CN109274258A - 具有起动电路的热电发电机 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种热电发电机，其包括：电压源，其包括热电元件；起动电路，其连接到电压源；DC‑DC转换器电路，其连接到电压源；输出端，其连接到起动电路并且连接到DC‑DC转换器电路，和控制器，其具有连接到电压源的输入端以及连接到起动电路和DC‑DC转换器电路的输出端，其中，控制器配置成：在输出端处的电压或由电压源提供的电压上升到预定的上限电压阈值之上时停用起动电路并启用DC‑DC转换器电路，以及在输出端处的电压或由电压源提供的电压下降到预定的下限电压阈值之下时重新启用起动电路并停用DC‑DC转换器电路。

Description

具有起动电路的热电发电机
技术领域
本发明涉及一种热电发电机以及一种包括这种热电发电机的移动电子设备。此外，本发明涉及一种电压转换器，其将超低输入电压转换为在大范围的输出功率上可使用的输出电压。
背景技术
也称为塞贝克发电机的热电发电机(TEG)是一种通过称为塞贝克效应的现象将热通量直接转换成电能的设备。热电发电机通常包括由多对P型元件和N型元件组成的热电元件。这些元件被并列放置在两个板之间，并与交替的P型和N型元件串联电连接。板之间的温差产生引起P型元件中的空穴的流动和N型元件中的电子的流动的热流并因此产生板之间的电势差。
然而，热电元件一般提供相当低的电气输出电压，特别是在板所暴露的温差相当小——通常在1至10℃的范围内——的情况下。板之间的电势差是P型和N型元件两端的所有电势差——通常各板之间每℃温差和每个元件电势差为50至200微伏——之和。为了增大该电压，热电发电机一般包括放置在热电元件的输出端处的DC-DC电压转换器。然而，可在市场上获得的DC-DC电压转换器无法利用通常为数毫伏的超低电压输入高效率地工作。
因此，本发明的一个目的是提供一种包括热电元件和升压DC-DC转换系统的热电发电机，其中DC-DC转换系统能够将可在热电元件的输出端处获得的低至1毫伏的超低电压有效地转换为通常为1-5伏的电压。
发明内容
在一方面，提供了一种热电发电机，其包括：电压源，该电压源包括热电元件；连接到电压源的起动电路；升压DC-DC转换器电路，其连接到电压源；和输出端，其连接到起动电路并且连接到DC-DC转换器电路。此外，该热电发电机包括控制器，该控制器包括连接到起动电路和DC-DC转换器电路的输出端，以及连接到电压源的输入端。控制器配置成在输出端处的电压或电流或由电压源提供的电压或代表可从电压源获得的输出功率的任何信号上升到称为上限阈值电平的第一预定阈值电平之上时停用起动电路并启用DC-DC转换器电路。
控制器进一步配置成在输出端处的电压或由电压源提供的电压或代表可从电压源获得的输出功率的任何信号下降到称为下限阈值水平的第二预定阈值电平之下时重新启用起动电路并停用DC-DC转换器电路。
控制器特别是配置成每当起动电路已被操作或蓄电设备已被充分充电以维持控制器的功能时就同时启用和停用起动电路和DC-DC转换器回路中的仅一者。具体而言，控制器配置成每次只操作起动电路和DC-DC转换器电路中的一者。如果起动电路在上限阈值电平之下操作，则控制器保持DC-DC转换器电路被停用。如果DC-DC转换器电路在上限阈值电平之上操作，则控制器保持起动电路被停用。这样，该热电发电机构造成以两种不同工作模式操作。
只要由电压源提供的电压或在热电发电机的输出端处提供的电压或代表可从电压源获得的输出功率的任何信号下落或下降至下限阈值之下，起动电路就被重新启用并且DC-DC转换器停止工作。起动电路继续工作，直至输入电压变得过弱而不能维持系统输出电压。起动电路特别是构造成在可以低至1.0mV的超低输入电压下工作。下限阈值电压处于5mV至约250mV的范围内，取决于应用和配置。
