CN104838571A - 反激式转换器电路 - Google Patents

反激式转换器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN104838571A
CN104838571A CN201380057493.6A CN201380057493A CN104838571A CN 104838571 A CN104838571 A CN 104838571A CN 201380057493 A CN201380057493 A CN 201380057493A CN 104838571 A CN104838571 A CN 104838571A
Authority
CN
China
Prior art keywords
flyback converter
winding
transformer
voltage
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201380057493.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104838571B (zh
Inventor
哈拉尔德·迪尔勒斯博格
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of CN104838571A publication Critical patent/CN104838571A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104838571B publication Critical patent/CN104838571B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Abstract

本发明涉及一种反激式转换器电路，其包括可构成该反激式转换器的：变压器(103)、充电电容器(107)、二极管(106)、半导体开关(120)和控制器(116)，其中控制器设计为在反激式转换器启动之后来控制半导体开关。变压器具有初级绕组和次级绕组，每个绕组均具有绕组起点和绕组终点。此外，设有启动晶体管(104)，其通过其栅极端子耦接于变压器次级绕组的绕组起点，并通过其漏极端子连接于变压器初级绕组的绕组终点，其中振荡器至少由变压器和启动晶体管构成。而且，充电电容器为控制器供应能量。二极管(106)设置在变压器次级绕组的绕组起点与充电电容器之间，其中二极管的阳极连接于充电电容器。

Description

反激式转换器电路
技术领域
本发明涉及一种反激式转换器电路。常规的反激式转换器电路具有变压器、充电电容、二极管、半导体开关和控制器。变压器具有初级绕组和次级绕组，每一绕组都具有绕组起点和绕组终点。这两个绕组以相对的方式进行连接。变压器的芯部具有气隙。它也可描述为反激式变压器、双电感或耦合电感。控制器设计为在反激式转换器启动之后来控制半导体开关。
背景技术
反激式转换器也描述为降压-升压转换器。反激式转换器构成特定形式的DC/DC转换器。
现在，将参考图3来说明反激式转换器的简单基本结构。
图3的反激式转换器具有电压源301、变压器303、二极管306、充电电容器307和开关320。另外，另一电容器302设置为与电压源301并联，但是这对于反激式转换器的操作不是必需的，其中变压器303上的两个圈点表示缠绕方向。那些在描述中参考“绕组起点”和“绕组终点”的情形，纯粹是为了更易于理解而提供的。原则上，还可以互换变压器中的端子，条件是要保留变压器线圈以相反方向或相同方向互连。
下面，对反激式转换器的基本操作模式进行说明。原则上，在反激式转换器中有两种操作模式相互交替，即导通阶段和非导通阶段(或阻断阶段)相互交替。当前激活哪个操作模式由开关320来确定。如果开关320闭合，则反激式变换器处于导通阶段。如果开关320打开，则处于阻断阶段。
在导通阶段中，电流由于电压源301而流经变压器303的初级绕组。由于二极管306阻断电流流经变压器303的次级绕组，因此该次级绕组是无电流的。由此，变压器303的气隙内的磁动势得以增加。
如果开关320打开，则电流流经初级绕组或变压器303两端的初级侧。由于流经变压器303的初级侧的电流会极迅速停止的事实，致使流经变压器303的次级侧的电流增加。电流流经二极管306，由此对充电电容器307充电。随后，开关320再次闭合，并且开始进行由导通阶段和阻断阶段所构成的一个新循环。
通过循环或阶段性操作开关320，可调节电容器307的充电功率。例如，充电电容器307上的负载因此可具备一定的输出电压，或者能量存储器(具体说是蓄能器)可通过一定的电流来充电。在此处所示的反激式转换器的构造中，输入端和输出端分别进行电隔离。这样做确实是有利的，但不是绝对必要的，并且通过相应的附加互连可以允许不带电隔离的操作。在此处所示的反激式转换器的示例中，输入电压既可以大于也可以小于输出电压。这基本上取决于对开关320的控制，开关320优选构造为半导体开关。这里，请参考降压或升压操作模式。
反激式转换器可在不连续电流模式或连续式电流模式下工作。在连续式电流模式下，当半导体开关接通时电感仍然工作或承载电流。不像升压转换器那样，即使在具有可真实实现的占空比条件的极大输出电压-输入电压比率下，具有相应的绕组比率的反激式转换器还是可以工作在连续电流模式下。通过此处所示的反激式转换器，例如可以利用20mV的输入电压以及75％的占空比来得到高达6V的输出电压。在忽略所存在的损耗的情况下，这可根据下式来计算：
