一例を示すブロック図であり、直列ダイオ−ド
３の損失低減手段２１を、直列ダイオ−ド３にドレイン
およびソ−スが並列接続された図ではＭＯＳＦＥＴから
なるバイパススイッチング素子２２と、電池電源電圧Ｖ
inの変化を制御回路５の出力オフ指令信号５ｄによって
監視し、１００％オフ指令信号が出力される期間中バイ
パススイッチング素子に向けてオン指令２１dを発する
切換回路２３とで構成した点が前述の実施例と異なって
いる。
−ＤＣコンバ−タを簡略化して示す接続図、図４は図３
の要部の一例を示すブロック図であり、直列ダイオ−ド
３の損失低減手段２１を、直列ダイオ−ド３にドレイン
およびソ−スが並列接続された図ではＭＯＳＦＥＴから
なるバイパススイッチング素子２２と、電池電源電圧Ｖ
inの変化を制御回路５の出力オフ指令信号５ｄによって
監視し、１００％オフ指令信号が出力される期間中バイ
パススイッチング素子に向けてオン指令２１dを発する
切換回路２３とで構成した点が前述の実施例と異なって
いる。
【００１６】切換回路２３は例えば図４のように電圧Ｖ
d,周期Ｔ，オン時間Ｔon, オフ時間Ｔoff なるパルス電
圧からなる駆動信号５d をレベルシフト回路２４に加
え、駆動信号５d のオフ時比率Ｔoff ／Ｔが１００％の
時５Ｖ，０％の時例えば０Ｖとなるような比較電圧Ｖc
に変換し、この比較電圧Ｖc を差動増幅回路２５で基準
電圧Ｖs （例えば４．９Ｖ）と比較し、比較電圧Ｖc が
基準電圧Ｖs を越えたとき、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
が無制御モ−ドにあるものと判断してオン指令２１d を
バイパストランジスタ２１のベ−スに向けて出力するよ
う構成され、１００％オフ指令信号によって昇圧スイッ
チング素子がその動作を停止する無制御モ−ドの運転
中、バイパススイッチング素子がオン状態となって直列
ダイオ−ド３に流れる電流の大部分を、これに並列接続
されたバイパススイッチング素子２２側に流すことが可
能となり、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損
失を従来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に低減
できるＤＣ−ＤＣコンバ−タの高効率化効果が得られ
る。
d,周期Ｔ，オン時間Ｔon, オフ時間Ｔoff なるパルス電
圧からなる駆動信号５d をレベルシフト回路２４に加
え、駆動信号５d のオフ時比率Ｔoff ／Ｔが１００％の
時５Ｖ，０％の時例えば０Ｖとなるような比較電圧Ｖc
に変換し、この比較電圧Ｖc を差動増幅回路２５で基準
電圧Ｖs （例えば４．９Ｖ）と比較し、比較電圧Ｖc が
基準電圧Ｖs を越えたとき、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路
が無制御モ−ドにあるものと判断してオン指令２１d を
バイパストランジスタ２１のベ−スに向けて出力するよ
う構成され、１００％オフ指令信号によって昇圧スイッ
チング素子がその動作を停止する無制御モ−ドの運転
中、バイパススイッチング素子がオン状態となって直列
ダイオ−ド３に流れる電流の大部分を、これに並列接続
されたバイパススイッチング素子２２側に流すことが可
能となり、無制御モ−ドにおける電力損失および電圧損
失を従来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に低減
できるＤＣ−ＤＣコンバ−タの高効率化効果が得られ
る。
【００１７】なお、バイパススイッチング素子１２，２
２はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、バイポ−
ラトランジスタ，ＩＧＢＴなどの順方向電圧降下の低い
スイッチング素子であってもよい。
２はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、バイポ−
ラトランジスタ，ＩＧＢＴなどの順方向電圧降下の低い
スイッチング素子であってもよい。
【００１８】
【発明の効果】この発明は前述のように、無制御モ−ド
および昇圧モ−ドで運転されるＤＣ−ＤＣコンバ−タの
直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチング
素子と、無制御モ−ドの運転期間中バイパススイッチン
グ素子にオン指令を発する切換回路とからなるダイオ−
ドの損失低減手段を設けるよう構成した。その結果、ダ
イオ−ドの順方向電圧降下に比べて飽和領域における順
方向電圧降下（飽和電圧）が数分の一以下と低いＭＯＳ
ＦＥＴ，バイポ−ラトランジスタなどからなるバイパス
スイッチング素子の特性を利用し、無制御モ−ドの運転
期間中直列ダイオ−ドに流れる電流の大部分を、これに
並列接続されたバイパススイッチング素子側に流すこと
が可能となり、無制御モ−ドにおける電力損失および電
圧損失を従来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に
低減することが可能となり、無制御モ−ドと昇圧モ−ド
を切り換えることによって得られる電池電源の使用時間
の延長効果，電池エネルギ−の有効利用効果，予備電池
の充電余裕時間を確保できる効果に加えて、無制御運転
における直列ダイオ−ドの低電力損失化および低電圧損
失化効果が得られるので、高効率化されて高い経済性お
よび利便性を有するＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供するこ
とができる。
および昇圧モ−ドで運転されるＤＣ−ＤＣコンバ−タの
直列ダイオ−ドに並列接続されたバイパススイッチング
素子と、無制御モ−ドの運転期間中バイパススイッチン
グ素子にオン指令を発する切換回路とからなるダイオ−
ドの損失低減手段を設けるよう構成した。その結果、ダ