这种低工作输入电压水平允许使用具有有限数量的PN型元件的简单热电元件，从而实现制造成本的大幅降低。这种具有超低起动电压水平的升压DC-DC转换器因此允许构建温差低至1℃至5℃的自供电应用和PN元件不超过5对的热电元件。
上限阈值电压可以稍微或显著大于下限阈值电压，取决于应用和配置。它可以处于5mV至500mV的范围内，并且它可以比下限阈值电压大2至100倍。超低输入电压工作模式与低输入电压工作模式之间的切换可通过输出电压的大小和因此水平、和/或输出电流的水平、和/或由电压源提供的电压、因此输入电压、和/或代表可从电压源获得的输出功率的任何信号来触发。
每当产生足够的输入电压时，起动电路就开始工作。当输入电压升高到上限阈值电压水平之上时，DC-DC转换器电路开始工作，而起动电路被停用。当输入电压下降到下限阈值电压水平之下时，起动电路被重新启用，而DC-DC转换器电路被停用。
下限和上限阈值电压水平或代表可从电压源获得的输出功率的信号的任何下限和上限电平引起电路的迟滞行为，从而防止临界功率输入水平处的系统振荡。
借助于控制器并且借助于将热电发电机和因此电压转换器从超低电压工作模式动态地切换为低电压工作模式以及反之，可以为每个可获得的输入电压范围提供更有效和更有利的电压转换。
例如，在超低输入电压状态下，起动电路提供提高的转换效率，或者至少提供DC-DC转换器电路根本不能产生的可用输出电压。由于电压源的电压发生动态变化并且取决于施加至热电元件的温差，所以通过起动电路进行的电压转换的效率可以随着由电压源提供的电压的大小增大而下降。然后并且在电压源的电压或输出端处的电压上升到预定的上限阈值水平之上时，DC-DC转换器电路可以更有效地转换输入电压。然后并且借助于控制器，起动电路由于启用DC-DC转换器电路而被停用。
通常，起动电路自然地在很低的输入电压水平下起动并且对用作临时蓄能装置的输出电容器充电。此外，连接到电压源的DC-DC转换器电路具有随着输入电压水平上升而提高的转换效率。
根据另一实施方案，DC-DC转换器电路包括升压转换器，该升压转换器具有至少一个电感器和由控制器控制的至少一个第一开关。借助于升压转换器，可以使输入电压或由电压源提供的电压升压。作为对所述至少一个电感器的替代，升压转换器还可以包括电容器或电容器与电感器的组合。
借助于第一开关，DC-DC转换器电路且特别是其升压转换器可以由控制器选择性地启用或停用。
在另一实施方案中，DC-DC转换器电路包括由控制器控制的第二开关。第二开关的一端连接到热电发电机的输出端，并且第二开关的另一端连接到电感器。这样并且当DC-DC转换器的第二开关接通时，DC-DC转换器或升压转换器的二极管被有效地短接/接通(shortcut)，以便避免二极管两端的电压下降。
根据又一实施方案，DC-DC转换器电路的第一开关和第二开关是金属氧化物半导体晶体管。第一开关和第二开关中的一者是N型MOS晶体管，其中第一开关和第二开关中的另一者是P型MOS晶体管。
升压转换器的第一开关提供并允许来自输入电压的受控电感器电流锯齿状波形，具有占空比调制以优化DC-DC电压转换。第二开关允许最小化升压转换器或DC-DC转换器的二极管两端的电压下降。电感器电流在第一开关导通时由输入电压形成，并且在第一开关转入切断状态时经由一隔离二极管流向输出端。
根据又一实施方案，控制器包括脉宽调制(PWM)调节器。PWM调节器实现了DC-DC转换器电路的第一开关和第二开关的同时启用和停用或同时切换。
在另一实施方案中，控制器还包括电容器装置，该电容器装置包括至少两个电容器以储存配置为操作第二开关的负电压。该电容器装置构造成蓄积由起动电路提供的电荷。当热电发电机在低电压工作模式下工作时以及当仅起动电路被启用而DC-DC转换器电路被停用时，控制器内部的电容器在起动电路振荡的同时周期性地充电。随着起动电路的每次振荡，供给到电容器或控制器的电压和电荷逐步升高。只要由电压源提供的电压或在热电发电机的输出端处提供的电压或代表可从电压源获得的输出功率的任何信号上升到预定的上限阈值电压之上，PWM调节器就启用转换器电路的第一开关并同时经由与起动电路的第一开关串联的第二开关切断起动电路。