V out V im = τ conducting phase τ blocking phase × N
其中，认为占空比duty cycle由下式定义：
duty cycle = τ conducting phase τ blocking phase + τ blocking phase
这意味着，导通阶段与阻断阶段的比率为3:1。另外，假设使用1:100的变压器，其中次级侧的绕组为N个，而初级侧为一个绕组。
非连续电流模式也可称为间歇流动操作。在非连续电流模式下，电流起初流经电感，由此变压器303的初级绕组处于0A。在忽略损耗增加且处于恒定输入电压的情况下，到达最大电流Imax，其表达式如下：
I max = V in × τ conducting phase L ( prim )
其中，Vin是输入电压，而L(prim)是变压器初级绕组的电感。
由此，针对输入电阻，得到下式：
R in = L ( prim ) 2 × τ conducting phase × f
其中，转换频率f为
f < 1 &tau; conducting phase + &tau; blocking phase
因此，输入电阻与电压源无关。这对于具有与输出电压无关的恒定输出电阻、极为简单的阻抗匹配的热电发生器来说是有利的。
如前所述，并联连接于电压源301的电容器302不是绝对必要的。然而，由于电压源301具有大于零的输出电阻，因此此处使用了该电容器。由此，电压源301的输出电阻与电容器302一起形成了低通电路。这使得在导通阶段中输入电压不会下降得太多。
参照图3示出的反激式转换器版本构成一般性实施例，其中假设开关320由外部控制器来控制。还存在集成反激式转换器电路，其中既设置了半导体开关320又设置了控制器，因为这样使得整体方案更小型、更可取。在当前的反激式转换器电路中该控制器不需要其他能量源。
图4示出了反激式转换器的稍作修改的版本。在这个反激式变换器的实施例中，设置了附加的电容器427和另一二极管426。通过反激式转换器的这种结构，可通过格莱纳赫(Greinacher)电路来实现对输出电压的整流。
这里，在导通阶段中，电容器427通过二极管426充电至由次级绕组的感应电压减去二极管电压的电压。这里，图3所示的反激式变换器的优点是二极管406仅能承受加上二极管电压的Vout。
在阻断阶段中，充电电容器407通过二极管406和电容器427充电。这里，二极管426依次仅承受Vout与二极管电压的和的电压。二极管426例如可配置为肖特基二极管。
例如反激式转换器这样的针对小输入电压的功率管理电路，通常结合能量收集而使用。这意味着，用于操作部件的足够电压要通过仅具有极低电压和较低功率的能量源来产生。这样的能量源的示例是热电发电机，其也称为热偶发电器，例如Nextreme的eTEG HV56。在8K的温差下，这产生了200mV的无负载输出电压，并具有大约10Ω的输出电阻。其在10Ω负载下的最大功率为1mW。这意味着，在这种情况下，输出电压为100mV而输出电流为10mA。对这种能量源而言，除了电路的效率以外，阻抗匹配(MPPT-最大功率点跟踪)也是尤为重要的。
已经知道，具有阻抗匹配的升压转换器电路已能从300mV开始启动。一旦升压转换器电路启动，那么它们可在100mV的输入电压下工作。然而，在这些极低的输入电压下，却使用了非常高的占空比，由此出现了相当大比例的开关损耗。因此，这种电路的效率较低。这种已知电路的另一缺点是，控制器几乎不可能处于连续电流模式下。
已经知道一种针对更低输入电压的技术方案，其中以变压器、所连接的整流器以及电压限制器来实现振荡器。这种电路已在市面销售，例如Linear科技的LTC3108。这里，转换频率取决于部件，并且没有阻抗匹配也是可以的。另外，输入电压随着输入电压而线性增加，这导致较低的最大输入电流。
还已知那种使用变压器的感应电压来进行能量收集并通过电荷泵产生负电压来断开启动振荡器的电路。这种电路例如可从US7170762B2获知。该电路由于该系统的原因而具有低效率。同样，也不能进行连续电流模式。
发明内容
本发明的目的在于发明一种可以成本有效的方式来实现并且仅需低启动电压的反激式转换器电路。
根据本发明，该目的可通过具有权利要求1所述的特征的反激式转换器电路来实现。
其他的优选实施例展示在从属权利要求、说明书、附图及其相应描述中。
根据权利要求1，通用的反激式转换器电路已发展为设置有启动晶体管，该晶体管通过其栅极端子耦接到所述变压器的次级绕组的绕组起点上。该晶体管通过其漏极端子连接到变压器的初级绕组的绕组终点上。至少通过变压器和启动晶体管来形成振荡器，具体说是LC振荡电路。而且，将二极管设置在所述变压器次级绕组的绕组起点与充电电容器之间，由此将所述二极管的阳极连接到所述充电电容器上，并且通过所述充电电容器向控制器提供电流。特别指出，不需要将该二极管直接连接到变压器次级绕组的绕组起点上。还可以插入电容器，例如图4所示的反激式转换器的修改版本。
在本发明的范围内，变压器的初级绕组或初级侧可以理解为对其提供输入电压的绕组，而变压器的次级绕组或次级侧绕组则是产生输出电压的绕组。根据本发明思想的反激式转换器电路具体是设置有启动电路的反激式转换器。“耦接”在本发明的范围内可以理解为直接连接以及经由一个或多个部件的连接。
