JP2019022436A - 始動回路を有する熱電発電器 - Google Patents

Abstract

【課題】熱電発電器を提供すること。【解決手段】熱電発電器は、熱電素子（４２）を備える電圧源（４０）と、電圧源（４０）に接続された始動回路（２０）と、電圧源（４０）に接続されたＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）と、始動回路（２０）およびＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）に接続された出力（５０）と、電圧源（４０）に接続された１つの入力、ならびに始動回路（２０）およびＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）に接続された複数の出力を有するコントローラ（６０）とを備え、コントローラ（６０）は、出力（５０）の電圧（ｕ６）、または電圧源（４０）により提供される電圧が、所定の上側電圧しきい値を超えて上昇するとき、始動回路（２０）を非活動化し、かつＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）を活動化し、出力（５０）の電圧（ｕ６）、または電圧源（４０）により提供される電圧が、所定の下側電圧しきい値未満に低下するとき、始動回路（２０）を再活動化し、かつＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）を比活動化するように構成される。【選択図】図１

Description

本発明は、熱電発電器、ならびにそのような熱電発電器を備える移動体電子機器に関する。さらに、本発明は、広い範囲の出力電力にわたり、超低入力電圧を、使用可能な出力電圧に変換することができる電圧変換器に関する。

熱電発電器（ｔｈｅｒｍｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ、ＴＥＧ）は、ゼーベック（Ｓｅｅｂｅｃｋ）発電器とも呼ばれ、ゼーベック効果と呼ばれる現象によって熱流束を電気エネルギーに直接変換する機器である。熱電発電器は、典型的にはいくつかの対のＰ型素子およびＮ型素子を備える熱電素子を含む。これらの素子は、２つのプレート間に平行に配置され、電気的に直列に接続され、Ｐ型素子およびＮ型素子が互い違いになる。プレート間の温度差は、Ｐ型素子内のホールの流れ、およびＮ型素子内の電子の流れを誘起する熱流を生み出し、したがって、プレート間に電位差を生み出す。

しかしながら、熱電素子は一般に、詳細には、プレートが曝される温度差が、典型的には１℃〜１０℃の範囲で、かなり低い場合、かなり低い電気出力電圧を提供する。プレート間の電位差は、Ｐ型素子およびＮ型素子の両端の電位差の合計であり、典型的にはプレート間の１℃の温度差あたり、かつ素子あたり、５０μＶ〜２００μＶである。この電圧を増大させるために、熱電発電器は、一般に熱電素子の出力に配置されたＤＣ−ＤＣ電圧変換器を備える。それにもかかわらず、市場で利用可能なＤＣ−ＤＣ電圧変換器は、典型的には数ｍＶの超低電圧入力では、高効率で作動することができない。

したがって、本発明の目的は、熱電素子と、熱電素子の出力で利用可能な１ｍＶ程度の低い超低電源電圧を、典型的には１Ｖ〜５Ｖの電圧に効率的に変換できる、電圧を上げるＤＣ−ＤＣ変換システムとを備える熱電発電器を提供することである。

一様態では、熱電素子を備える電圧源と、電圧源に接続された始動回路と、電圧源に接続された、電圧を上げるＤＣ−ＤＣ変換器回路と、始動回路およびＤＣ−ＤＣ変換器回路に接続された出力とを備える熱電発電器を提供する。さらに、熱電発電器は、始動回路およびＤＣ−ＤＣ変換器回路に接続された複数の出力と、電圧源に接続された１つの入力とを備えるコントローラを備える。コントローラは、出力の電圧もしくは電流が、または電圧源により供給される電圧、もしくは電圧源から利用可能な出力電力を表す任意の信号が、上側しきい値レベルと呼ばれる、第１の所定のしきい値レベルを超えて増大するとき、始動回路を非活動化し、かつＤＣ−ＤＣ変換器回路を活動化するように構成される。

コントローラは、出力の電圧が、または電圧源により供給される電圧、もしくは電圧源から利用可能な出力電力を表す任意の信号が、下側しきい値レベルと呼ばれる、第２の所定のしきい値レベル未満に低下するとき、始動回路を再活動化し、かつＤＣ−ＤＣ変換器回路を非活動化するようにさらに構成される。

コントローラは、詳細には、始動回路が動作している、または蓄電機器がコントローラの機能を維持するのに十分に充電されているときはいつも、始動回路およびＤＣ−ＤＣ変換器回路のうち一方だけを、同時に活動化し非活動化するように構成される。詳細には、コントローラは、一度に始動回路およびＤＣ−ＤＣ変換器回路のうち一方だけを動作させるように構成される。始動回路が、上側のしきい値レベル未満で動作している場合、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は、コントローラにより非活動化を維持される。ＤＣ−ＤＣ変換器回路が、上側のしきい値レベルを超えて動作している場合、始動回路は、コントローラにより非活動化を維持される。このようにして、熱電発電器は、２つの異なる動作モードで動作するように構成される。

電圧源により供給される電圧が、または熱電発電器の出力で提供される電圧、もしくは電圧源から利用可能な出力電力を表す任意の信号が、下側しきい値未満に低下する、または落ち込むとすぐに、始動回路は再活動化され、ＤＣ−ＤＣ変換器は動作しなくなる。始動回路は、入力電圧があまりにも微弱になり、システム出力電圧を維持することができなくなるまで、動作し続ける。始動回路は、詳細には、１．０ｍＶ程度にまで低くてもよい超低入力電圧で動作するように構成される。下側しきい値電圧は、用途および構成に応じて５ｍＶ〜約２５０ｍＶまでの範囲にわたる。