借助于放置在电路的共同输出端处的电容器，控制器和因此PWM调节器可以仅通过由起动电路在其起动阶段期间提供的电能来驱动。
根据另一示例，起动电路包括变压器、至少一个第三开关和整流器。借助于变压器、至少一个第三开关和整流器，可以提供自激振荡起动电路，只要在起动电路的输入端或电压源的输出端处存在相当低(甚至低于1mV)的电压，所述自激振荡起动电路就能工作以起动和开始振荡。
在又一示例中，第三开关是金属氧化物半导体(MOS)耗尽型晶体管。这种耗尽型晶体管具有负阈值电压，从而使得在栅极-源极两端的零控制电压下其漏极和源极之间基本上导通。实际上，可以在零控制电压左右有效地调制耗尽型晶体管的电导率。此外，借助于使用MOS技术实现的耗尽型晶体管，可以避免PN结或高电子迁移率场效应晶体管的使用。
PN结场效应晶体管已经被用于构建在低至10mV的输入电压下工作的自激振荡转换器，但是它们的不良操作通常将电路效率限制在10％或更低。高电子迁移率场效应晶体管性能优于PN结场效应晶体管，但其制造复杂度和成本高于MOS晶体管，电气性能较差。通常，MOS耗尽型晶体管在栅极和源极两端的零电压下呈现出跨漏极和源极的非零沟道电导率。这种耗尽型晶体管可以通过增加了标准MOS制造工艺的适当离子注入工序来实现和提供。这些晶体管已被证实为比市售的高电子迁移率晶体管更有效。
根据又一实施方案，变压器的二次侧连接到全波整流器，并且连接到用作第三开关的耗尽型晶体管的栅极。通常，耗尽型晶体管和整流器并联连接。它们两者都连接到变压器的二次侧的同一个节点。在一些情况下，耗尽型晶体管的栅极通过小值耦合电容器(通常为10到1’000pF)连接到变压器的二次侧，以便减少反馈量或限制栅极与源极之间的电压偏移量。在这些情况下，必须在栅极与源极之间放置另外的高阻值电阻器(通常为1到100MOhms)，以限定平均DC电势。
通常，整流器连接到输出存储电容器和输出端子，并且即使在仅几毫伏范围内的相当低的输入电压下也提供通常为1到5伏的转换DC电压。
根据又一实施方案，变压器的一次侧连接到MOS耗尽型晶体管的漏极。一次侧进一步连接到输入存储电容器，从而允许电流峰在切换阶段期间被传送并传送到输入电压源。这里，耗尽型晶体管的漏极经由变压器的一次侧连接到电压源。换而言之，变压器的一次侧与耗尽型晶体管的漏极和电压源串联连接。
根据又一实施方案，与其它电路元件组合的耗尽型晶体管表现出大大低于1/单位增益的电压增益，主要是因为其工作在其电传输特性的所谓线性范围内。该变压器被设计为通过大的二次与一次匝数比来提供大的电压增益。此外，变压器增益与耗尽型晶体管的增益的乘积与在电路输入端的输入处提供的电压成比例。根据变压器设计，该乘积在1mV或更小的相对小的输入电压水平下可以变成大于1。换而言之，并且由于耗尽型晶体管的增益大幅低于1，所以耗尽型晶体管以线性状态使用，类似于压控电阻器。
为了使起动电路可以振荡，增加了增益大大高于1的变压器，并且通过以零相移将晶体管栅极连接到变压器输出端来形成正反馈回路。换而言之，耗尽型晶体管的相当低的增益被变压器增益抵消/补偿。当变压器增益与耗尽型晶体管的增益的乘积大于1时，满足自激振荡条件。只要输入电压或由电压源提供的电压不超过起动电压水平，并且只要尚未满足振荡条件，在变压器的二次侧就不存在振荡并且不生成信号。
在另一实施方案中，该热电发电机包括与第三开关串联布置的第四开关。第四开关由控制器驱动。借助于与第三开关串联的第四开关，单纯通过在导通状态与非导通状态之间切换第四开关，就可以选择性地启用或停用起动电路。