可以看出，本发明的核心思想在于提供能在低电压下开始振荡的振荡器。通过该振荡器，随后可产生更高的尤其是负的电压，从而启动所述反激式转换器，或开始对它的控制。随后，将所述振荡器关闭。通过所述电路的输出，可以向控制器提供能量。
形成本发明基础内容的另一核心思想并非是提供独立的振荡器，而是将反激式转换器中所使用的部件至少部分地用于振荡器件。
因此，相对于传统的升压转换器电路而言，根据本发明的反激式变换器电路的优势是尤其在较低输入电压的情况下可实现更小的占空比以及相应的更高效率。这意味着，通过所述电路还可以使用更低的输入电压。即使在极低的输入电压情况下，根据本发明的电路依然能实现连续电流模式。
根据本发明的反激式转换器电路的又一优点是，无论非连续电流模式还是连续电流模式均是可以的。因此，能够实现从极小电阻到极大电阻的阻抗匹配。还可以相对独立地选择转换频率。由此，还可以使用较小的变压器，从而相应地降低所述电路的总体成本。此外，所述输入电压可以大于所述输出电压。而且，在根据本发明的电路可以具有定义的最大线圈电流，这简化了所述电路的设计。
原则上，通过根据本发明的电路可以让变压器仅以初级侧与电压源的正电位连接，或者将次级侧的端子连接到输入电压的正电位上。基于此设计，优选的是，所述充电电容器将其第二侧布置于输入电压的负电位或正电位上。在本说明书的范围内，输入电压的正电位还描述为Vin+，输入电压的负电位为Vin-，并且输出电压的负电位为Vout-。输出电压的正电位位于所述充电电容器的第二侧，并且依赖于根据本发明的反激式变换器电路的确切结构而对应Vin+或者Vin-。
可设置第二半导体开关来将启动晶体管的源极端子与Vin+隔离。另一种可能是通过第二半导体开关(其布置在使其栅极设置为Vout-的不同位置上)将所述启动晶体管切换成高阻抗状态。此外，所述启动晶体管的栅极可经由用于调节工作点的电阻器而连接到输入电压的正电位上。这两个变型有助于在一旦反激式转换器可靠地将其控制器启动的情形下将振荡器关闭。然而，原则上，也可想到用于停止振荡器的其他可能方式。
为了确定在何时关闭振荡器以及何时可靠地开启反激式转换器的控制器，优选地设有比较器。这例如可使用基准电压来检测何时在充电电容器处能获得足够的电压，从而以可靠的方式来开启所述控制器。
就与电压源正电位的连接而言，所述变压器的初级绕组的绕组起点是特别适合的。
原则上，所述变压器可具有任何绕组比率。有利的是，该绕组比率为1:100。选择出较大者N，所述较大者是可通过低输入电压来产生的输出电压。然而，必须在所述电路(尤其是部件)的设计中考虑由此所产生的峰值电流和峰值电压。
耗尽型n-MOSFET或普通n-MOSFET或n-JFET可作为启动晶体管。同样，启动晶体管也可以使用耗尽型双栅极n-MOSFET，由此这还相应包含停止晶体管。
根据优选实施例，设置控制电容器和控制二极管，以供控制器来控制半导体开关。这里，所述控制电容器可以一侧与控制器连接并以另一侧与控制二极管的阴极连接。进一步提供的是，将所述控制二极管的阴极和所述控制电容器的第二侧连接到半导体开关的栅极上。由此可以为所述半导体开关提供限定电压，从而使得所述反激式转换器可有效地工作。
所述控制二极管的阳极可与Vin-相连。
附图说明
下面，参考示例性实施例和示意图对本发明作出更详细说明，在附图中：
图1示出了根据本发明的反激式转换器电路的第一实施例；
图2示出了根据本发明的反激式转换器电路的第二实施例；
图3示出了反激式转换器的示例；和
图4示出了反激式转换器的另一示例。
在附图中，相同或相似的部件以相同附图标记来标示，其中第一位数字不相同并且代表附图。为避免重复，具有相同功能的部件不必再次详细介绍。
具体实施方式
图1示出了根据本发明的反激式转换器电路的第一实施例。这里，反激式转换器包括变压器103、二极管106、充电电容器107和半导体开关120。反激式转换器由电压源101供应能量。并联于电压源101的还有另一电容器102，其具有与上文参照图3所述内容相同的效果。在本实施例中，用于启动的振荡器由变压器103和启动晶体管104构成。对应于下式来确定振荡器的频率(f)：
f = 1 2 &times; &pi; &times; L ( sec ) &times; C
其中，C为晶体管104的输入电容与变压器103的次级侧电容的总和，而L(sec)则是变压器103的次级侧电感。
晶体管104例如可形成为耗尽型n-MOSFET或n-JFET。耗尽型n-MOSFET的栅-源极截止电压和n-JFET的栅-源极截止电压分别位于0V以下，例如为-0.5V。与启动晶体管104相连的是另一耗尽型n-MOSFET 105，该耗尽型n-MOSFET 105具有例如-1.2伏的阈值电压，从而在反激变换器的控制器启动之后关闭振荡器。原则上可以互换两个晶体管104和105的位置。它们也可以配置为耗尽型双栅极n-MOSFET。
下面，简要描述根据本发明的电路的操作模式。电压源101的电压一增大，变压器103的初级绕组上的电流也会增加，与此同时，在变压器103的次级绕组中感应出电压，这增加了晶体管104的栅极电压。由此，晶体管104具有较低的欧姆值并且电流进一步增大。通过电阻性压降，使得初级绕组上的电压降低，这导致晶体管104栅极上的电压下降，晶体管104获得较高的欧姆值并且引起初级绕组上的电压进一步降低。这随后引起启动晶体管104上的负栅极电压，该启动晶体管104截止于阈值电压。由此，如已经针对反激式转换器所进行描述的那样，电流只能一步流进变压器103的次级侧中。这使得充电电容器107被充电至低电压。该充电过程经由二极管106发生，由此使充至电容器107中的能量无法再流走。现在，变压器103次级绕组的电流接近零，晶体管104上的栅极电压也变为0V，并且变压器103的初级绕组上的电流开始再次增大。周期性的电流脉冲将充电电容器107充电至不断增大的电压。