そのように低い動作電圧レベルは、限られた数のＰＮ型素子を用いた簡単な熱電素子を使用することを可能とし、著しい製造コスト低減をもたらす。したがって、超低始動電圧レベルを伴う、そのような、電圧を上げるＤＣ−ＤＣ変換器は、１℃〜５℃程度の小さな温度差、および５対以下のＰＮ素子を有する熱電素子を用いて、自己電力供給用途を構築することを可能とする。

上側しきい値電圧は、用途および構成に応じて、下側しきい値電圧よりもわずかに、またはかなり大きくてもよい。上側しきい値電圧は、５ｍＶ〜５００ｍＶの範囲であってもよく、下側しきい値電圧よりも２〜１００倍大きくてもよい。超低入力電圧動作モードと低入力電圧動作モードの間の切替えは、出力電圧の大きさ、したがって出力電圧のレベル、および／もしくは出力電流のレベルにより、ならびに／または電圧源により供給される電圧、したがって入力電圧により、ならびに／または電圧源から利用可能な出力電力を表す任意の信号により、トリガされてもよい。

十分な入力電圧が発生しているときはいつも、始動回路は動作し始める。入力電圧が上側しきい値電圧レベルを超えて増大するとき、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は動作し始めるが、その一方で、始動回路は非活動化される。入力電圧が下側しきい値電圧未満に減少するとき、始動回路は再活動化されるが、その一方で、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は非活動化される。

下側および上側のしきい値電圧レベル、または電圧源から利用可能な出力電力を表す信号の、任意の下側および上側のレベルは、回路のヒステリシス挙動をもたらし、臨界電力入力レベルでのシステム振動を防止する。

コントローラを用いて、かつ熱電発電器、したがって電圧変換器を超低電圧動作モードから低電圧動作モードに、およびその逆に動的に切り替えることによって、利用可能な各入力電圧範囲に対して、より効率的で好ましい電圧変換を提供することができる。

たとえば、超低入力電圧領域で、始動回路は、改善された変換効率を、または少なくとも、ＤＣ−ＤＣ変換器回路がまったく発生させることができない有用な出力電圧を、提供する。電圧源の電圧は、動的変化を受け、かつ熱電素子に加えられる温度差に依存するので、始動回路により行われる電圧変換の効率は、電圧源により提供される電圧の大きさが増大するにつれ、低下する場合がある。このとき、電圧源の電圧または出力の電圧が、所定の上側しきい値レベルを超えて上昇するにつれて、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は、より効率的に入力電圧を変換できるようになる場合がある。このとき、コントローラを用いて、始動回路は、ＤＣ−ＤＣ変換器回路を活動化するために非活動化される。

典型的には、始動回路は当然ながら非常に低い入力電圧レベルで始動し、一時的エネルギー貯蔵機器の役割を果たす出力コンデンサを充電する。さらに、電圧源に接続されたＤＣ−ＤＣ変換器回路は、増大する入力電圧レベルに伴い増大する変換効率を示す。

別の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は、少なくとも１つのインダクタを有する昇圧変換器と、コントローラにより制御される少なくとも１つの第１のスイッチとを備える。昇圧変換器を用いて、入力電圧、または電圧源により提供される電圧を上げることができる。少なくとも１つのインダクタの代わりに、昇圧変換器はまた、コンデンサ、またはコンデンサとインダクタの組合せを備えてもよい。

第１のスイッチを用いて、ＤＣ−ＤＣ変換器回路、詳細にはＤＣ−ＤＣ変換器回路の昇圧変換器を、コントローラにより選択的に活動化または非活動化することができる。

別の実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換器回路は、コントローラにより制御される第２のスイッチを備える。第２のスイッチの一方の端部は、熱電発電器の出力に接続され、第２のスイッチの他方の端部は、インダクタに接続される。このようにして、ＤＣ−ＤＣ変換器の第２のスイッチをオンに切り替えるとき、ＤＣ−ＤＣ変換器のダイオードおよび昇圧変換器のダイオードは、ダイオード両端間の電圧降下を避けるために、効果的にショートカットされる。

他の一実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣ変換器回路の第１のスイッチおよび第２のスイッチは、金属酸化物半導体（ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ、ＭＯＳ）トランジスタである。第１のスイッチおよび第２のスイッチの一方は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタであり、第１のスイッチおよび第２のスイッチの他方は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタである。

昇圧変換器の第１のスイッチは、入力電圧から、ＤＣ−ＤＣ電圧変換を最適化するデューティサイクル変調を伴う、制御されたインダクタ電流鋸歯状波形を提供し、および可能にする。第２のスイッチにより、昇圧変換器のダイオードまたはＤＣ−ＤＣ変換器のダイオード両端間の電圧降下を最小にすることができるようになる。インダクタ電流は、第１のスイッチが導通しているとき、入力電圧から立ち上がり、第１のスイッチがオフ状態になるとき、分離ダイオードを通って出力に向かって流れる。

他の一実施形態によれば、コントローラは、パルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＰＷＭ）調整器を備える。ＰＷＭ調整器により、ＤＣ−ＤＣ変換器回路の第１のスイッチおよび第２のスイッチの、同時の活動化および非活動化、または同時切替えが可能になる。

別の実施形態では、コントローラは、第２のスイッチを動作させるように構成された、負電圧を貯蔵するための少なくとも２つのコンデンサを備えるコンデンサ配列をさらに備える。コンデンサ配列は、始動回路により提供される電荷を蓄積するように構成される。熱電発電器が低電圧動作モードで動作しているとき、およびＤＣ−ＤＣ変換器回路が非活動化されている一方で始動回路だけが活動化されているとき、コントローラ内部のコンデンサは、始動回路が発振している間、周期的に充電する。始動回路が発振するごとに、電圧、ならびにコンデンサに、およびコントローラに供給される電流は、段階的に増大する。電圧源により提供される電圧が、または熱電発電器の出力で提供される電圧、もしくは電圧源から利用可能な出力電力を表す任意の信号が、所定の上側しきい値電圧を超えて上昇するとすぐに、ＰＷＭ調整器は、変換器回路の第１のスイッチを活動化し、同時に、始動回路の第１のスイッチと直列の第２のスイッチを介して、始動回路を停止する。