根据另一实施方案，第四开关是高电导率耗尽型MOS晶体管，其在0V的栅极到源极电压下具有低于100毫欧姆的沟道电阻值。通常，第四开关和因此第二金属氧化物半导体晶体管被放置在第一晶体管的源极、因此耗尽型晶体管的源极与大地之间。这样，一旦起动电路的功能被履行，起动电路便可以停止工作。第二金属氧化物半导体晶体管的相当低的沟道电阻是有益的，目的是为了在自激振荡的起动电路的振荡开始时仅引入最小的电压降，以便维持起动回路的转换效率。
在另一实施方案中，该热电发电机进一步包括连接到输出端的输出电容器。该输出电容器为控制器提供电能供应缓冲。此外，与可连接到该热电发电机的输出端的负载并联连接的输出电容器能够在维持输出电压的同时传送由负载消耗的短电流峰。
在另一方面，提供了一种移动电子设备，其包括至少一个如上所述的热电发电机。该移动电子设备可包括医学或数据记录设备，以由人携带或附接到产生热量的静态或移动物体上。或者，该移动电子设备可包括也由人携带的腕表或智能手机。该移动电子设备构造成与用户或人的皮肤或产生热量的物体的任何表面直接接触。这样，该移动电子设备的热电发电机可以与蓄热器或热能源永久热接触。
在另一方面，提供了一种传感器和/或数据记录设备。该传感器和/或数据记录设嵌入在分布式传感设备网络中。这里，传感器和/或数据记录设备包括如上所述的热电发电机。通过这种方式，电能可以被供应给传感器或作为环境内的分布式待定设备网络的一部分的其它设备，在该环境中可以收获一些热流。
附图说明
以下将参考附图更详细地描述本发明的一个实施例，在附图中：
-图1示意性地示出了热电发电机的一个实施例，
-图2示出了热电发电机的各种开关的特性曲线。
具体实施方式
在图1中，提供了热电发电机10的一个实施例的示意图。热电发电机10包括电压源40(VS)和连接到电压源40的起动电路20。热电发电机10进一步包括DC-DC转换器电路30，其也连接到电压源40。进一步设置了连接到负载54或可连接到负载54(其中负载电阻为RL)的输出端50。输出端50连接到DC-DC转换器30以及起动电路20。换而言之，设置了输出节点56，其连接到起动电路20以及DC-DC转换器电路30两者。
热电发电机10进一步包括控制器60，该控制器连接到起动电路20并且连接到DC-DC转换器电路30。控制器60经由连接点S1连接到起动电路20。控制器60经连接点S2进一步连接到电压源40。控制器60经由连接点S5连接到输出节点56。
控制器60配置成在输出端50处的电压u6高于预定的阈值电压时或在由电压源40提供的电压u1高压预定的阈值电压时停用起动电路20并启用DC-DC转换器电路30。控制器60配置成同时启用和停用起动电路20和DC-DC转换器电路40。控制器60配置成每次启用起动电路20和DC-DC转换器电路30中的一者并停用起动电路20和DC-DC转换器电路30中的另一者。
假设输出端50处的电压或由电源40提供的电压高于预定的上限阈值电压，则启用DC-DC转换器电路30同时停用起动电路20。如果输出端50处的电压或由电压源40提供的电压下降到预定阈值之下，则控制器进一步配置成停用DC-DC转换器电路30并再次启用起动电路20。
控制器60特别是配置成根据输出电压u6和输入电压u1中的至少一者的大小来启用起动电路20和DC-DC转换器电路30中的一者。
起动电路20包括特别是构造成用于对在数毫伏的范围内的输入电压u1进行电压转换的自激振荡电压转换器。起动电路20可构造成在较低的阈值电压、即低于1mV的起动电压下工作。起动电路20可在这种低输入电压下开始振荡并且可构造成在很短的时间内产生超过1V的可用电压，以给用作并充当主转换器的DC-DC转换器电路30供电。起动电路20因此可用作并充当专用于很低的功率和很低的电压输入的辅助电压转换器。