比较器111利用三个电阻器112,113,114和基准电压源110来对充电电容器107的电压进行监测。例如，在假设三个电阻器112,113和114分别具有相同的值并且基准电压源110提供1.2V的基准电压的情况下，比较器在1.8V处切换。
比较器111的切换导致反相器115初始为Vin-的输出切换到低于该电位1.8V。这使得晶体管105关断并且振荡器停止。
通过比较器111的切换，控制器116也变为激活。现在，由于充电电容器107上的电压足够高，因此可以由充电电容器107上的电压来供电。到现在为止，在控制器116之后具有的驱动器117是没有信号的，因此为低电平。这里，控制电容器118已经充电至1.8V减去控制二极管119的二极管电压。由于这种压降需要保持得尽可能低，因此二极管119例如可配置为肖特基二极管。一旦驱动器117切换到高电平，则半导体开关120的栅极就会通过该切换过程来充电。精确电压取决于电容器118的电容与半导体开关或晶体管120的输入电容的幅值比率。
因此，相对于半导体开关120的输入电容，电容器118应当更大。例如，可以设置1nF比40pF的比率。通过精确配置，必须确保所得到的栅极电压高于半导体开关120的阈值电压。半导体开关120例如可配置为阈值电压为0.8V的增强型n-MOSFET。
同样，还可以将晶体管120配置为增强型p-MOSFET，只要变压器103初级绕组的绕组终点处的晶体管120截止时的过电压低于该p-MOSFET的阈值电压。这对应于用输出电压与二极管电压的总和来除以绕组比率。在这种情况下，以阻断方式控制具有Vin+的p-MOS晶体，并以导通方式控制具有Vout-的p-MOS。控制电容器118和控制二极管119则可被忽略。
只要驱动器117再次切换至低电平，则控制电容器118上的电压就比该切换周期以前要低，由此控制电容器118再次由控制二极管119充电。另外，电阻器121设置为与控制电容器118并联。只要电路断开连接，这就用于对电容器118放电。这意味着输入电压下降至0V。
电阻器121可具有例如100MΩ的值。然而，在一定条件下，如果通过例如电容器、当前二极管、半导体开关120的栅极或电路板本身而使得存在足够的电路寄生电阻的话，那么可以省略所述电阻器。
二极管106原则上可以是肖特基二极管，或者可以具有由控制器来进行控制的并联n-MOSFET。二极管也可以是该n-MOSFET的寄生二极管。
控制器116可配置为通过转换器的频率和占空比来将充电电容器107的电压控制到所需的输出电压(脉冲宽度调制PWM)。也可以是单纯的脉冲频率调制(PFM)或组合的PWM/PFM。在根据图1的实施例中，将电阻器113与114之间的电阻器抽头调节至基准电压110的值上，并且将达到3.6V的输出电压。在这一方面，还可提供阻抗匹配。
此处示出的电路从大约20mV开始启动，并且具有绕组比为1:100的变压器。在根据本发明的电路中，最大输入电压仅由二极管106的最大电压和晶体管104,105和120的最大电压所限制。
图2示出了根据本发明的反激式转换器电路的另一实施例。这基于图1所示的电路而构成进一步拓展。其优点是，晶体管上存在更低的电压，从而可以更具成本效益地对此进行设计。此外，本实施例中示出关闭振荡器的另一种可能，这也可用于根据图1的电路中。
在本实施例中，通过电容器208来实现介于变压器203次级绕组的绕组起点与启动晶体管204的栅极端子之间的电容耦合。通过电阻器209，对晶体管204的工作点进行设置。此外，图1的反相器115由晶体管222和电阻器209取代。晶体管222优选具有大于电源电压的阈值电压，由此来限定比较器211的输出。由此，使得晶体管222不依赖于比较器211的切换，而进行切换。在切换之后，晶体管204的栅极电压转换至Vout-，由此停止振荡器。在针对振荡器频率的公式中，相应针对根据图2的电路来说，晶体管104的输入电容必须由晶体管204的输入电容和晶体管222的输出电容的总和与电容器208的串联连接来取代。该总和应当比电容器208的电容小，以实现良好耦合。电阻器209可具有高欧姆值并且例如为10MΩ。
在根据图2的实施例中，启动晶体管204可配置为具有-0.5V阈值电压的耗尽型MOSFET、栅-源极截止电压为-0.5V的n-JFET或者阈值电压为0V的普通MOSFET。电阻器209可通过第一侧连接到Vin+,Vin-或变压器203次级绕组的绕组起点，由此在n-JFET的情况则电阻器209连接到Vin-，而在普通MOSFET情况下，则优选另外两种可能性。
原则上，晶体管104,105,120,204和220的本体端子可处于Vin-，从而消除体效应。对于这一方面，具有经隔离的n-MOS晶体管的生产过程是必要的。然后，也可以将晶体管220再次配置为p-MOSFET。对于这一方面，采用与参考图1时提及的相同要求。然而，此外还认为，在启动控制器时，负输出电压电位必须比Vin-低了不止阈值电压那么多。这尤其在快速升高的输入电压下会导致有问题。
有利的是，在这两个实施例中为晶体管104和204的栅极提供了相应的过电压保护。