回路の共通出力に配置されたコンデンサを用いて、コントローラ、したがってＰＷＭ調整器を、始動回路の始動フェーズ中に始動回路により提供される電気エネルギーのみを用いて駆動することができる。

別の例によれば、始動回路は、変圧器と、少なくとも第３のスイッチと、整流器とを備える。変圧器、少なくとも第３のスイッチ、および整流器を用いて、始動回路の入力に、または電圧源の出力に、かなり低い電圧が、１ｍＶ未満でさえ、存在するとすぐに始動し、発振を開始するように動作可能な自励発振始動回路を提供することができる。

他の一例では、第３のスイッチは、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）空乏トランジスタである。そのような空乏トランジスタは、負のしきい値電圧を有し、その結果、ゲート−ソース端子間のゼロ制御電圧で、空乏トランジスタのドレインおよびソースの端子間で実質的に導通している。事実上、空乏トランジスタの伝導度を、およそゼロ制御電圧で、効果的に変調することができる。さらに、ＭＯＳ技術を使って実装された空乏トランジスタを用いて、ＰＮ接合または高電子移動度電界効果トランジスタを使用する必要をなくすことができる。

ＰＮ接合電界効果トランジスタは、１０ｍＶ程度にまで低い入力電圧で動作する自励発振変換器を構築するためにすでに使用されているが、これらは動作が不十分であるため、通常、回路効率を１０％以下に制限する。高電子移動度電界効果トランジスタは、ＰＮ接合電界効果トランジスタよりも良好に動作するが、その製造の複雑さおよびコストは、ＭＯＳトランジスタを上回り、電気性能もより不十分である。典型的には、ＭＯＳ空乏トランジスタは、ゲートおよびソースの端子間のゼロ電圧で、ドレインおよびソースの端子間の非ゼロチャネル伝導度を特徴とする。そのような空乏トランジスタを、適切なイオン注入工程を追加した標準的ＭＯＳ製作プロセスにより実装し、提供することができる。そのようなトランジスタは、市販されている高電子移動度トランジスタよりも効率的であることが示されている。

他の一実施形態によれば、変圧器の２次側は、全波整流器に接続され、第３のスイッチとして使用される空乏トランジスタのゲート端子に接続される。典型的には、空乏トランジスタおよび整流器は、並列に接続される。空乏トランジスタおよび整流器は、両方とも変圧器の２次側の、１つの同じ接続点に接続される。場合によっては、空乏トランジスタのゲート端子は、フィードバックの量を低減するために、またはゲート−ソース端子間の電圧エクスカーション（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）を制限するために、典型的には１０ｐＦ〜１，０００ｐＦの低値結合コンデンサを通して変圧器の２次側に接続される。そのような場合、典型的には１Ｍオーム〜１００Ｍオームの、追加の高値抵抗器をゲート−ソース端子間に配置して、平均直流電位を規定しなければならない。

典型的には、整流器は、出力貯蔵コンデンサおよび出力端子に接続され、わずか数ｍＶの範囲のかなり低い入力電圧であってさえ、典型的には１Ｖ〜５Ｖの、変換された直流電圧を提供する。

他の一実施形態によれば、変圧器の１次側は、ＭＯＳ空乏トランジスタのドレインに接続される。１次側は、切替フェーズ中に電流ピークを放出することができるようにする入力貯蔵コンデンサ、および入力電圧源にさらに接続される。この場合、空乏トランジスタのドレインは、変圧器の１次側を介して電圧源に接続される。換言すれば、変圧器の１次側は、空乏トランジスタのドレインおよび電圧源と直列に接続される。

他の一実施形態によれば、他の回路素子と組み合わせられた空乏トランジスタは、主にその電気伝達特性のいわゆる線形範囲で動作するがゆえに、１を大きく下まわる電圧利得を示す。変圧器は、１次側対２次側の巻数比が大きいことによって、大きな電圧利得を提供するように設計される。さらに、変圧器利得と空乏トランジスタの利得の積は、回路入力の入力で提供される電圧に比例する。変圧器設計によれば、この積は、１ｍＶ以下の比較的小さな入力電圧レベルで１よりも大きくなる場合がある。換言すれば、空乏トランジスタの利得は、１よりも大幅に低いので、空乏トランジスタは、電圧制御抵抗器に類似して、線形領域内で使用される。

始動回路が発振することができるようにするために、１よりも大幅に高い利得を有する変圧器を追加し、トランジスタのゲート端子を変圧器出力にゼロ位相シフトで接続することにより、正のフィードバックループを形成する。換言すれば、空乏トランジスタのかなり低い利得を、変圧器利得により相殺する。変圧器利得と空乏トランジスタの利得の積が１よりも大きいとき、自励発振条件は満たされる。入力電圧、または電圧源により提供される電圧が、始動電圧レベルを超えない限り、かつ発振条件が満たされない限り、発振することはなく、変圧器の２次側で信号はまったく発生しない。

別の実施形態では、熱電発電器は、第３のスイッチに対して直列に配列された第４のスイッチを備える。第４のスイッチは、コントローラにより駆動される。第３のスイッチと直列の第４のスイッチを用いて、第４のスイッチを導通状態と非導通状態の間で単に切り替えることにより、始動回路を選択的に活動化または非活動化することができる。