起动电路20包括变压器T1和至少一个第三开关24以及整流器22。变压器T1以一次侧25连接到电压源40。一次侧25的一端连接到电压源40，而一次侧25的另一端连接到第三开关24。即使在振荡开始之前，电流i1也会随着输入电压u1的存在而流过一次侧25，因为在零控制电压下第三开关24在一定程度上导通。整流器22与变压器T1的二次侧26并联连接。它们均连接到第三开关24。第三开关24包括金属氧化物半导体耗尽型晶体管Q3。耗尽型晶体管Q3具有负阈值。在零控制电压下它有效地导通，如根据图2的图表中所示。
耗尽型晶体管Q3可以在约0V的电压左右被有效地调制。在图示的实施例中，耗尽型晶体管Q3的漏极(D)连接到变压器T1的一次侧25。耗尽型晶体管Q3的源极(S)连接到被实施为第四开关28的又一NMOS晶体管Q4的漏极。第四开关28和因此NMOS晶体管Q4由控制器60控制。其漏极连接到耗尽型晶体管Q3的源极。晶体管Q4的源极接地。晶体管Q4的栅极(G)经由连接点S1连接到控制器60。
电压源40可包括热电元件42。电阻器RS和电容器C1代表电压源40的内部电阻和内部电容。例如，热电元件42可包括6×6×1.6mm3的相当有限的尺寸。它可包括约2Ohms的内部电阻。它可具有约6mV/℃的塞贝克系数。
在当前示出的实施例中，6mV的输入电压足够在少于1秒内产生1.5V的输出电压，输出电流为1μA。这样，可以以超过40％的转换效率获得1.5μW的功率。可以通过热电元件42的各个面之间仅1℃的温差来提供6mV的输入电压u1。
当施加至热电元件的温差增加时，输入电压u1也升高，并且起动电路20的性能可主要由于阻抗不匹配而大幅降低。在这种状态下以及当输入电压u1超过约50mV、100mV或甚至更大的阈值时，根据变压比和系统输出电压，充当主转换器的DC-DC转换器电路30变得更高效。这是因为它根据对电感器L1(其用作匹配在源极与负载之间的主动阻抗)充电的脉宽调制原理而优化了能量传递。
起动电路20的开关或NMOS晶体管Q3、Q4被用作在接通状态下具有高电导率(gds)的可变电阻器。它们的电导率——即电流与电压比——在图2中被图示为栅-源电压(Vgs)的函数，其中漏-源电压(Vds)<20mV。由于耗尽型晶体管Q3被用于线性状态下，所以其电压增益低于1并且几乎线性地取决于u2，u2自身在振荡开始之前几乎等于u1。为了使起动电路20可以振荡，变压器T1包括增益r＝Ns/Np，其中r大于1，使得两个增益的乘积可等于或超过1。换而言之，Q3的低增益通过变压器增益来补偿。如果在称为起动电压的u2或u1的特定值下变压器的增益r乘以Q3的增益大于1，则满足振荡条件。这里，Ns代表变压器T1的二次侧的绕组数，而Np代表一次侧的绕组数。
只要由电压源40提供的输入电压u1较弱，起动电路20就不会振荡。如果输入电压u1超过一定水平，其可能低至0.5mV，则起动电路20开始振荡。在起动电路20工作期间，耗尽型晶体管Q3以取决于输入电压u1的频率和占空比周期性地开闭。耗尽型晶体管Q3就像开关一样运转和起作用。当被用作耗尽型晶体管Q3的栅极上的反馈信号的变压器输出电压u4大于零时，Q3导通并且变压器T1的一次电流i1增加。由于该电流i1不会无限地增加，在取决于添加至Q3的电阻的T1的一次绕组的DC电阻的某一点，该电流停止增加。
因此，电压u4下降。当电压Q4变成负的时，晶体管Q3相当迅速地切断。电容器C2在u4的负相位期间通过电流i3充电，从而将在Q3接通时蓄积的变压器储存能量放电。电压u4因此返回到零并最终回到正值，从而引起Q3的迅速接通。这样，整个变压器T1和起动电路20以取决于电路和输入/输出电压参数的给定频率振荡。该振荡频率仅在任何电功率传递到输出端之前在振荡开始时预先确定。