这里，所示电路的工作原理与图1的工作原理相对应。但是，也存在一些细微差别，这将在下面详细讨论。启动晶体管204的栅极在开始时具有正输入电压电位，这经由电容器208带来了实际上与图1所描述的行为相同的低输入电压和良好耦合。
在图2中，控制电容器218仅被充电至对应于Vin-减去负输出电压电位再减去二极管电压的值。在此版本中，将放电电阻器221并联连接到控制二极管219上。由此，控制电容器218进行放电。此外，相对于根据图1的电路，优点是在启动过程中可以有更小的电流流经放电电阻器221。
另外，设置附加的二极管224。这可以通过集成方案来实现为ESD保护二极管。也可以设置肖特基二极管。进一步的优点是，在本示例中，充电电容器207可直接通过能量源201充电，由此加速启动过程。在大输入电压的情况下，经由振荡器进行的启动过程也会变得多余。
除了这里示出的控制器216的输入以外，可能还需要提供其他输入，例如针对Vin-的输入以及依赖于流经二极管206和晶体管220的电流或者依赖于温度的控制变量。这也可以是根据图1进行控制的情形。
在与根据图1和图2的电路不同的实施例中，驱动器117或217中、控制电容器118或218、控制二极管119或219、晶体管120或220以及放电电阻器121或221也可以分成两部分，其中针对控制电容器118或218的电容与晶体管120或220的输入电容之间的比率，第一部分具有5:1的比率而第二部分具有1:1的较小比率。由此，第一部分可用于例如起始于1.8V的输出电压，第二部分则附加地起始于3V。这特别地通过集成电路来节省空间，其中对控制电容器118或218进行集成。
根据本发明的反激式转换器电路当使用绕组比为1:100的变压器时可以从20mV启动。已经开始示出的实施例。输入电压的电平限制是通过输出电压和晶体管204的阈值电压来体现的，但并非通过晶体管的最大电压来体现的。
通过所述反激式转换器电路，展示出能以成本有效的方式实现并适用于低输入电压的电路。

Claims (10)

1.一种反激式转换器电路，包括可构成反激式转换器的：
-变压器(103,203)，其具有初级绕组和次级绕组，每个绕组均具有绕组起点和绕组终点，
-充电电容器(107,207)，
-二极管(106,206)，
-半导体开关(120,220)和
-控制器(116,216)，
其中，所述控制器(116,216)设计为在所述反激式转换器启动之后来控制所述半导体开关(120,220)，
其特征在于，
设置启动晶体管(104,204)，所述启动晶体管通过其栅极端子耦接于所述变压器(103,203)的次级绕组的绕组起点，并通过其漏极端子连接于所述变压器(103,203)的初级绕组的绕组终点，其中振荡器至少由所述变压器(103,203)和所述启动晶体管(104,204)构成，
所述充电电容器(107,207)为所述控制器(116,216)供应能量，并且所述二极管(106,206)设置在所述变压器(103,203)次级绕组的绕组起点与所述充电电容器(107,207)之间，其中所述二极管(106,206)的阳极连接至所述充电电容器(107,207)。
2.根据权利要求1所述的反激式转换器电路，其特征在于，所述充电电容器(107,207)的第二侧位于输入电压的负电位或正电位上。
3.根据权利要求1或2所述的反激式转换器电路，其特征在于，第二半导体开关(105)设置为将所述启动晶体管(104)的源极端子与所述输入电压的负电位隔离。
4.根据权利要求1或2所述的反激式转换器电路，其特征在于，第二半导体开关(222)设置为将所述启动晶体管(204)切换至高阻抗状态。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的反激式转换器电路，其特征在于，设置比较器(111,211)以检测足够用于所述控制器(116,216)操作的电压，从而控制所述反激式转换器的半导体开关(120,220)。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的反激式转换器电路，其特征在于，所述变压器(103,203)初级绕组的绕组起点是可连接到电压源(101,201)的正电位上的。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的反激式转换器电路，其特征在于，所述变压器(103,203)具有至少为1:10的绕组比率，优选为1:100。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的反激式转换器电路，其特征在于，所述启动晶体管(104,204)设计为耗尽型n-MOSFET、普通n-MOSFET或JFET。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的反激式转换器电路，其特征在于，设置控制电容器(118,218)和控制二极管(119,219)，用于由所述控制器(116,216)对所述半导体开关(120,220)的控制，
所述控制电容器(118,218)以一侧耦接到所述控制器(116,216)上并以另一侧连接到所述控二极管(119,219)的阴极上，
所述控制二极管(119,219)的阴极和所述控制电容器(118,218)的第二侧均连接到所述半导体开关(120,220)的栅极上。
10.根据权利要求9所述的反激式转换器电路，其特征在于，所述控制二极管(119,219)的阳极连接到输入电压的负电位上。