別の実施形態によれば、第４のスイッチは、０Ｖのゲート−ソース間電圧で１００ミリオーム未満のチャネル抵抗値を有する高伝導性空乏型ＭＯＳトランジスタである。典型的には、第４のスイッチ、したがって第２の金属酸化物半導体トランジスタを、第１のトランジスタのソース、したがって空乏トランジスタのソースと、接地との間に配置する。このようにして、始動回路の機能が遂行されると、始動回路を停止することができる。第２の金属酸化物半導体トランジスタのチャネル抵抗がかなり低いことは、始動回路の変換効率を維持するために、自励発振始動回路の発振開始時に最小電圧降下しか導入しないという目的において有益である。

別の実施形態では、熱電発電器は、出力に接続された出力コンデンサをさらに備える。出力コンデンサは、コントローラに電気エネルギー供給緩衝器を提供する。さらに、熱電発電器の出力に接続可能な負荷に並列に接続された出力コンデンサは、出力電圧を維持している間に、負荷が消耗する短い電流ピークを放出することができる。

別の様態では、上記で説明するような少なくとも１つの熱電発電器を備える移動体電子機器を提供する。移動体電子機器は、人により持ち運ばれる、または熱を発生する静止の対象物または移動する対象物に取り付けられた、医療機器またはデータロギング機器を備えてもよい。あるいは、移動体電子機器は、同じく人により持ち運ばれる腕時計またはスマートホンを備えてもよい。移動体電子機器は、ユーザもしくは人の皮膚と、または熱を発生する対象物の任意の面と、直接接触するように構成される。このようにして、移動体電子機器の熱電発電器は、熱源または熱エネルギー源と永続的に熱接触することができる。

別の様態では、センサおよび／またはデータロギング機器を提供する。センサおよび／またはデータロギング機器は、分散検出器ネットワーク内に埋め込まれる。この場合、センサおよび／またはデータロギング機器は、上記で説明するような熱電発電器を備える。このようにして、一部の熱流を回収することができる、環境内の分散検出器ネットワークの一部であるセンサまたは他の機器に、電気エネルギーを供給することができる。

以下では、本発明の一実施形態について、図面を参照してより詳細に説明する。

熱電発電器の一実施形態を概略的に示す。 熱電発電器のさまざまなスイッチの特性曲線を示す。

図１に、熱電発電器１０の一実施形態の略図を提供する。熱電発電器１０は、電圧源４０と、電圧源４０に接続された始動回路２０とを備える。熱電発電器１０は、同じく電圧源４０に接続されたＤＣ−ＤＣ変換器回路３０をさらに備える。負荷５４に接続された、または負荷５４に接続可能な出力５０がさらに提供される。出力５０は、ＤＣ−ＤＣ変換器３０だけではなく、始動回路２０にも接続される。換言すれば、始動回路２０ならびにＤＣ−ＤＣ変換器回路３０の両方に接続された出力接続点５６が提供される。

熱電発電器１０は、始動回路２０およびＤＣ−ＤＣ変換器回路３０に接続された、コントローラ６０をさらに備える。コントローラ６０は、接続Ｓ１を介して始動回路２０に接続される。コントローラ６０は、接続Ｓ２を通して電圧源４０にさらに接続される。コントローラ６０は、接続Ｓ５を介して出力接続点５６に接続される。

コントローラ６０は、出力５０の電圧ｕ６が所定のしきい値電圧を超えるとき、または電圧源４０により提供される電圧ｕ１が所定のしきい値電圧を超えるとき、始動回路２０を非活動化し、かつＤＣ−ＤＣ変換器回路３０を活動化するように構成される。コントローラ６０は、始動回路２０およびＤＣ−ＤＣ変換器回路３０を、同時に活動化および非活動化するように構成される。コントローラ６０は、一度に、始動回路２０およびＤＣ−ＤＣ変換器回路３０のうち一方を活動化し、かつ始動回路２０およびＤＣ−ＤＣ変換器回路３０のうち他方を非活動化するように構成される。

出力５０の電圧、または電圧源４０により提供される電圧が、所定の上側しきい値電圧を超えていると仮定すると、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０は、活動化され、その一方で、始動回路２０は、非活動化される。出力５０の電圧、または電圧源４０により提供される電圧が、所定のしきい値未満に低下する場合、コントローラは、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０を非活動化し、かつ始動回路２０を再度活動化するようにさらに構成される。

コントローラ６０は、詳細には、出力電圧ｕ６および入力電圧ｕ１のうち少なくとも一方の大きさに応じて、始動回路２０およびＤＣ−ＤＣ変換器回路３０のうち一方を活動化するように構成される。

始動回路２０は、詳細には、数ミリボルトの範囲内の入力電圧ｕ１に対して電圧変換するように構成される自励発振電圧変換器を備える。始動回路２０は、より低いしきい値電圧で、すなわち、１ｍＶ未満の始動電圧で動作するように構成されてもよい。始動回路２０は、そのような低い入力電圧で発振を開始してもよく、および主要な変換器の役割を果たし、そのように動くＤＣ−ＤＣ変換器回路３０に電力を供給するために、１Ｖを超える有用な電圧を非常に短時間に発生させるように構成されてもよい。したがって、始動回路２０は、非常に低い電力入力および非常に低い電圧入力専用補助電圧変換器の役割を果たし、そのように動いてもよい。