Q3的栅极可以通过小值电容器(通常在Q3的栅-源极电容的值的0.2至2倍的范围内)间接耦合，以根据电路和输出电压参数来优化Q3的控制。该电容器和Q3的栅极-源极电容形成用作电压水平匹配的电容分压器，从而根据电路和输出电压参数来提高效率。电容耦合通常适用于高于1.5V的输出电压值。当需要高系统输出电压(例如5V)时，可能必须保护Q3。当使用这种电容耦合时，必须在栅极和源极之间放置另外的电阻器以固定栅极的DC电势。
电容器C2以及二极管D2和D3形成全波整流器22，通过该全波整流器22将经整流的输出电压u6和输出电流i5提供给输出端50。变压器T1的二次侧26的振荡电流i3交替地用于在u4的负相位期间经由D3对C2充电，并且在u4的正相位期间经由D2对C3充电，从而引起全波整流过程。由于控制器60经由连接点S5连接到输出端50，所以控制器60能够确定并测量瞬时输出电压，以便确定热电发生器是否应该从起动电路20活动的超低电压工作模式切换到DC-DC转换器电路30活动的低电压工作模式，并主动控制其占空比以优化其效率。
起动电路20开始振荡的频率f0由变压器阻抗决定。其计算为其中Ls和Cs代表变压器T1的二次侧26处的总电感和总电容。该频率仅随着u1增大而减小，因为i1的振幅的相关增大意味着变压器T1的更长充电时间和放电时间。
在起动电路20中，NMOS耗尽型晶体管Q3与具有增益r的变压器T1环回，以便获得高于1的增益，从而使起动电路20能够振荡并产生通过足够高的变压比起动DC-DC转换器电路30所需的电压。
第四开关28和因此NMOS耗尽型晶体管Q4被放置在耗尽型晶体管Q3的源极与大地之间。这样，一旦输入功率和输出电压足以操作DC-DC转换器30，就可以停止起动电路20的操作。晶体管Q4在0V的栅-源电压下具有通常低于100mOhm的沟道电阻。因此，在起动电路20的操作开始时，晶体管Q4仅引入最小的电压降u3，其不会干扰起动电路20的工作。当由电压源40产生的电压升高并且在变压器T1的二次侧26实现约50mV或100mV或甚至数百毫伏的振幅(作为u4测量)时，肖特基二极管D2和D3开始导通并对输出端50的C2和C3充电，并且因此产生可用的输出电压u6。
随着可用功率被传送到输出端50，变压器T1的输出端处的电压开始饱和并呈现几乎为矩形的波形。变压器T1的总磁化电流，即-Np×i1+Ns×i2，通常是锯齿状的波形。NMOS晶体管Q4的栅极经由控制器60连接到输出端50，使得其沟道电阻在起动电路20起动之后可以降低到甚至低于20毫欧姆的相当低的值。
DC-DC转换器电路30包括升压转换器32。它构造成将输入电压u1升压为远大于输入电压u1的输出电压u6。DC-DC转换器电路30包括电感器L1、二极管D1以及至少一个第一开关34。在本实施例中，DC-DC转换器电路30包括第一开关34和第二开关38。这里，第二开关38仅为可选的。它改善了DC-DC转换器电路30的操作和性能。DC-DC转换器电路也可以在没有第二开关38的情况下操作。
控制器60分别连接到第一开关34和第二开关38中的每一者。在本实施例中，第一开关34被实施为NMOS晶体管Q1，而第二开关38被实施为PMOS晶体管Q2。NMOS晶体管Q1的漏极连接到PMOS晶体管Q2的漏极。NMOS晶体管Q1的源极接地，而PMOS晶体管Q2的源极连接到输出节点56。晶体管Q1的栅极经由连接点S3连接到控制器60。晶体管Q2的栅极经由连接点S4连接到控制器60。
由于控制器60分别连接到晶体管Q1和Q2的栅极，所以控制器60能够分别并独立地切换晶体管Q1和Q2。控制器60包括PWM调制器62。控制器60或PWM调制器62包括至少一个电容器装置64，其包括至少两个电容器。只要热电发电机10处于低电压工作模式并且起动电路20正在工作，控制器60内部的电容器装置64就连续充电。随着电压u4的每次振荡，电容器装置64逐步充电，即电压u6逐步升高。
当提供例如处于至少50mV或至少100mV的范围内的高于预定的上限阈值电压的足够和可用的电压u6时，PWM调制器62激活NMOS晶体管Q1。调节器62和因此控制器60然后通过向晶体管Q4的栅极施加低于0.7V的负栅极电压来经由NMOS晶体管Q4关闭起动电路20。结果，起动电路20被停用。
控制器60或PWM调制器62包括电容器装置64，该电容器装置包括至少两个电容器以生成并存储用于停用第四开关28或Q4的负电压。该负电压可以由包含在控制器60或PWM调制器62中的超低功率电荷泵产生。
应注意，PWM调节器62以及控制器60不包括内部电源。它通过起动电路20接收蓄积的能量，以产生用于分别切换开关34,38、从而切换晶体管Q1和Q2的第一脉冲。然后，输出电容器52即C3被充电，并且PWM调节器62构造成使用C3的电能来切换Q1和Q2。
在DC-DC转换器30的第一相中，第一开关34闭合。因此，电压u7接近0V。在该第一时间阶段期间，电感器L1被充电，并且电感器L1中的电流(几乎等于i4)增大。当电感器L1饱和时或者当它在第一时间阶段期间被足够充电时，第一开关34和因此NMOS晶体管Q1断开。这导致u7节点处的急剧电压升高，并且电感器电流开始通过二极管D1放电，以对C3充电。在本例中，时间间隔ton/toff的比率通常处于50-500的范围内，以便将系统输出电压u6例如维持在约2.5V。
可选地，在第三时间阶段期间，使用第二开关38。当第二开关38和因此PMOS晶体管Q2闭合时，电流i4作为电流i6流过第二开关38。这样，二极管D1是避免二极管D1两端的电压降和不必要的功率损耗的短接装置(shortcut)。第二开关Q2的导通状态电阻不必非常小，因为输出电流i6相当小，并且会在Q2两端产生相当小的电压降。这样，电流流过Q2而不是Q1。
作为示例并且当由电压源40提供的输入电压u1升高到可能由20℃的温差导致的120mV时，源电阻RS可保持约2Ohms。输出电压u6可以被调节在2.5V左右，最大输出功率可达1.4mW。单独使用起动电路20不能有效地产生这种输出功率。
在DC-DC转换器电路30中，我们观察到Q1的导通状态占空比接近100％。这意味着NMOS晶体管Q1在大部分时间在5至50kHz的频率下以输入电压u1对电感器L1充电，直到达到数十mA的电流值，取决于输入电压u1和L1的电感值。NMOS晶体管Q1在该周期的一小部周期分——例如，约为该周期的2.5％——内周期性地切断，以便经由可被实施为肖特基二极管的二极管D1对输出电容C3充电。PMOS晶体管Q2在该周期部分期间以预定的停滞时间、例如20ns周期性地切换。PMOS晶体管Q2能够通过将肖特基二极管D1两端的300mV至400mV的电压降有效地降低至小于100mV来提高转换效率。通过使用适当的C3电容值，可以将输出电压u6的纹波降低至约30mV甚至更低。
在实践应用中，电压转换器和因此热电发生器10能够产生比最终用户在大多数时间所能够使用的功率更多的功率。此外，最终用户可以在短时间内周期性地获取由存储在C3中的能量供应的功率峰值，所述功率峰值比热电发生器可以提供的功率峰值相对更高。
对于这两种情况，热电发电机10都设置有用于暂时蓄积电能的装置。热电发电机10可包括输出电容器或超级电容器或蓄电池。在这种情况下，控制器60和PWM调节器62将构造成根据这种蓄积装置上的电压来优化能量传递。
热电发电机10可以在便携式电子设备1中实施。便携式电子设备1可以包括医疗设备如注射装置、腕表或其可包括智能手机。通常，热电元件42与人的皮肤或与任何产生热量的物体直接接触。因此，人或物体可以被用作蓄热器，可以从该蓄热器提取用于驱动热电发电机10并因此驱动便携式电子设备1的电能。
附图标记
1 便携式电子设备
10 热电发电机
20 起动电路
22 整流器
24 第三开关
25 一次侧
26 二次侧
28 第四开关
30 DC-DC转换器电路
32 升压转换器
34 第一开关
38 第二开关
40 电压源
42 热电元件
50 输出端
52 输出电容器
54 负载
56 输出节点
60 控制器
62 调节器
64 电容器装置

Claims (13)

1.一种热电发电机，包括：
-电压源(40)，所述电压源包括热电元件(42)，
-起动电路(20)，所述起动电路连接到所述电压源(40)，
-DC-DC转换器电路(30)，所述DC-DC转换器电路连接到所述电压源(40)，
-输出端(50)，所述输出端连接到所述起动电路(20)并且连接到所述DC-DC转换器电路(30)，以及
-控制器(60)，所述控制器具有连接到所述电压源(40)的输入端以及连接到所述起动电路(20)和所述DC-DC转换器电路(30)的输出端，
其中，所述控制器(60)配置成：
-在所述输出端(50)处的电压(u6)或由所述电压源(40)提供的电压上升到预定的上限电压阈值之上时停用所述起动电路(20)并启用所述DC-DC转换器电路(30)，以及
-在所述输出端(50)处的电压(u6)或由所述电压源(40)提供的电压下降到预定的下限电压阈值之下时重新启用所述起动电路(20)并停用所述DC-DC转换器电路(30)。
2.根据权利要求1所述的热电发电机，其中，所述DC-DC转换器电路(30)包括升压转换器(32)，所述升压转换器(32)具有至少一个电感器(L1)和由所述控制器(60)控制的至少一个第一开关(34)。
3.根据权利要求2所述的热电发电机，其中，所述DC-DC转换器电路(30)包括由所述控制器(60)控制的第二开关(38)，其中所述第二开关(38)的一端连接到所述输出端(u6)并且所述第二开关(38)的另一端连接到所述电感器(L1)。
4.根据权利要求3所述的热电发电机，其中，所述DC-DC转换器电路(30)的第一开关(34)和第二开关(38)是金属氧化物半导体晶体管，其中所述第一开关(34)和所述第二开关(38)中的一者是NMOS晶体管，所述第一开关(34)和所述第二开关(38)中的另一者是PMOS晶体管。
5.根据权利要求1所述的热电发电机，其中，所述起动电路(20)包括变压器(T1)、第三开关(24)和整流器(22)，所述第三开关(24)是金属氧化物半导体耗尽型晶体管(Q3)，并且所述变压器(T1)的二次侧连接到所述整流器(22)和所述耗尽型晶体管(Q3)的栅极。
6.根据权利要求5所述的热电发电机，其中，所述变压器(T1)的一次侧(25)连接到所述第三开关(24)的漏极和所述电压源(40)。
7.根据权利要求5或6所述的热电发电机，其中，所述第三开关(24)包括低于1的增益(Q3g)，并且其中所述变压器(T)具有大于1的增益(Tg)，所述变压器的增益(Tg)和所述耗尽型晶体管(Q3)的增益(Q3g)的乘积大于1。
8.根据权利要求5所述的热电发电机，进一步包括与所述第三开关(24)串联的第四开关(28)，并且其中所述第四开关(28)由所述控制器(60)控制。
9.根据权利要求8所述的热电发电机，其中，所述第四开关(28)是在0V的栅-源电压下具有低于100毫欧姆的沟道电阻值的金属氧化物半导体晶体管(Q4)。
10.根据权利要求8或9所述的热电发电机，其中，所述控制器(60)包括电容器装置(64)，该电容器装置包括至少两个电容器，以存储配置为操作所述第四开关(28)的负电压。
11.根据权利要求1所述的热电发电机，其中，所述控制器(60)包括脉宽调制(PWM)调节器(62)。
12.根据权利要求1所述的热电发电机，进一步包括连接到所述输出端(50)并为所述控制器(60)提供电能供应的输出电容器(C3)。
13.一种移动或便携式电子设备(1)，包括根据前述权利要求中任一项所述的热电发电机(10)。
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