CN201380057493.6A 2012-10-17 2013-10-08 用于操作非常低输入电压的反激式转换器电路 Active CN104838571B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE202012009919U DE202012009919U1 (de) 2012-10-17 2012-10-17 Flyback-Converter-Schaltung
DE202012009919.1 2012-10-17
PCT/EP2013/070909 WO2014060241A2 (de) 2012-10-17 2013-10-08 Flyback-converter-schaltung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104838571A true CN104838571A (zh) 2015-08-12
CN104838571B CN104838571B (zh) 2017-07-21

Family

ID=47321687

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380057493.6A Active CN104838571B (zh) 2012-10-17 2013-10-08 用于操作非常低输入电压的反激式转换器电路

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9479072B2 (zh)
JP (1) JP6132921B2 (zh)
KR (1) KR101759808B1 (zh)
CN (1) CN104838571B (zh)
AT (1) AT516601B1 (zh)
DE (2) DE202012009919U1 (zh)
WO (1) WO2014060241A2 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108933515A (zh) * 2017-05-19 2018-12-04 英飞凌科技奥地利有限公司 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
CN112567615A (zh) * 2018-02-14 2021-03-26 美特瑞克斯实业公司 用于能量收集电路的启动器电路

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130019918A1 (en) 2011-07-18 2013-01-24 The Regents Of The University Of Michigan Thermoelectric devices, systems and methods
JP6292893B2 (ja) * 2014-01-17 2018-03-14 リンテック株式会社 昇圧回路
KR102368516B1 (ko) * 2015-11-09 2022-03-03 한국전자통신연구원 최대 전력 추종을 위한 저 전압 구동 회로 및 그것을 포함하는 저 전압 구동 장치
DE102016123678A1 (de) 2016-12-07 2018-06-07 Hanon Systems Anordnung und Verfahren zur Erzeugung einer negativen Spannung für einen High-Side-Schalter in einem Wechselrichter
RU2653701C1 (ru) * 2016-12-26 2018-05-14 Акционерное общество "Научно-производственное объединение автоматики имени академика Н.А. Семихатова" Преобразователь постоянного напряжения в постоянное с изоляцией на конденсаторах
US11374500B2 (en) 2017-11-17 2022-06-28 Rompower Technology Holdings, Llc Harvesting energy from parasitic elements of a power converter
TWI660563B (zh) * 2017-12-06 2019-05-21 和碩聯合科技股份有限公司 放電裝置
DE202018000752U1 (de) * 2018-02-14 2019-05-16 Matrix Industries, Inc. Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen
US11152846B2 (en) 2020-01-15 2021-10-19 Apple Inc. Method and apparatus for providing adaptive inductor peak current in DC-DC converter

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050041437A1 (en) * 2003-08-18 2005-02-24 Honeywell International, Inc. Low voltage DC-DC converter