始動回路２０は、変圧器Ｔ１および少なくとも第３のスイッチ２４だけではなく、整流器２２も備える。変圧器Ｔ１は、１次側２５で電圧源４０に接続される。１次側２５の一方の端部は、電圧源４０に接続されるが、その一方で、１次側２５の他方の端部は、第３のスイッチ２４に接続される。第３のスイッチ２４は、ゼロ制御電圧で、ある程度導通しているので、入力電圧ｕ１が、発振の開始未満であっても存在するとき、電流ｉ１は、１次側２５を通って流れる。整流器２２、および変圧器Ｔ１の２次側２６は、並列に接続される。整流器２２、および変圧器Ｔ１の２次側２６は、両方とも第３のスイッチ２４に接続される。第３のスイッチ２４は、金属酸化物半導体空乏トランジスタＱ３を備える。空乏トランジスタＱ３は、負のしきい値を有する。空乏トランジスタＱ３は、図２によれば、図に示すように、ゼロ制御電圧で効果的に導通している。

約０Ｖの電圧近くで、空乏トランジスタＱ３を効果的に変調することができる。図示する実施形態では、空乏トランジスタＱ３のドレインは、変圧器Ｔ１の１次側２５に接続される。空乏トランジスタＱ３のソースは、第４のスイッチ２８として実装される他のＮＭＯＳトランジスタＱ４のドレインに接続される。第４のスイッチ２８、したがってＮＭＯＳトランジスタＱ４は、コントローラ６０により制御される。第４のスイッチ２８のドレインは、空乏トランジスタＱ３のソースに接続される。トランジスタＱ４のソースは、接地に接続される。トランジスタＱ４のゲートは、接続Ｓ１を介してコントローラ６０に接続される。

電圧源４０は、熱電素子４２を備えてもよい。抵抗器ＲＳおよびコンデンサＣ１は、電圧源４０の内部抵抗および内部静電容量を表す。たとえば、熱電素子４２は、６×６×１．６ｍｍ³のかなり限られたサイズを備えてもよい。熱電素子４２は、約２オームの内部抵抗を備えてもよい。熱電素子４２は、約６ｍＶ／℃のゼーベック係数を示してもよい。

今示している実施形態では、６ｍＶの入力電圧は、１μＡの出力電流を伴い１秒未満の間、１．５Ｖの出力電圧を作り出すのに十分である。このようにして、４０％を超える変換効率で、１．５μＷの電力を得てもよい。６ｍＶの入力電圧ｕ１を、熱電素子４２の面間の、ほんの１℃の温度差により提供することができる。

熱電素子に加えられる温度差が増大するとき、入力電圧ｕ１もまた増大し、始動回路２０の性能は、主にインピーダンス不整合のために実質的に低減する。そのような領域では、入力電圧ｕ１が、変圧比およびシステム出力電圧に応じて、約５０ｍＶの、約１００ｍＶの、またはさらに大きいしきい値を超えるとき、主変換器として動いているＤＣ−ＤＣ変換器回路３０は、より効率的になる。これは、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０が、インダクタＬ１を充電するためにパルス幅変調の原理に従ってエネルギー伝達を最適化し、供給源と負荷の間の能動的インピーダンス整合として機能するためである。

スイッチ、または始動回路２０のＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４は、オン状態で高伝導度（ｇｄｓ）を有する可変抵抗器として使用される。電圧に対する電流の比である、スイッチ、または始動回路２０のＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４のコンダクタンスを、図２にゲート−ソース電圧（Ｖｇｓ）の関数として示す。線形領域内で空乏トランジスタＱ３を使用するので、Ｑ３の電圧利得は１よりも低く、発振開始前のｕ１にそれ自身ほとんど等しいｕ２に、ほとんど線形に依存する。始動回路２０が発振することができるようにするために、変圧器Ｔ１は利得ｒ＝Ｎｓ／Ｎｐを備え、そこでは、ｒは１よりも大きく、その結果、両方の利得の積は、１以上になる場合がある。換言すれば、Ｑ３の低い利得は、変圧器利得により補償される。変圧器の利得ｒとＱ３の利得の積が、始動電圧と呼ばれるｕ２またはｕ１の一定の値で、１よりも大きい場合、発振条件が満たされる。ここで、Ｎｓは、変圧器Ｔ１の２次側の巻数であり、Ｎｐは、変圧器Ｔ１の１次側の巻数を表す。

電圧源４０により提供されるような入力電圧ｕ１が不十分である限り、始動回路２０はまったく発振しない。入力電圧ｕ１が、０．５ｍＶ程度に低くてもよい一定レベルを超える場合、始動回路２０は、発振し始める。始動回路２０の動作中、空乏トランジスタＱ３は、入力電圧ｕ１に応じた周波数およびデューティサイクルで周期的に開いて、閉じる。空乏トランジスタＱ３は、スイッチのように動き、作用する。空乏トランジスタＱ３のゲートに対するフィードバック信号として使用される変圧器出力電圧ｕ４が、ゼロよりも大きいとき、Ｑ３は導通し、変圧器Ｔ１の１次電流ｉ１は増大している。この電流ｉ１はいつまでも増大することはできないので、Ｑ３の抵抗に追加されたＴ１の１次巻線の直流抵抗に応じ、ある時点で、この電流は増大しなくなる。

その結果、電圧ｕ４は低下する。電圧ｕ４が負になるとき、トランジスタＱ３は、かなり急激にオフになる。コンデンサＣ２は、ｕ４の負のフェーズ中に電流ｉ３により充電され、その結果、Ｑ３がオンに切り替わっていたときに蓄積された変圧器貯蔵エネルギーを放電する。したがって、電圧ｕ４は、ゼロに戻り、そして最終的に正の値に戻り、Ｑ３の急激なターンオンにつながる。このようにして、変圧器Ｔ１全体および始動回路２０は、回路および入力／出力電圧のパラメータに応じて、所与の周波数で発振する。発振周波数は、いかなる電力が出力に伝達されるよりも前に、発信開始時にだけ、あらかじめ規定される。