イオ−ドの順方向電圧降下に比べて飽和領域における順
方向電圧降下（飽和電圧）が数分の一以下と低いＭＯＳ
ＦＥＴ，バイポ−ラトランジスタなどからなるバイパス
スイッチング素子の特性を利用し、無制御モ−ドの運転
期間中直列ダイオ−ドに流れる電流の大部分を、これに
並列接続されたバイパススイッチング素子側に流すこと
が可能となり、無制御モ−ドにおける電力損失および電
圧損失を従来の直列ダイオ−ドのそれの数分の一程度に
低減することが可能となり、無制御モ−ドと昇圧モ−ド
を切り換えることによって得られる電池電源の使用時間
の延長効果，電池エネルギ−の有効利用効果，予備電池
の充電余裕時間を確保できる効果に加えて、無制御運転
における直列ダイオ−ドの低電力損失化および低電圧損
失化効果が得られるので、高効率化されて高い経済性お
よび利便性を有するＤＣ−ＤＣコンバ−タを提供するこ
とができる。
【図１】この発明の実施例になるＤＣ−ＤＣコンバ−タ
を簡略化して示す接続図
を簡略化して示す接続図
【図２】図１の要部の一例を示す接続図
【図３】この発明の異なる実施例になるＤＣ−ＤＣコン
バ−タを示す接続図
バ−タを示す接続図
【図４】図３の要部の一例を示すブロック図
【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タを簡略化して示す
接続図
接続図
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバ−タの動作を示す特性
線図
線図
１ 昇圧スイッチング素子 ２ リアクトル ３ 直列ダイオ−ド ４ 平滑コンデンサ ５ 制御回路 ５d 駆動信号 ８ 電池電源 １０ 負荷 １１ 損失低減手段 １２ バイパススイッチング素子 １３ 切換回路 １４ ツェナダイオ−ド １５ トランジスタスイッチ ２１ 損失低減手段 ２２ バイパススイッチング素子 ２３ 切換回路 ２４ レベルシフト回路 ２５ 差動増幅回路 Ｖin 電池電源電圧 Ｖout 出力電圧 Ｖs 基準電圧
Claims (3)
- 【請求項１】電池電源の一方端と出力端子との間に互い
に直列接続されたリアクトルおよび直列ダイオ−ドと、
リアクトルと直列ダイオ−ドの接続点と電池電源の他方
端との間に接続された昇圧スイッチング素子およびその
制御回路と、電池電源および出力端子それぞれに並列接
続された平滑コンデンサとを備え、前記制御回路が電池
電源電圧を監視し、電池電源電圧が基準レベルを越える
電圧を保持する期間中は前記昇圧スイッチング素子をオ
フ状態に保持して無制御モ−ドの運転を指令し、電池電
源電圧が基準レベルを下回ったとき昇圧スイッチング素
子を時比率制御して出力電圧を基準レベルに保持する昇
圧モ−ドの運転を指令するものにおいて、前記直列ダイ
オ−ドに並列接続されたバイパススイッチング素子と、
前記無制御モ−ドの運転期間中前記バイパススイッチン
グ素子にオン指令を発する切換回路とからなるダイオ−
ドの損失低減手段を備えてなることを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバ−タ。 - 【請求項２】切換回路が電池電源電圧の変化をツェナダ
イオ−ドの逆導通電圧によって監視し、電池電源電圧が
基準レベルを越える電圧を保持する期間中バイパススイ
ッチング素子に向けてオン指令を発するものであること
を特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。 - 【請求項３】切換回路が電池電源電圧の変化を制御回路
の出力オフ指令信号によって監視し、１００％オフ指令
信号が出力される期間中バイパススイッチング素子に向
けてオン指令を発するものであることを特徴とする請求
項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05226754A JP3132614B2 (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05226754A JP3132614B2 (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787731A true JPH0787731A (ja) | 1995-03-31 |
| JP3132614B2 JP3132614B2 (ja) | 2001-02-05 |
Family
ID=16850093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05226754A Expired - Fee Related JP3132614B2 (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3132614B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1993
- 1993-09-13 JP JP05226754A patent/JP3132614B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN112769373A (zh) * | 2019-10-17 | 2021-05-07 | 通用汽车环球科技运作有限责任公司 | 具有可重新配置的串/并联电压源的电力推进系统的优化操作 |
| CN112769373B (zh) * | 2019-10-17 | 2023-11-07 | 通用汽车环球科技运作有限责任公司 | 电力推进系统及用于优化电力推进系统的驱动操作的方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3132614B2 (ja) | 2001-02-05 |
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