JP2005304231A (ja) * 2004-04-14 2005-10-27 Tokyo Coil Engineering Kk Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその出力電力増大方法
US20100208498A1 (en) * 2007-12-12 2010-08-19 Edward Rubio Ultra-low voltage boost circuit
EP2337199A1 (fr) * 2009-11-06 2011-06-22 E2V Semiconductors Circuit de conversion d'une énergie disponible sous une trés faible tension
CN102315786A (zh) * 2011-09-15 2012-01-11 北京国网普瑞特高压输电技术有限公司 一种电流型控制的单路输出反激式变换器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GR67600B (zh) * 1979-06-29 1981-08-31 Payot Jocelyne
CA2274008A1 (fr) * 1996-12-02 1998-06-11 Janick Simeray Convertisseur de puissance a consommation reduite a partir d'une source de tres faible tension
US6081432A (en) * 1998-05-26 2000-06-27 Artesyn Technologies, Inc. Active reset forward converter employing synchronous rectifiers
JP2001346381A (ja) * 2000-05-31 2001-12-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
JP2003234653A (ja) * 2002-02-07 2003-08-22 Fujitsu Ltd 発振制御装置及び原子発振装置
US6775164B2 (en) * 2002-03-14 2004-08-10 Tyco Electronics Corporation Three-terminal, low voltage pulse width modulation controller IC
US7170732B2 (en) 2004-08-10 2007-01-30 Micrel Incorporated Surge delay for current limiter
JP5476822B2 (ja) * 2009-07-02 2014-04-23 ミツミ電機株式会社 半導体集積回路
US20110286245A1 (en) * 2010-05-24 2011-11-24 Intersil Americas Inc. Dc/dc power converter having active self driving synchronous rectification
US9425682B2 (en) * 2012-08-29 2016-08-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Start-up circuit and method for AC-DC converters using a depletion mode transistor

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050041437A1 (en) * 2003-08-18 2005-02-24 Honeywell International, Inc. Low voltage DC-DC converter
JP2005304231A (ja) * 2004-04-14 2005-10-27 Tokyo Coil Engineering Kk Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその出力電力増大方法
US20100208498A1 (en) * 2007-12-12 2010-08-19 Edward Rubio Ultra-low voltage boost circuit
EP2337199A1 (fr) * 2009-11-06 2011-06-22 E2V Semiconductors Circuit de conversion d'une énergie disponible sous une trés faible tension
CN102315786A (zh) * 2011-09-15 2012-01-11 北京国网普瑞特高压输电技术有限公司 一种电流型控制的单路输出反激式变换器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108933515A (zh) * 2017-05-19 2018-12-04 英飞凌科技奥地利有限公司 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