Ｑ３のゲート端子を、典型的にはＱ３のゲート−ソース間静電容量の値の０．２〜２倍の範囲の低値コンデンサを通して間接的に結合させて、回路および出力電圧のパラメータに従ってＱ３の制御を最適化してもよい。このコンデンサ、およびＱ３のゲート−ソース静電容量は、電圧レベル整合の役割を果たす容量性分圧器を形成し、回路および出力電圧のパラメータに応じて効率を改善する。容量結合は、典型的には１．５Ｖを超える出力電圧値に有用である。たとえば５Ｖの高いシステム出力電圧が必要であるとき、Ｑ３を保護することが、必須となる場合がある。そのような容量結合を使用するとき、ゲート端子とソース端子の間に追加抵抗器を配置して、ゲート端子の直流電位を固定しなければならない。

コンデンサＣ２、ならびにダイオードＤ２およびＤ３は、全波整流器２２を形成し、全波整流器２２を用いて、整流された出力電圧ｕ６および出力電流ｉ５を出力５０に提供する。変圧器Ｔ１の２次側２６の振動電流ｉ３は、ｕ４の負のフェーズ中にＤ３を通してＣ２を充電し、ｕ４の正のフェーズ中にＤ２を通してＣ３を充電するために、交互に使用され、その結果、全波整流処理になる。コントローラ６０は、接続Ｓ５を介して出力５０に接続されるので、コントローラ６０が、始動回路２０が活動状態にある超低電圧動作モードから、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０が活動状態にある低電圧動作モードに熱電発電器を切り替えて、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０のデューティサイクルを能動的に制御してＤＣ−ＤＣ変換器回路３０の効率を最適化すべきかどうかを判断するために、瞬時の出力電圧を判断し、測定することが可能になる。

始動回路２０が発振し始める周波数ｆ０は、変圧器インピーダンスにより支配される。周波数ｆ０は、変圧器Ｔ１の２次側２６の全インダクタンスおよび全静電容量を表すＬｓおよびＣｓを用いて、

として計算される。この周波数は、関連するｉ１の振幅増加が、変圧器Ｔ１の、より長い充電時間および放電時間を意味するので、ｕ１が増加するときだけ低減することができる。

始動回路２０では、ＮＭＯＳ空乏トランジスタＱ３は、１よりも高い利得を得るために、変圧器Ｔ１を用いて利得ｒでループバックされ、その結果、始動回路２０は、発振し、十分に高い変圧比によって、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０を始動させるために必要な電圧を発生させることが可能になる。

第４のスイッチ２８、したがってＮＭＯＳ空乏トランジスタＱ４を、空乏トランジスタＱ３のソースと接地の間に配置する。このようにして、入力電力および出力電圧が、ＤＣ−ＤＣ変換器３０を動作させるほど十分になると、始動回路２０の動作を停止することができる。トランジスタＱ４は、典型的には、０Ｖのゲート−ソース間電圧で１００ｍオームよりも低いチャネル抵抗を有する。そのため、始動回路２０の動作開始時、トランジスタＱ４は、始動回路２０の機能を妨げない最小電圧降下ｕ３しか導入しない。電圧源４０により発生させられた電圧が増大し、ｕ４として測定される、変圧器Ｔ１の２次側２６での約５０ｍＶ、約１００ｍＶ、またはさらには何１００ｍＶもの振幅を可能にするとき、ショットキーダイオードＤ２およびＤ３は、導通し始め、出力５０のＣ２およびＣ３を充電し始め、その結果、有用な出力電圧ｕ６を作り出す。

有用な電力が出力５０に伝達されるとき、変圧器Ｔ１の出力の電圧は、飽和状態になり始め、ほとんど矩形波形を提示する。変圧器Ｔ１の全磁化電流、すなわち、−Ｎｐ×ｉ１＋Ｎｓ×ｉ２は、典型的には鋸歯状波形である。ＮＭＯＳトランジスタＱ４のゲート端子は、そのチャネル抵抗が、始動回路２０の始動後に、かなり低い値まで、２０ｍオーム未満までさえ低減してもよいように、コントローラ６０を介して出力５０に連結される。

ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０は、昇圧変換器３２を備える。昇圧変換器３２は、入力電圧ｕ１を、入力電圧ｕ１よりもはるかに大きな出力電圧ｕ６に上げるように構成される。ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０は、インダクタＬ１、ダイオードＤ１だけではなく、少なくとも第１のスイッチ３４も備える。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０は、第１のスイッチ３４および第２のスイッチ３８を備える。この場合、第２のスイッチ３８は、任意選択でしかない。第２のスイッチ３８は、ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０の動作および性能を改善する。ＤＣ−ＤＣ変換器回路はまた、第２のスイッチ３８なしで動作することができる。

コントローラ６０は、第１のスイッチ３４および第２のスイッチ３８の各々に、別個に接続される。本実施形態では、第１のスイッチ３４は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１として実装されるが、その一方で、第２のスイッチ３８は、ＰＭＯＳトランジスタＱ２として実装される。ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続される。ＮＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、接地に接続されるが、ＰＭＯＳトランジスタＱ２のソースは出力接続点５６に接続される。トランジスタＱ１のゲートは、接続Ｓ３を介してコントローラ６０に接続される。トランジスタＱ２のゲートは、接続Ｓ４を介してコントローラ６０に接続される。

コントローラ６０は、トランジスタＱ１およびＱ２のゲートに別個に接続されるので、コントローラ６０は、トランジスタＱ１およびＱ２を別個に、独立して切り替えることが可能になる。コントローラ６０は、ＰＷＭ変調器６２を備える。コントローラ６０またはＰＷＭ変調器６２は、少なくとも２つのコンデンサを備える、少なくとも１つのコンデンサ配列６４を備える。熱電発電器１０が、低電圧動作モードにあり、かつ始動回路２０が動作している限り、コントローラ６０内部のコンデンサ配列６４は、連続的に充電される。電圧ｕ４が振動するたびに、コンデンサ配列６４は、段階的に充電される、すなわち、電圧ｕ６は、段階的に増大する。

所定の上側しきい値電圧を超える、たとえば、少なくとも５０ｍＶまたは少なくとも１００ｍＶの範囲で、十分かつ有用な電圧ｕ６が提供されるとき、ＰＷＭ変調器６２は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１を活動化する。次いで、調整器６２、したがってコントローラ６０は、０．７Ｖ未満の負のゲート電圧をトランジスタＱ４のゲートに印加することにより、ＮＭＯＳトランジスタＱ４を介して、始動回路２０をもまた停止する。その結果、始動回路２０は、非活動化する。

コントローラ６０またはＰＷＭ変調器６２は、第４のスイッチ２８またはＱ４を非活動化するために使用する負電圧を発生させ、かつ貯蔵するために、少なくとも２つのコンデンサを備えるコンデンサ配列６４を備える。この負電圧を、コントローラ６０またはＰＷＭ変調器６２内に備わった超低電力チャージポンプにより発生させてもよい。

ＰＷＭ調整器６２だけではなくコントローラ６０もまた、内部電源を備えていないことに留意されたい。コントローラ６０は、始動回路２０を通して、蓄積されたエネルギーを受け取って、スイッチ３４、３８、したがってトランジスタＱ１およびＱ２をそれぞれ切り替えるための第１の刺激を発生させる。このとき、出力コンデンサ５２、すなわちＣ３は充電され、ＰＷＭ調整器６２は、Ｑ１およびＱ２を切り替えるために、Ｃ３の電気エネルギーを使用するように構成される。

ＤＣ−ＤＣ変換器３０の第１フェーズでは、第１のスイッチ３４は、閉じられる。その結果として、電圧ｕ７は、０Ｖに近くなる。この第１の時間フェーズ中、インダクタＬ１は、充電され、ｉ４にほとんど等しいインダクタＬ１内の電流は、増大する。インダクタＬ１が飽和状態になったとき、またはこの第１の時間フェーズ中に十分充電されたとき、第１のスイッチ３４、したがってＮＭＯＳトランジスタＱ１は開く。これにより、ｕ７接続点で電圧が急激に増大し、インダクタ電流は、Ｃ３を充電するために、ダイオードＤ１を通して放電し始める。本例では、時間間隔の比ｔｏｎ／ｔｏｆｆは、典型的には、システム出力電圧ｕ６をたとえば約２．５Ｖに維持するために、５０〜５００の範囲にわたっている。

任意選択で、第３の時間フェーズ中に、第２のスイッチ３８を使用する。第２のスイッチ３８、したがってＰＭＯＳトランジスタＱ２が閉じるのにつれ、電流ｉ４は、電流ｉ６として第２のスイッチ３８を通って流れる。このようにして、ダイオードＤ１は、ダイオードＤ１の両端の電圧降下、および不要な電力損失を避けるために、ショートカットされる。第２のスイッチＱ２のオン状態抵抗は、出力電流ｉ６が、かなり小さく、かつＱ２の両端でかなり小さな電圧降下を発生させるので、さほど小さいものである必要はない。このようにして、電流は、Ｄ１の代わりにＱ２を通って流れる。

一例として、電圧源４０により供給される入力電圧ｕ１が、２０℃の温度差に起因しうる１２０ｍＶまで増大するとき、電圧源抵抗ＲＳは、約２オームのままであってもよい。出力電圧ｕ６を、１．４ｍＶまでの最大出力電力を伴う、ほぼ２．５Ｖに調整することができる。始動回路２０だけでは、そのような出力電力を効率的に発生させることはできない。

ＤＣ−ＤＣ変換器回路３０では、１００％に近い、Ｑ１のオン状態デューティサイクルが観察される。これは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１が、入力電圧ｕ１およびＬ１のインダクタンス値に応じて、５ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの周波数で、数１０ｍＡの電流値まで、入力電圧ｕ１で、インダクタＬ１をほとんどの間にわたり充電することを意味する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１は、ショットキーダイオードとして実装されてもよいダイオードＤ１を介して出力静電容量Ｃ３を充電するために、サイクルのごく一部分の間、たとえばサイクルのほぼ２．５％の間、周期的にオフになる。ＰＭＯＳトランジスタＱ２は、このサイクル小部分の間、たとえば２０ｎｓの、所定の不動作時間を伴い、周期的に切り替えられる。ＰＭＯＳトランジスタＱ２により、ショットキーダイオードＤ１の両端の、３００ｍＶ〜４００ｍＶの電圧降下を、１００ｍＶ未満まで効率的に低減することにより、変換効率を増大させることが可能になる。Ｃ３に適切な静電容量値を使用することにより、出力電圧ｕ６のリップルを、約３０ｍＶまで、またはそれ未満にさえ低減することができる。

実際の用途では、電圧変換器、したがって熱電発電器１０は、最終ユーザがほとんどの場合使用することができるよりも多くの電力を作り出すことができる。さらに、最終ユーザは、Ｃ３に貯蔵されたエネルギーにより供給される、熱電発電器が提供しうる電力ピークよりも比較的高い電力ピークを、短時間の間に、周期的に取り出してもよい。

両方の事例について、熱電発電器１０は、電気エネルギーを一時的に蓄積するための手段を提供される。熱電発電器１０は、出力コンデンサ、またはスーパーキャパシタ、または蓄電池を備えてもよい。この場合、コントローラ６０およびＰＷＭ調整器６２は、そのような蓄積手段上の電圧に従ってエネルギー伝達を最適化するように構成される。

熱電発電器１０は、携帯型電子機器１内に実装されてもよい。携帯型電子機器１は、たとえば注射器具などの医療機器や、腕時計を備えてもよい、またはスマートホンを備えてもよい。典型的には、熱電素子４２は、人の皮膚と、または熱を発生する任意の対象物と直接接触する。そのため、熱電発電器１０、したがって携帯型電子機器１を駆動するための電気エネルギーを取り出すことができる熱源として、人または対象物を使用することができる。

１ 携帯型電子機器
１０ 熱電発電器
２０ 始動回路
２２ 整流器
２４ 第３のスイッチ
２５ １次側
２６ ２次側
２８ 第４のスイッチ
３０ ＤＣ−ＤＣ変換器回路
３２ 昇圧変換器
３４ 第１のスイッチ
３８ 第２のスイッチ
４０ 電圧源
４２ 熱電素子
５０ 出力
５２ 出力コンデンサ
５４ 負荷
５６ 出力接続点
６０ コントローラ
６２ 調整器
６４ コンデンサ配列

Claims (13)

1. 熱電発電器であって、
   −熱電素子（４２）を備える電圧源（４０）と、
   −前記電圧源（４０）に接続された始動回路（２０）と、
   −前記電圧源（４０）に接続されたＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）と、
   −前記始動回路（２０）および前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）に接続された出力（５０）と、
   −前記電圧源（４０）に接続された１つの入力、ならびに前記始動回路（２０）および前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）に接続された複数の出力を有するコントローラ（６０）と
   を備え、前記コントローラ（６０）は、
   −前記出力（５０）の電圧（ｕ６）、または前記電圧源（４０）により提供される電圧が、所定の上側電圧しきい値を超えて上昇するとき、前記始動回路（２０）を非活動化し、かつ前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）を活動化し、
   −前記出力（５０）の電圧（ｕ６）、または前記電圧源（４０）により提供される電圧が、所定の下側電圧しきい値未満に低下するとき、前記始動回路（２０）を再活動化し、かつ前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）を非活動化する
   ように構成される熱電発電器。
2. 前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）は、少なくとも１つのインダクタ（Ｌ１）、および前記コントローラ（６０）により制御される少なくとも第１のスイッチ（３４）を有する、昇圧変換器（３２）を備える、請求項１に記載の熱電発電器。
3. 前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）は、前記コントローラ（６０）により制御される第２のスイッチ（３８）を備え、前記第２のスイッチ（３８）の一方の端部は、前記出力（ｕ６）に接続され、前記第２のスイッチ（３８）の他方の端部は、前記インダクタ（Ｌ１）に接続される、請求項２に記載の熱電発電器。
4. 前記ＤＣ−ＤＣ変換器回路（３０）の前記第１のスイッチ（３４）、および前記第２のスイッチ（３８）は、金属酸化物半導体トランジスタであり、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチ（３４、３８）の一方は、ＮＭＯＳトランジスタであり、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチ（３４、３８）の他方は、ＰＭＯＳトランジスタである、請求項３に記載の熱電発電器。
5. 前記始動回路（２０）は、変圧器（Ｔ１）、第３のスイッチ（２４）、および整流器（２２）を備え、前記第３のスイッチ（２４）は、金属酸化物半導体空乏トランジスタ（Ｑ３）であり、前記変圧器（Ｔ１）の２次側は、前記整流器（２２）、および前記空乏トランジスタ（Ｑ３）のゲートに接続される、請求項１から請求項４のいずれかに記載の熱電発電器。
6. 前記変圧器（Ｔ１）の１次側（２５）は、前記第３のスイッチ（２４）のドレイン、および前記電圧源（４０）に接続される、請求項５に記載の熱電発電器。
7. 前記第３のスイッチ（２４）は、１よりも低い利得（Ｑ３ｇ）を備え、前記変圧器（Ｔ１）は、１よりも大きな変圧器利得（Ｔｇ）を有し、前記変圧器利得（Ｔｇ）と前記空乏トランジスタ（Ｑ３）の前記利得（Ｑ３ｇ）の積は、１よりも大きい、請求項５または請求項６に記載の熱電発電器。
8. 前記第３のスイッチ（２４）と直列の第４のスイッチ（２８）をさらに備え、前記第４のスイッチ（２８）は、前記コントローラ（６０）により制御される、請求項５から請求項７のいずれかに記載の熱電発電器。
9. 前記第４のスイッチ（２８）は、０Ｖのゲート−ソース間電圧で１００ｍオーム未満のチャネル抵抗値を有する金属酸化物半導体トランジスタ（Ｑ４）である、請求項８に記載の熱電発電器。
10. 前記コントローラ（６０）は、前記第４のスイッチ（２８）を動作させるように構成される負電圧を貯蔵するための少なくとも２つのコンデンサを備えるコンデンサ配列（６４）を備える、請求項８または請求項９に記載の熱電発電器。
11. 前記コントローラ（６０）は、パルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＰＷＭ）調整器（６２）を備える、請求項１から請求項１０のいずれかに記載の熱電発電器。
12. 前記出力（５０）に接続され、前記コントローラ（６０）のための電気エネルギー供給源を提供する出力コンデンサ（Ｃ３）をさらに備える、請求項１から請求項１１のいずれかに記載の熱電発電器。
13. 請求項１から請求項１２のいずれかに記載の熱電発電器（１０）を備える移動体電子機器または携帯型電子機器（１）。

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