CN108933515B (zh) * 2017-05-19 2023-08-18 英飞凌科技奥地利有限公司 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
CN112567615A (zh) * 2018-02-14 2021-03-26 美特瑞克斯实业公司 用于能量收集电路的启动器电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN104838571B (zh) 2017-07-21
DE202012009919U1 (de) 2012-11-07
WO2014060241A2 (de) 2014-04-24
DE112013005027B4 (de) 2017-03-30
US20150270784A1 (en) 2015-09-24
JP6132921B2 (ja) 2017-05-24
JP2015532580A (ja) 2015-11-09
AT516601A5 (de) 2016-07-15
KR101759808B1 (ko) 2017-07-31
KR20150082315A (ko) 2015-07-15
AT516601B1 (de) 2016-07-15
DE112013005027A5 (de) 2015-07-30
US9479072B2 (en) 2016-10-25
WO2014060241A3 (de) 2014-10-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104838571A (zh) 反激式转换器电路
CN101689807B (zh) 多输出开关电源装置
Seidel et al. A fully integrated three-level 11.6 nC gate driver supporting GaN gate injection transistors
CN110661401A (zh) 对开关功率变换器充电的自举电容
KR20020079861A (ko) 2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한시동 회로
US7535733B2 (en) Method of controlling DC-to-DC converter whereby switching control sequence applied to switching elements suppresses voltage surges at timings of switch-off of switching elements
CN103887984A (zh) 隔离式变换器及应用其的开关电源
CN104242612B (zh) 用于驱动晶体管的方法和系统
US20100328971A1 (en) Boundary mode coupled inductor boost power converter
CN102868300A (zh) 开关调节器及其控制设备
CN105009436A (zh) 开关电源装置
CN105391280A (zh) 用于生成备用电压的系统和方法
CN111010040B (zh) 同步整流控制装置、绝缘同步整流型dc/dc转换器、栅极驱动装置、ac/dc转换器
CN112075024A (zh) 自偏置理想二极管电路
CN104796015A (zh) 用于对同步整流器驱动电路供电的系统和方法
US9444354B2 (en) Voltage converter that steps up low starting voltages to higher voltages
KR101069795B1 (ko) 전력 변환 장치
CN112448565A (zh) 变压器驱动的开关装置和变压器驱动的电源开关系统
US20120133419A1 (en) Trigger circuit and rectifier, in particular for a self-powered microsystem having a piezoelectric microgenerator
KR20130050365A (ko) 수전 장치 및 그것을 이용한 비접촉 전력 전송 시스템
JP5408161B2 (ja) 自励式スイッチング電源回路
US9705423B1 (en) Controlled bootstrap driver for high side electronic switching device
CN112292806A (zh) 用于能量收集电路的启动器电路
CN112567615A (zh) 用于能量收集电路的启动器电路
CA2844139A1 (en) Intrinsic adaptive and autonomic piezotransformer circuits

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
EXSB Decision made by sipo to initiate substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant