CN105009436A - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN105009436A
CN105009436A CN201480009433.1A CN201480009433A CN105009436A CN 105009436 A CN105009436 A CN 105009436A CN 201480009433 A CN201480009433 A CN 201480009433A CN 105009436 A CN105009436 A CN 105009436A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
circuit
switching power
power unit
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201480009433.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105009436B (zh
Inventor
诸田尚彦
樱井达也
佐治隆司
河边桂太
村田一大
铃木幸司
森吉弘
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nuvoton Technology Corp Japan
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Publication of CN105009436A publication Critical patent/CN105009436A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105009436B publication Critical patent/CN105009436B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明的开关电源装置，在具有负载设备连接端子的电源系统中检测负载设备连接端子上的连接状态，设备连接状态检测电路具备变压器、开关元件、脉冲产生器及波形检测电路。波形检测电路检测根据脉冲信号的动作而在变压器的一次绕组或二次绕组中产生的电压或电流，并与预先设定的基准值进行比较，将与比较结果相应的输出信号向OFF端子输出。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及通过开关元件对输入电压进行开关从而控制输出电压的开关电源装置及设备连接状态检测电路。
背景技术
近年来，能量问题等环境问题受到关注，强烈希望开关电源装置等电源供给装置的待机电力削减。例如，提出了在AC适配器或充电器中在没有连接负载设备的状态等不需要从开关电源装置供给电力的情况下使输出电压降低而削减消耗电力的系统。
在作为以往技术的特开2007―143397号公报(专利文献1)中，提出了检测AC适配器的负载的有无、当输出侧为无负载状态时使开关电源装置的动作停止而削减消耗电力、进而如果被从连接到输出侧的负载设备施加电压则重新开始动作而开始电源供给的技术。
作为负载设备的电源，可以考虑使用一次电池或二次电池等蓄电部件。
在图22中，表示在输出侧为无负载状态时使开关电源装置的动作停止、如果从负载设备向输出侧施加电压则重新开始动作的以往的开关电源装置的一结构例。以下，简单地说明该开关电源装置的动作。
由输出控制电路911经由电阻909监视二次侧的负载设备912的负载状态，在检测到无负载状态的情况下，从输出控制电路911经由耦合器电路906将无负载检测信号向电源通断电路905输入。并且，如果从电源通断电路905向开关控制电路900的驱动控制电路901输入动作停止信号，则驱动控制电路901控制驱动电路902以将开关元件7的动作停止。并且，开关电源装置的输出电压成为零。
在使开关电源装置的动作重新开始的情况下，当输出电压为零时，从负载设备912的蓄电部(图中没有清楚标记)经由输出端子16施加电压，输出控制电路911检测出输出电压不是零。并且，将该电压作为电源，输出控制电路911经由光耦合器910将重新启动信号向电源通断电路905输入。与此同时，在一定期间中，从电源通断电路905停止生成动作停止信号。如果从电源通断电路905向驱动控制电路901输入动作开始信号，则驱动控制电路901控制驱动电路902以开始开关元件7的动作。
如果使用该技术，则能够实现以下的系统：例如在负载设备(例如笔记本计算机)上没有连接开关电源装置(例如AC适配器)时(无负载状态)，能够使开关电源装置的开关动作停止而削减消耗电力(断开模式)，如果开关电源装置连接到负载设备而从负载设备的蓄电部件(例如电池)施加电压则开关电源装置开始电源供给。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开2007―143397号公报
发明内容
但是，在上述系统中有以下这样的问题。
为了使停止了动作的开关电源装置再次动作而从负载设备的蓄电部施加电压，进而为了使重新启动信号从二次侧传递到一次侧而使用光耦合器。但是，在搭载于负载设备的一次电池或二次电池等蓄电部件中积蓄的电荷变空的情况下，无法施加电压或使光耦合器动作。在此情况下，发生即使将开关电源装置连接到负载设备而要使开关电源装置启动、也会维持使动作停止的状态而无法转移到通常动作的致命性的问题。
本发明用于解决如上所述的问题，提供一种能够与一次电池或二次电池等蓄电部件的状态无关地启动的开关电源装置及构成它的设备连接状态检测电路。
一种开关电源装置，具备：第二开关元件，被供给输入电压；输出端子，能够与负载设备拆装；输入输出变换电路，将由第二开关元件进行了开关的输入电压变换为输出电压，向与输出端子连接的负载设备供给电力；以及开关控制电路，控制第二开关元件的开关动作，具有根据输入到OFF端子中的信号将开关动作停止的断开模式；上述开关电源装置的特征在于，具备：第一整流电路，连接在输入输出变换电路与输出端子之间；变压器，二次绕组的一端连接于输出端子；第一开关元件，连接于变压器的一次绕组；脉冲产生器，向第一开关元件的栅极端子供给脉冲信号；以及波形检测电路，检测对应于脉冲信号而在变压器的绕组中产生的电压或电流，并与预先设定的基准值进行比较，将与比较结果相应的输出信号向OFF端子输出。
根据本结构，即使在搭载于开关电源装置的二次侧或负载设备的一次电池或二次电池的电力没有的情况下，设备连接状态检测电路也能够检测电源系统和负载设备的连接状态。
附图说明
图1是表示有关本发明的实施方式1的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图2A是表示有关本发明的实施方式1的波形检测电路的一结构例的电路图。
图2B是表示有关本发明的实施方式1的变压器的一结构例的电路图。
图2C是表示有关本发明的实施方式1的脉冲产生器的一结构例的电路图。
图3是表示有关本发明的实施方式1的开关电源装置的动作的时间图。
图4A是表示有关本发明的实施方式2的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图4B是表示有关本发明的实施方式3的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图4C是表示有关本发明的实施方式4的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图4D是表示有关本发明的实施方式4的另一例的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图5A是表示有关本发明的实施方式2的波形检测电路的一结构例的电路图。
图5B是表示有关本发明的实施方式2的变压器的一结构例的电路图。
图6A是表示有关本发明的实施方式2的开关电源装置的动作的时间图。
图6B是表示有关本发明的实施方式3的开关电源装置的动作的时间图。
图6C是表示有关本发明的实施方式4的开关电源装置的动作的时间图。
图6D是表示有关本发明的实施方式4的另一例的开关电源装置的动作的时间图。
图7是表示有关本发明的实施方式2的变形例1的波形检测电路的一结构例的电路图。
图8是表示有关本发明的实施方式2的变形例1的开关电源装置的动作的时间图。
图9是表示有关本发明的实施方式5的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图10A是表示有关本发明的实施方式5的开关电源装置的通常动作时的动作的时间图。
图10B是表示有关本发明的实施方式5的开关电源装置的保护动作时的动作的时间图。
图11是表示有关本发明的实施方式6的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图12是表示有关本发明的实施方式6的开关电源装置的动作的时间图。
图13是表示有关本发明的实施方式7的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图14是表示有关本发明的实施方式7的脉冲产生器的动作的时间图。
图15是表示有关本发明的实施方式8的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图16是表示有关本发明的实施方式8的断开模式控制电路的一结构例的电路图。
图17是表示有关本发明的实施方式8的开关电源装置的动作的时间图。
图18是表示有关本发明的实施方式9的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图19A是表示有关本发明的实施方式1的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图19B是表示有关本发明的实施方式1的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图19C是表示有关本发明的实施方式1的开关电源装置及设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
图20是表示有关本发明的实施方式10的开关电源装置的第一整流电路和其周边的电路的一结构例的电路图。
图21是表示有关本发明的实施方式10的开关电源装置的动作的特性图。
图22是表示有关以往例的开关电源装置的一结构例的电路图。
具体实施方式
(实施方式1)
说明本发明的实施方式1的开关电源装置、设备连接状态检测电路。
图1是表示本实施方式1的开关电源装置、设备连接状态检测电路的一结构例的电路图。
在图1中，来自商用电源1的输入交流电压经过输入滤波电路2、输入整流电路3、输入平滑电路4，作为输入直流电压被输入到输入输出变换电路300。
输入输出变换电路300为了将输入的输入电压变换为希望的输出电压而被配置。例如，如图1那样由电力变换用的变压器301、二极管302、平滑电容器303构成，变压器301具有一次绕组301a和二次绕组301b，一次绕组301a和二次绕组301b的极性反向。该开关电源装置是回扫型。
在一次绕组301a连接有开关元件7，通过将开关控制电路100的OUT端子输出信号输入到开关元件7的控制电极(栅极)，进行接通断开的开关控制。
此外，开关控制电路100中作为外部输入输出端子而具有Vin端子、VDD端子、GND端子、OUT端子及OFF端子这5个端子。开关控制电路例如如图1那样，由脉冲宽度控制电路101、驱动电路102、断开模式检测器103、基准电压源104、断开模式开关105、调节器(regulator)106等构成。
Vin端子是开关控制电路100的电源端子，由将输入平滑电路的输入直流电压进行输出的线路(line)供给电力。从Vin端子输入的电力被输入到调节器106，经由调节器106向开关控制电路100内的电路供给电力。
GND端子连接在输入平滑电路的低电位侧，成为一次侧的电压基准。
OUT端子是经由电阻6而与开关元件7的栅极连接的端子。
VDD端子是开关控制电路100的基准电压用端子。在VDD端子连接有电容器17，在动作中从VDD端子向电容器17流入充电电流，电容器17的电压上升。由开关控制电路100控制为该电压在基准电压下成为一定。
OFF端子是被输入从设备连接状态检测电路200A输出的断开模式信号、用来切换断开模式和通常动作的端子。
输出端子16由输出从输入输出变换电路300输出的输出电压的端子和二次侧GND端子这2个端子构成。
负载设备400例如是笔记本计算机、平板电脑等电子设备，能够与输出端子16拆装。
设备连接状态检测电路200A为了检测输出端子16和负载设备400是连接状态还是非连接状态而被配置，连接于开关控制电路100的VDD端子、OFF端子、GND端子、以及输出端子16、二极管18的阳极。
例如如图1那样，由负载设备连接端子5、波形检测电路201、变压器202、脉冲产生器203、开关元件204构成。
波形检测电路201例如如图2A的波形检测电路201A那样由电阻206、电阻207、电容器208构成。
变压器202例如如图2B的变压器202A那样具有一次绕组209a和二次绕组209b，一次绕组209a和二次绕组209b的极性正向。
脉冲产生器203例如如图2C的脉冲产生器203A那样，由电阻233、234、235、238、239、240、电容器236、运算放大器237、电压比较器241构成。该电路是通常周知的脉冲产生电路，所以省略动作的详细说明。
对开关元件204而言，通过将脉冲产生器203的输出脉冲输入到开关元件204的控制电极(栅极)，进行接通断开的开关控制。开关元件204例如使用MOSFET等晶体管。
二极管15为了防止对输出端子16和负载设备400的连接状态进行检测的信号流入到输入输出变换电路300而被配置，二极管15的阳极连接于输入输出变换电路300的二次侧输出，二极管15的阴极连接于输出端子16。
二极管18为了防止来自输入输出变换电路300的输出电流流入到变压器202而被配置，二极管18的阳极连接于负载设备连接端子5，二极管18的阴极连接在二极管15的阴极与输出端子16之间。
说明如以上那样构成的图1所示的开关电源装置及设备连接状态检测电路的动作。
如果从商用电源1经由输入滤波电路2输入交流电压，则通过输入整流电路3和输入平滑电路4进行整流及平滑化，变换为直流电压。从该直流电压向开关控制电路100供给启动电流，如果开关控制电路100成为可动作的状态，则开始使开关元件7进行开关的控制，从输入输出变换电路300经由输出端子16向负载设备400供给电力。
从开关控制电路100的VDD端子向设备连接状态检测电路200A供给电力。对于波形检测电路201的电容器208，从VDD端子经由电阻206充电电荷。脉冲产生器203如果被从VDD端子供给电流，则将监视脉冲向开关元件204的栅极输出。如果监视脉冲输入到开关元件204的栅极，则开关元件204成为导通状态。
如果开关元件204成为导通状态，则在一次绕组209a中，流过将励磁电流Ie与经由变压器202传递的流过二次绕组209b的二次侧电流Is合成后的一次侧电流Ip。该二次侧电流Is根据负载设备400的阻抗而变化。
这里，如果设一次绕组209a的匝数为Np，二次绕组209b的匝数为Ns，一次绕组209a的电感值为Lp，输入到一次绕组209a的电压为Vp，从二次绕组209b输出的电压为Vs，二极管18的正向电压为Vfd，输出端子16的输出电压为Vo，负载设备400的阻抗为Z，开关元件204的栅极导通的时间为Ton，则成立以下的关系式。
Ip＝Ie+Is      (式1)
Ie＝(Vp/Lp)·Ton     (式2)
Is＝(Vs-Vfd-Vo)/Z     (式3)
Vs＝(Ns/Np)·Vp     (式4)
在输出端子16和负载设备400是连接状态的情况下，为了将二次侧电流Is向一次侧电流Ip传递而需要Is>0，所以需要设定Ns、Np、Vp以成为Vs-Vfd-Vo>0。
例如，如果设Vp＝5V，匝数比Ns/Np＝5，Vfd＝1V，Vo＝20V，Z＝100ohm，则根据(式4)，Vs＝25V，进而根据(式3)，Is＝0.04A。
在输出端子16和负载设备400是非连接状态的情况下，可以认为输出端子16间的阻抗为Z＝∞，根据(式3)，Is＝0A。
由于该二次侧电流Is的变化如(式1)所示反映到一次侧电流Ip中，所以根据该一次侧电流Ip的变化，波形检测电路201检测输出端子16和负载设备400是否是连接状态。
这里，将波形检测电路201的动作分为输出端子16与负载设备400为连接状态的情况、输出端子16和负载设备400向非连接状态转移的情况、输出端子16和负载设备400从非连接状态向连接状态转移的情况进行说明。
图3是表示图1的开关电源装置的动作的时间图。
首先，对输出端子16和负载设备400是连接状态的情况进行说明(图3的(A)的期间)。
在输出端子16与负载设备400连接的情况下，形成包括二次绕组209b和负载设备400的闭环电路，存在由负载设备400形成的阻抗Z。为了检测输出端子16与负载设备400的连接状态的差异，作为阻抗Z的值优选的是几mohm～几百ohm左右。
如果从脉冲产生器203输出的监视脉冲(图3(g))被输入到开关元件204的栅极，则在二次绕组209b中流过二次侧电流Is(图3(f))，向一次绕组209a传递，合成到一次侧电流Ip中。电容器208中积蓄的电荷通过一次侧电流Ip(图3(e))被放电。在被输入下一个监视脉冲之前，从VDD端子经由电阻206向电容器208充电电荷。此时，优选的是将电阻206和电阻207的电阻值设定为向电容器208充电几百nA左右。由此，基于一次侧电流Ip的放电电荷比从VDD端子充电的电荷多，所以波形检测电路201将OFF端子电压维持为比断开模式检测器103的基准电压源104低的值(图3(d))。结果，断开模式检测器103输出低电平的信号(图3(c))，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7维持开关动作(图3(b))，开关电源装置继续通常动作。
接着，说明输出端子16和负载设备400向非连接状态转移的情况(从图3(A)向图3(B)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400从连接状态成为非连接状态，则包括二次绕组209b和负载设备400的闭环电路成为开环电路，所以输出端子16间的阻抗Z可以认为是Z＝∞，所以二次侧电流Is成为Is＝0，根据(式1)，Ip＝Ie。
此时，如果设定为与基于励磁电流Ie的放电相比，从VDD端子向电容器208的充电较大，则OFF端子电压上升，直到来自VDD端子的充电与基于一次侧电流Ip的放电平衡。
此时，基于励磁电流Ie的电容器208的电荷的放电，有可能妨碍OFF端子电压的上升。所以，为了抑制励磁电流Ie的影响，在监视脉冲为方形波的情况下优选的是几μs～几十μs的脉冲宽度。此外，脉冲产生器203优选的是控制监视脉冲以使其以0.2Hz～60Hz左右的周期输出。
并且，如果OFF端子电压比断开模式检测器103的基准电压源104高，则开关控制电路100进行控制，以使断开模式开关105成为切断状态，将开关元件7的开关动作停止。并且，输出电压Vo(图3(a))下降到0V，开关电源装置的消耗电力被削减。
此外，在断开模式时也从Vin端子向调节器106供给电力，经由调节器106向断开模式检测器103供给电力。断开模式检测器103在断开模式时也持续控制，以将断开模式开关105切断。
接着，说明输出端子16与负载设备400从非连接状态向连接状态转移的情况(图3的从(B)向(C)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400从非连接状态向连接状态转移，则形成包括变压器202A的二次绕组209b和负载设备400的闭环电路，存在由负载设备400形成的阻抗Z。
因此，如果被输入监视脉冲，则二次侧电流Is流过闭环电路，二次侧电流Is被合成到一次侧电流Ip中。并且，通过一次侧电流Ip从电容器208放电的电荷比充电到电容器208的电荷多，所以OFF端子电压下降。如果OFF端子电压下降而变得比断开模式检测器103的基准电压源104低，则开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7开始开关动作，继续通常动作。
此时，在搭载于负载设备400的一次电池或二次电池等蓄电部件中也可以没有积蓄电荷。例如，可以举出笔记本计算机的电池成为空的情况。
这样，本实施方式的开关电源装置即使在搭载于开关电源装置的二次侧或负载设备400的一次电池或二次电池的电力没有的情况下，也能够检测输出端子16和负载设备400的连接状态，能够进行开关电源装置的断开模式控制。
另外，脉冲产生器203也可以包含在开关控制电路100中。此外，通过将电容器236配置到外部并调整，能够容易地以长周期产生监视脉冲。
(实施方式2)
接着，说明本发明的实施方式2的开关电源装置。
有关实施方式2的开关电源装置与实施方式1相比，在设备连接状态检测电路200B中，变压器205的结构、波形检测电路201的结构、波形检测电路201与变压器205的连接不同。
图4A是表示有关实施方式2的开关电源装置的一例的图，波形检测电路201例如如图5A的波形检测电路201B那样，由电压比较器211、恒流源213、电容器214、PchMOSFET215、NchMOSFET216、电压比较器217、基准电压源212、218构成。
变压器205例如如图5B的变压器205A那样，由一次绕组210a和二次绕组210b构成，一次绕组210a和二次绕组210b的极性反向。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1不同的点为中心说明动作。
与实施方式1的不同点是设备连接状态检测电路200B检测输出端子16与负载设备400的连接状态的方法，所以以下对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况、输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况、输出端子16与负载设备400向连接状态转移的情况进行说明。
此外，图6A是表示图4A的开关电源装置的动作的时间图。
对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况进行说明(图6A(A)的期间)。
在输出端子16与负载设备400连接的情况下，形成包括二次绕组210b和负载设备400的闭环电路，存在由负载设备400形成的阻抗Z2。
如果从脉冲产生器203输出的监视脉冲(图6A(i))被输入到开关元件204的栅极而开关元件204成为导通状态，则在一次绕组210a中流过一次侧电流Ip2(图6A(h))。并且，在对开关元件204的栅极输入监视脉冲的期间Ton2中，在一次绕组210a中积蓄励磁能Ep2。并且，如果开关元件204成为非导通状态，则积蓄在一次绕组210a中的励磁能Ep2经由二次绕组210b传递到二次侧。
此时，在二次绕组210b中流过二次侧电流Is2(图6A(g))，产生电压Vs2，在一次绕组210a产生反射电压Vor。
如果设一次绕组210a的匝数为Np2，二次绕组210b的匝数为Ns2，输入到一次绕组210a的电压为Vp2，一次绕组210a的电感值为Lp2，二次绕组210b的电感值为Ls2，开关元件204为非导通状态的时间为Toff2，由设备连接状态检测电路200B和二极管18带来的励磁能Ep2引起的输出电压上升量为ΔVo，则成立以下的关系式。
Ip2＝(Vp2/Lp2)·Ton2      (式5)
Ep2＝Lp2·(Ip2)2/2     (式6)
Vor＝Np2/Ns2·(Vs2+Vfd)      (式7)
Vs2＝Is2·Z2＝Vo+ΔVo     (式8)
Is2＝Np/Ns·Ip2·Ton2―Vs2/Ls2·Toff2     (式9)
在(式9)中Is2≥0A，关于产生反射电压的时间Tor，如果设Is2＝0，Toff2＝Tor来计算，则如下式。
Tor＝Np/Ns·Ip2·Ton2·Ls2/Vs2      (式10)
Vor＝Np2/Ns2·(Vo+Vfd+ΔVo)  (式11)
进而，如果将负载设备400的阻抗定义为电容Cpc，则励磁能Ep2可如下表示。
Ep2＝(Cpc/2)·{(Vo+ΔVo)2―Vo2}   (式12)
即，一次侧生成的励磁能Ep2(式6)在二次侧积蓄到电容中而变换为(式12)。
这里，在(式6)中，在Lp2、Ip2一定的情况下，Ep2为一定。根据(式12)，在Vo相等的条件下，如果Cpc较大，则ΔVo变小，如果Cpc较小，则ΔVo变大。
如果开关元件204成为非导通状态，则在Tor的期间中，在开关元件204的漏极端子产生漏极电压Vd2(图6A(f))。漏极电压Vd2用下式表示。
Vd2＝Vp2+Vor(式13)
根据该漏极电压Vd2所包含的Vor的电压波形的差，检测输出端子16与负载设备400是否是连接状态。
电压比较器217的基准电压源218设定得比与负载设备400的连接状态下的漏极电压Vd2高。
此时，从电压比较器217输出低电平的信号，Va点的电压成为低电平(图6A(e))。该低电平的信号被输入到PchMOSFET215和NchMOSFET216的栅极，PchMOSFET215成为导通状态，NchMOSFET216成为非导通状态。
如果PchMOSFET215成为导通状态，则从恒流源213经由PchMOSFET215向电容器214积蓄电荷，如果Vb点的电压(图6A(d))变得比电压比较器211的基准电压源212高，则电压比较器211的输出被维持为低电平。
结果，OFF端子中被输入低电平的信号(图6A(c))，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7维持开关动作(图6A(b))，开关电源装置继续通常动作。
对输出端子16和负载设备400向非连接状态转移的情况进行说明(图6A从(A)向(B)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400从连接状态成为非连接状态，则包括二次绕组210b和负载设备400的电路成为开环电路，连接于输出端子16的电容仅为电缆及电路图案的寄生电容。结果，由励磁能Ep2带来的输出电压上升量ΔVo呈现比较大的值。
如果漏极电压Vd2上升而变得比电压比较器217的基准电压源218高，则从电压比较器217输出高电平的信号。
该高电平的信号被输入到PchMOSFET215和NchMOSFET216的栅极，PchMOSFET215成为非导通状态，NchMOSFET216成为导通状态。
如果NchMOSFET216成为导通状态，则电容器214的电荷经由NchMOSFET216放电，如果Vb点的电压变得比电压比较器211的基准电压源212低，则电压比较器211的输出被维持为高电平。
结果，OFF端子中被输入高电平的信号，开关控制电路100进行控制，以使断开模式开关105成为切断状态，将开关元件7的开关动作停止。并且，输出电压Vo(图6A(a))降低到0V，开关电源装置的消耗电力得以削减。
对输出端子16和负载设备400向连接状态转移的情况进行说明(图6A的从(B)向(C)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400连接，则形成包括二次绕组210b和负载设备400的闭环电路，在闭环电路中存在由负载设备400形成的阻抗Z2。这里，阻抗Z2还包括电容Cpc。
从脉冲产生器203输出的监视脉冲被输入到开关元件204的栅极，开关元件204成为导通状态，如果监视脉冲的输入结束而开关元件204成为非导通状态，则与输出端子16连接的负载设备400的电容Cpc被连接。所以根据(式12)，在电容Cpc充分大的情况下，由励磁能Ep2带来的输出电压上升量ΔVo呈现较小的值，成为相对于输出电压Vo能够忽视的程度的值。
并且，如果开关元件204的漏极电压Vd2比电压比较器217的基准电压源218低，则从电压比较器217输出低电平的信号。该低电平的信号被输入到PchMOSFET215和NchMOSFET216的栅极，PchMOSFET215成为导通状态，NchMOSFET216成为非导通状态。
如果PchMOSFET215成为导通状态，则从恒流源213经由PchMOSFET215向电容器214积蓄电荷，如果Vb点的电压变得比电压比较器211的基准电压源212高，则电压比较器211的输出被维持为低电平。
结果，在OFF端子中被输入低电平的信号，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，开始开关元件7的开关动作。
这样，本实施方式的开关电源装置与实施方式1同样，即使在搭载于开关电源装置的二次侧或负载设备400的一次电池或二次电池的电力没有的情况下，也能够检测输出端子16与负载设备400的连接状态，能够进行开关电源装置的断开模式控制。
(实施方式2的变形例1)
有关实施方式2的变形例1的开关电源装置与实施方式2相比，波形检测电路201的结构不同。
波形检测电路201例如如图7的波形检测电路201C那样，由电压比较器219、225、231、PchMOSFET221、227、NchMOSFET222、228、恒流源223、229、电容器224、230和基准电压源220、226、232构成。
以下，以与实施方式2的不同点为中心说明动作。
相对于波形检测电路201B通过反射电压Vor的电压的高低差来检测输出端子16与负载设备400的连接，不同的是波形检测电路201C通过产生反射电压Vor的时间的差来检测输出端子16与负载设备400的连接。
这里，将波形检测电路201C的动作分为输出端子16与负载设备400是连接状态的情况、输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况、和输出端子16与负载设备400从非连接状态向连接状态转移的情况进行说明。
图8是表示有关本实施方式2的变形例1的开关电源装置的动作的时间图。
首先，对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况进行说明(图8(A)的期间)。
在电压比较器219中，被输入用(式11)表示的开关元件204的漏极电压Vd2，与基准电压源220进行比较。为了比较反射电压Vor的电压波形的差，基准电压源220的电压值Vth需要以Vp2+Vor>Vth>Vp2设定。
如果漏极电压Vd2比基准电压源220的电压值Vth大，则从电压比较器219输出低电平的信号，Vc点的电压成为低电平(图8(g))。该低电平的信号被输入到PchMOSFET221和NchMOSFET222的栅极，PchMOSFET221成为导通状态，NchMOSFET222成为非导通状态。
如果PchMOSFET221成为导通状态，则从恒流源223经由PchMOSFET221向电容器224积蓄电荷，如果Vd点(图8(f))的电压变得比电压比较器225的基准电压源226高，则电压比较器225的输出被维持为高电平，Ve点成为高电平(图8(e))。
该高电平的信号被输入到PchMOSFET227和NchMOSFET228的栅极，PchMOSFET227成为非导通状态，NchMOSFET228成为导通状态。如果NchMOSFET228成为导通状态，则经由NchMOSFET228将电容器230的电荷放电，如果Vf点(图8(d))的电压变得比电压比较器231的基准电压源232低，则电压比较器231的输出被维持为低电平，所以OFF端子电压也被维持为低电平(图8(c))。
由此，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7维持开关动作(图8(b))，开关电源装置继续通常动作。
接着，对输出端子16和负载设备400向非连接状态转移的情况进行说明(图8的从(A)向(B)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400向非连接状态转移，则输出端子16间的阻抗Z可以认为是Z＝∞，所以不再流过二次侧电流Is2(图8(i))。
结果，在对开关元件204的栅极输入监视脉冲(图8(k))的期间Ton2中，在一次绕组210a中流过一次侧电流Ip2(图8(j))而积蓄的励磁能Ep2不传递到二次绕组210b侧，所以励磁能Ep2通过使漏极电压Vd2(图8(h))上升而被消耗。
如果漏极电压Vd2比基准电压源220的电压值Vth大，则从电压比较器219输出低电平的信号，该低电平的信号被输入到PchMOSFET221和NchMOSFET222的栅极，PchMOSFET221成为导通状态，NchMOSFET222成为非导通状态。
如果PchMOSFET221成为导通状态，则从恒流源223经由PchMOSFET221向电容器224积蓄电荷，Vd点的电压上升。但是，在输出端子16与负载设备400为连接状态时，励磁能Ep2被消耗的期间比产生反射电压Vor的期间短，所以在变得比电压比较器225的基准电压源226高之前，漏极电压Vd2比基准电压源220的电压值Vth小，从电压比较器219输出高电平的信号。该高电平的信号被输入到PchMOSFET221和NchMOSFET222的栅极，PchMOSFET221成为非导通状态，NchMOSFET222成为导通状态，所以积蓄在电容器224中的电荷经由NchMOSFET222被放电，如果Vd点的电压变得比电压比较器225的基准电压源226低，则电压比较器225输出低电平的信号。并且，该低电平的信号被输入到PchMOSFET227和NchMOSFET228的栅极，PchMOSFET227成为导通状态，NchMOSFET228成为非导通状态。如果PchMOSFET227成为导通状态，则经由PchMOSFET227向电容器230积蓄电荷，如果Vf点的电压变得比电压比较器231的基准电压源232高，则电压比较器231的输出被维持为高电平，所以OFF端子电压也被维持为高电平。
如果OFF端子电压成为比断开模式检测器103的基准电压源104高的值，则由此开关控制电路100将断开模式开关105控制为非导通状态，所以开关元件7将开关动作停止，开关电源装置向断开模式转移。并且，输出电压Vo(图8(a))降低为0V。
接着，对输出端子16与负载设备400从非连接状态向连接状态转移的情况进行说明(图8的从(B)向(C)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400连接，则形成包括二次绕组210b和负载设备400的闭环电路，在闭环电路中存在由负载设备400形成的阻抗Z2。
如果漏极电压Vd2比基准电压源220的电压值Vth大，则从电压比较器219输出低电平的信号。该低电平的信号被输入到PchMOSFET221和NchMOSFET222的栅极，PchMOSFET221成为导通状态，NchMOSFET222成为非导通状态。
如果PchMOSFET221成为导通状态，则从恒流源223经由PchMOSFET221向电容器224积蓄电荷，如果Vd点的电压变得比电压比较器225的基准电压源226高，则电压比较器225的输出被维持为高电平。
该高电平的信号被输入到PchMOSFET227和NchMOSFET228的栅极，PchMOSFET227成为非导通状态，NchMOSFET228成为导通状态。如果NchMOSFET228成为导通状态，则经由NchMOSFET228将电容器230的电荷放电，如果Vf点的电压变得比电压比较器231的基准电压源232低，则电压比较器231的输出被维持为低电平，所以OFF端子电压也被维持为低电平。
由此，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7开始开关动作，开关电源装置向通常动作转移。
这样，本实施方式的开关电源装置与实施方式1同样，即使在搭载于开关电源装置的二次侧或负载设备400的一次电池或二次电池的电力没有的情况下，也能够检测输出端子16与负载设备400的连接状态，能够进行开关电源装置的断开模式控制。
(实施方式3)
接着，说明本发明的实施方式3的开关电源装置。
有关实施方式3的开关电源装置与实施方式2的开关电源装置相比，不同的是作为第一整流电路的二极管15与设备连接状态检测电路200B、作为第二整流电路的二极管18的连接。
图4B是表示有关实施方式3的开关电源装置的一例的图。
以下，对于与图4A所示的实施方式2的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式2的不同点为中心说明动作。
在图4B中，设备连接状态检测电路200B的负载设备连接端子5的一端经由作为第二整流电路的二极管18连接于作为第一整流电路的二极管15的阴极侧、即与输出端子16的连接点，另一端连接于作为第一整流电路的二极管15的阳极侧。
即，设备连接状态检测电路200B通过连接于二极管15的两端，检测在二极管15的两端出现的电位差(反向电压)。
变压器205与实施方式2同样，如图5B的变压器205A那样，由一次绕组210a和二次绕组210b构成，一次绕组210a和二次绕组210b的极性反向。
图6B是表示图4B的实施方式3的开关电源装置的动作的时间图。
对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况进行说明(图6B(A)的期间)。
在输出端子16与负载设备400连接的情况下，形成包括变压器205的二次绕组、负载设备400和变压器301的二次绕组的闭环电路，存在由负载设备400形成的阻抗Z2。
从脉冲产生器203输出的监视脉冲(图6B(h))被输入到开关元件204的栅极，如果开关元件204成为导通状态，则在一次绕组210a中流过一次侧电流Ip2(图6B(g))。并且，在对开关元件204的栅极输入监视脉冲的期间Ton2中，在一次绕组210a中积蓄励磁能Ep2。并且，如果开关元件204成为非导通状态，则积蓄在一次绕组210a中的励磁能Ep2经由二次绕组210b传递到二次侧。
此时，在二次绕组210b中，由于二次侧电流Is2流过负载设备400中(图6B(f))，所以不产生电压Vs2。由于在一次绕组210a中不产生反射电压Vor(图6B(e))，所以设备连接状态检测电路200B识别为连接状态，开关动作继续(图6B(b))。
接着，对输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况进行说明(图6A、图6B、图6C、图6D的从(A)向(B)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400从连接状态成为非连接状态，则包括二次绕组210b和负载设备400的闭环电路成为开环电路，所以输出端子16间的阻抗Z可以认为是Z＝∞，所以二次侧电流Is成为Is＝0。此时，在二极管15中产生反向电压(图6D(d))，在二次绕组210b中产生反射电压Vor。如果设由设备连接状态检测电路200B和二极管18带来的励磁能Ep2引起的输出电压上升量为ΔVo，则
Vor＝(Ns/Np)·(ΔVo+Vfd)      (式14)
如果将负载设备400的阻抗定义为电容Cpc，则励磁能Ep2可如下表示。
Ep2＝(Cpc/2)·ΔVo2    (式15)
(式14)表示与实施方式2的(式11)的差异。
如(式14)所示，在实施方式3的开关电源装置中，反射电压Vor不包括输出电压Vo的项。
在负载设备400为连接状态的情况下，由于被设定为励磁能Ep2比电容Cpc充分小，所以ΔVo比输出电压Vo充分小。
在负载设备400为非连接状态的情况下，由于输出端子16间的电容仅为寄生电容，所以ΔVo比较大，如图6B(a)所示呈现为尖峰电压状。
这样，本实施方式的开关电源装置与实施方式2同样，即使在搭载于开关电源装置的二次侧或负载设备400的一次电池或二次电池的电力没有的情况，也能够检测输出端子16与负载设备400的连接状态，能够进行开关电源装置的断开模式控制。
进而，与实施方式2相比，设备连接状态检测电路200B不易受到从开关控制电路100和输入输出变换电路300供给的能量的影响，所以能够更高精度地检测负载设备400的连接、非连接状态。
(实施方式4)
接着，说明本发明的实施方式4的开关电源装置。
有关实施方式4的开关电源装置中，设备连接状态检测电路200E的结构不同。
图4C是表示有关实施方式4的开关电源装置的一例的图。
以下，对于与图4A所示的实施方式2的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式2的不同点为中心说明动作。
设备连接状态检测电路200E例如如图4C那样，由负载设备连接端子5、波形检测电路(发送部)201b、波形检测电路(接收部)201a、变压器205、脉冲产生器203、开关元件204构成。
波形检测电路(发送部)201b例如由分路调节器(shunt regulator)和光敏二极管构成，如果输入到波形检测电路中的电压比设定的值大，则经由光敏二极管向波形检测电路(接收部)201a输出轻负载检测信号。波形检测电路(接收部)201a具备光敏晶体管，将轻负载检测信号向OFF端子输入。
这样，在实施方式4中，使波形检测电路分离为波形检测电路(接收部)201a和波形检测电路(发送部)201b，在二次侧直接检测负载设备400的连接、非连接状态，这一点与实施方式2不同。
图6C是表示图4C的实施方式4的开关电源装置的动作的时间图。在实施方式4中，负载设备400的连接、非连接状态通过与针对输出电压Vo设定的基准水平的比较来判定。
从脉冲产生器203输出的监视脉冲(图6C(g))被输入到开关元件204的栅极，如果开关元件204成为导通状态，则在一次绕组210a中流过一次侧电流Ip2(图6C(f))。并且，在对开关元件204的栅极输入监视脉冲的期间Ton2中，在一次绕组210a中积蓄励磁能Ep2。并且，如果开关元件204成为非导通状态，则积蓄在一次绕组210a中的励磁能Ep2经由二次绕组210b传递到二次侧。
此时，在二次绕组210b中流过二次侧电流Is2(图6C(e))。
当负载设备是非连接状态时，在输出电压Vo(图6C(a))中，与该二次侧电流同步地产生脉冲电压。如果该脉冲电压超过波形检测电路(发送部)201b的设定的基准电压，则在光耦合器中流过耦合电流(图6C(d))，光耦合器发光，被传递到波形检测电路(接收部)201a。
即，即使在二次侧没有一次电池或二次电池的电力的情况下，由于通过供给到二次侧的波形检测电路中的脉冲电压而光耦合器发光，检测负载设备连接状态，所以也能够高精度地检测。
进而，图4D表示实施方式4的另一例。
图6D是表示图4D的实施方式4的开关电源装置的动作的时间图。
与实施方式3同样，设备连接状态检测电路200E的负载设备连接端子5的一端经由作为第二整流电路的二极管18连接于作为第一整流电路的二极管15的阴极侧、即与输出端子16的连接点，另一端连接于作为第一整流电路的二极管15的阳极侧。
即，设备连接状态检测电路200E通过连接于二极管15的两端，检测在二极管15的两端呈现的电位差(反向电压)。
这样，本实施方式的开关电源装置与实施方式3同样，设备连接状态检测电路200E不受从开关控制电路100和输入输出变换电路300供给的励磁能的影响，所以能够更高精度地检测负载设备400的连接、非连接状态。
(实施方式5)
接着，说明本发明的实施方式5的开关电源装置。
有关实施方式5的开关电源装置与实施方式1相比，不同的是开关控制电路150的结构、以及配置有输出电压检测电路20和光耦合器19。
图9是表示有关实施方式5的开关电源装置的一例的图。
开关控制电路150与图1的开关控制电路100相比，不同的是追加保护电路107、AND电路108、FB端子而构成这一点、以及断开模式检测器103的输出目标的连接。
FB端子是经由光耦合器19被输入从输出电压检测电路20输出的反馈信号、用来控制开关动作的端子。
输出电压检测电路20连接于输入输出变换电路300的输出电压线路，根据输出电压值生成反馈信号。
保护电路107连接于脉冲宽度控制电路101、AND电路108及调节器106。
断开模式检测器103的输出被输入到AND电路108。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1的不同点为中心说明动作。
如果输出电压值为输出电压检测电路20中设定的规定电压以上，则输出电压检测电路20进行控制，以使得作为反馈信号而从开关控制电路150的FB端子流出电流。通过该反馈信号，脉冲宽度控制电路101使开关元件7的例如接通占空比(on duty)变化为适当的状态，将输出电压维持为规定电压。
此外，在通常动作时，在输入输出变换电路300的二次侧的输出电压与规定的输出值相比异常地高的情况下、或低的情况下、例如输入输出变换电路300被设定为输出20V的情况下，如果输出40V(过电压)或0V(过负载)，则生成反馈信号，经由光耦合器19向FB端子输入。进而，该反馈信号被输入到保护电路107，保护电路107控制脉冲宽度控制电路101，以使开关元件7的开关动作停止。
这里，对通常动作时和保护动作时的断开模式的转移的差异进行说明。
首先，对通常动作时的断开模式的转移进行说明。
图10A是表示有关本发明的实施方式5的开关电源装置的通常动作时的动作的时间图。
在通常动作时，如果设备连接状态检测电路200A检测出输出端子16和负载设备400是连接状态，则将比断开模式检测器103的基准电压源104低的电压向OFF端子输入(图10A(f))，断开模式检测器103将低电平的信号向AND电路108输入(图10A(d))。此外，保护电路107将高电平的信号(图10A(e))向AND电路108输入。并且，由于在AND电路108中被输入低电平的信号，所以AND电路108输出低电平的信号(图10A(c))，开关控制电路150将断开模式开关105控制为导通状态，维持开关元件7的开关动作，开关电源装置继续通常动作。
接着，如果设备连接状态检测电路200A检测出输出端子16与负载设备400是非连接状态，则将比断开模式检测器103的基准电压源104高的电压向OFF端子输入，断开模式检测器103将高电平的信号向AND电路108输入。保护电路107在通常动作时将高电平的信号输入到AND电路108，所以AND电路108输出高电平的信号，开关控制电路150将断开模式开关105控制为切断状态。
并且，开关元件7的开关动作停止(图10A(b))，开关电源装置向断开模式转移。并且，输出电压Vo(图10A(a))降低到0V。并且，切断向包括开关控制电路150内部的保护电路107的不需要动作的电路块的电力供给，削减开关电源装置的消耗电力。
接着，对保护动作时的动作进行说明。
图10B是表示有关本发明的实施方式5的开关电源装置的保护动作时的动作的时间图。
如果输出电压Vo(图10B(a))比规定的输出值高、保护电路107检测出异常状态，则开关控制电路150进行控制以将开关元件7的开关动作停止(图10B(b))，输出电压Vo降低到0V。进而，保护电路107向AND电路108输入低电平的信号(图10B(e))，所以AND电路108与从断开模式检测器103输入的信号无关地输出低电平的信号(图10B(c))。于是，开关控制电路150将断开模式开关105总是维持为导通状态。因此，即使设备连接状态检测电路200A检测出输出端子16与负载设备400成为非连接状态，将比断开模式检测器103的基准电压源104高的电压向OFF端子输入(图10B(f))，断开模式检测器103输出高电平的信号(图10B(d))，开关控制电路150也通过保护电路107维持保护状态。
这样，本实施方式的开关电源装置在通常动作时转移到断开模式的情况下，切断向包括开关控制电路150内部的保护电路107的不需要动作的电路块的电力供给，削减电力开关控制电路150自身的消耗电力。进而，在检测到异常的情况下，通过进行控制以使得不转移为断开模式，来维持保护状态，能够确保开关电源装置的安全性。
另外，也可以是，保护电路107检测出设备连接状态检测电路的温度异常上升的情况，开关控制电路150进行控制以将开关元件7的开关动作停止。
(实施方式6)
接着，说明本发明的实施方式6的开关电源装置。
有关实施方式6的开关电源装置与实施方式5相比，开关控制电路151的结构不同。
图11是表示有关实施方式6的开关电源装置的一例的图。
开关控制电路151与图9的开关控制电路150相比，不同的是没有保护电路107、AND电路108而配置有OR电路109、RS锁存(latch)电路110及时间检测电路111。
时间检测电路111为了检测驱动电路102的驱动信号而被配置，连接于驱动电路102的输出部、RS锁存电路110的设置端子(S端子)、调节器106。
RS锁存电路110是NOR型的RS锁存电路，复位端子(R端子)中被输入断开模式检测器103的输出，设置端子(S端子)与时间检测电路111的输出连接，输出端子(Q端子)与OR电路109连接。
以下，对于与图9所示的实施方式5的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式5的不同点为中心说明动作。
此外，关于设备连接状态检测电路200A的动作已在实施方式1中说明，所以这里省略。
时间检测电路111检测驱动电路102的驱动信号，如果在一定期间中没有检测到驱动信号，则生成轻负载检测信号，向RS锁存电路110的S端子输入。轻负载检测信号是脉冲信号。
以下，对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况、输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况、输出端子16与负载设备400向连接状态转移的情况进行说明。
此外，图12是表示图11的开关电源装置的动作的时间图。
对输出端子16与负载设备400为连接状态的情况进行说明(图12(A)的期间)。
该期间中，开关元件电流(图12(b))以一定间隔流动，即，从驱动电路102以一定间隔输出驱动信号。此时，时间检测电路111输出低电平的信号。该低电平的信号被输入到RS锁存电路110的S端子。
此外，此时设备连接状态检测电路200A将断开模式检测器103的OFF端子电压(图12(g))控制为比基准电压源104低，所以断开模式检测器103输出低电平的信号(图12(f))。该低电平的信号被输入到RS锁存电路110的R端子。
并且，从RS锁存电路110的Q端子输出低电平的信号。并且，该低电平的信号被输入到OR电路109。
进而，OR电路109中还被输入从断开模式检测器103输出的低电平的信号，从OR电路109输出低电平的信号。
并且，开关控制电路151将断开模式开关105控制为导通状态，维持开关元件7的开关动作，开关电源装置继续通常动作。
接着，对输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况进行说明(图12的从(A)向(B)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400成为非连接状态，则不再从输入输出变换电路300向负载设备400供给负载电流。并且，通过从输出电压检测电路20输出的反馈信号，脉冲宽度控制电路101经由驱动电路102控制开关，以使开关元件7的开关周期变长。
时间检测电路111如果在一定期间中没有检测到从驱动电路102输出的驱动信号，则输出轻负载检测信号(图12(e))。此时，由于OFF端子电压(图12(g))被设备连接状态检测电路200A控制成了比基准电压源104低，所以从断开模式检测器103输出低电平的信号。结果，在RS锁存电路110的S端子中被输入轻负载检测信号，在R端子中被输入低电平的信号，所以从Q端子输出高电平的信号(图12(d))。
进而，在OR电路109中，从Q端子输入高电平的信号，从断开模式检测器103输入低电平的信号，所以从OR电路109输出高电平的信号(图12(c))。结果，开关控制电路151使断开模式开关105成为切断状态，将开关元件7的开关动作停止，开关电源装置向断开模式转移。并且，输出电压Vo(图12(a))降低到0V。
并且，如果进一步由设备连接状态检测电路200A控制成OFF端子电压比基准电压源104大，则从断开模式检测器103向RS锁存电路110的R端子输入高电平的信号。结果，RS锁存电路110的Q端子输出低电平的信号。并且，在OR电路109中，从Q端子输入低电平的信号，从断开模式检测器103输入高电平的信号输入，从OR电路109输出高电平的信号，所以开关控制电路151将断开模式开关105维持为切断状态，将开关元件7的开关动作停止，开关电源装置继续断开模式。
接着，对输出端子16与负载设备400向连接状态转移的情况进行说明(图12的从(B)向(C)转移的期间)。
如果输出端子16与负载设备400成为连接状态，则OFF端子电压被设备连接状态检测电路200A控制成比基准电压源104低。并且，RS锁存电路110的S端子和R端子中被输入低电平的信号，所以从Q端子输出低电平的信号。进而，在OR电路109中，从Q端子输入低电平的信号，从断开模式检测器103输入低电平的信号，所以从OR电路109输出低电平的信号。结果，开关控制电路151将断开模式开关105控制为导通状态，所以开关元件7开始开关动作，开关电源装置向通常动作转移。
这样，在本实施方式的开关电源装置中，也能够得到与实施方式1同样的效果，进而，如果开关元件7的振荡周期变长，则能够转移到断开模式，所以能够在OFF端子电压变得比基准电压源104高之前转移到断开模式。
(实施方式7)
接着，说明本发明的实施方式7的开关电源装置。
有关实施方式7的开关电源装置与实施方式1相比，不同的是设备连接状态检测电路200C中的脉冲产生器203B的结构。
图13是表示有关实施方式7的开关电源装置的一例的图。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1的不同点为中心说明动作。
在脉冲产生器203B中，被输入商用电源1的输入电压。脉冲产生器203B例如如图14(A)所示，检测商用频率的交流电压穿过0V的点(零交叉点)(图14(A)的(b))，进行控制以生成监视脉冲(图14(A)的(a))。例如在商用频率的频率为50Hz的情况下，以100Hz的间隔生成监视脉冲。
此外，如图14(B)所示，脉冲产生器也可以控制为在检测到n次零交叉点(图14(B)的(b))后生成监视脉冲(图14(B)的(a))。例如，在商用频率的频率为50Hz的情况下，如果进行控制以使得在检测到100次零交叉点后产生监视脉冲，则监视脉冲的频率成为1Hz。
这样，根据本实施方式的脉冲产生器203B，通过利用商用频率，能够容易地设定监视脉冲周期。
(实施方式8)
接着，说明本发明的实施方式8的开关电源装置。
有关实施方式8的开关电源装置与实施方式1相比，不同的是配置有电阻501、断开模式控制电路500及光耦合器22这一点、和设备连接状态检测电路200D中的脉冲产生器203C的结构。
图15是表示有关实施方式8的开关电源装置的一例的图。
电阻501的一端连接于二极管302的阴极，另一端连接于二极管15的阳极。
断开模式控制电路500连接于二极管302与电阻501的连接点、二极管15与电阻501的连接点及光耦合器22，根据从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电力而生成断开模式解除信号。
断开模式控制电路500例如如图16的断开模式控制电路500A那样，由电压比较器503、基准电压源504、放大器505、NchMOSFET502、齐纳二极管506构成。
脉冲产生器203C连接于VDD端子、OFF端子、开关元件204的栅极、光耦合器22。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1的不同点为中心说明动作。
图17是表示图15的开关电源装置的动作的时间图。
首先，对输出端子16与负载设备400是连接状态的情况进行说明(图17(A)的期间)。
断开模式控制电路500A经由电阻501利用放大器505检测从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电流。并且，在被供给的电流较大的情况下，放大器505向电压比较器503输入比基准电压源504高的电压，电压比较器503输出高电平的信号。如果该高电平的信号被输入到NchMOSFET502的栅极，则NchMOSFET502成为导通状态，生成断开模式解除信号(图17(e))。
如果断开模式解除信号被输入到光耦合器22，则光耦合器22动作。将积蓄在电容器208中的电荷放电，OFF端子电压下降(图17(f))，维持为比断开模式检测器103的基准电压源104低。并且，断开模式检测器103输出低电平的信号(图17(d))。
并且，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，维持开关元件7的开关动作(图17(b))，开关电源装置继续通常动作。
并且，脉冲产生器203C如果检测出OFF端子电压比基准电压源104低，则控制为不生成监视脉冲(图17(i))。
接着，对输出端子16与负载设备400向非连接状态转移的情况进行说明(图17的从(A)向(B)转移的期间)。
断开模式控制电路500A在从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电流非常小的情况下，例如在输出端子16与负载设备400成为非连接状态的情况下，放大器505向电压比较器503输入比基准电压源504低的电压，电压比较器503输出低电平的信号。如果该低电平的信号被输入到NchMOSFET502的栅极，则NchMOSFET502成为非导通状态，停止断开模式解除信号的生成。
并且，光耦合器22的动作停止，在电容器208中经由电阻206被充电电荷，OFF端子电压上升而变得比断开模式检测器103的基准电压源104高。
此外，随着从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电流变小，脉冲宽度控制电路101控制开关元件7的开关动作以拉长间隔(间歇动作)。
结果，开关控制电路100将断开模式开关105控制为切断状态，使开关元件7的开关动作停止，开关电源转移到断开模式。并且，输出电压Vo(图17(a))降低为0V。
如果转移到断开模式，则调节器106停止向VDD端子的电流供给(图17(c))。并且进行控制，以使得如果VDD端子电压降低到VDDL则开始电流供给，如果达到VDDH则再次停止电流供给。
通过这样控制，能够削减断开模式时的开关控制电路100消耗的电力。
脉冲产生器203C在检测出OFF端子电压比基准电压源104高、并且VDD端子电压达到VDDL时，开始监视脉冲的生成。
监视脉冲的产生周期由电容器17的电容值、向电容器17的电流供给量、来自电容器17的放电电流决定。通过调整电容器17的电容值，能够生成长周期的监视脉冲。
如果监视脉冲的生成开始，则积蓄在电容器208中的电荷通过流过一次绕组209a的一次侧电流Ip(图17(g))而被放电，但通过调整变压器202的匝数比(Np/Ns)、监视脉冲的接通时间Ton、一次绕组209a的L值，设定为使得OFF端子电压的下限值不低于断开模式检测器103的基准电压源104，由此维持断开模式。
接着，对输出端子16与负载设备400向连接状态转移的情况进行说明(图17的从(B)向(C)转移的期间)。
输出端子16和负载设备400成为连接状态后，从脉冲产生器203C生成监视脉冲，如果监视脉冲被输入到开关元件204的栅极，则开关元件204成为导通状态，流过二次侧电流Is(图17(h))，该二次侧电流Is被合成到一次侧电流Ip中。通过该一次侧电流Ip，将充电在电容器208中的电荷放电。如果OFF端子电压下降而变得比断开模式检测器103的基准电压源104低，则脉冲产生器203C停止监视脉冲的生成。进而，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，开始开关元件7的开关动作。
断开模式控制电路500A如果检测出从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电力变大、并且输出电压Vo上升而变得比齐纳二极管506的齐纳电压大，则生成断开模式解除信号。
断开模式解除信号被输入到光耦合器22中，光耦合器22动作。光耦合器将积蓄在电容器208中的电荷放电，OFF端子电压下降，维持为比断开模式检测器103的基准电压源104低。
结果，开关控制电路100将断开模式开关105控制为导通状态，使开关元件7的开关动作维持，开关电源装置继续通常动作。
齐纳二极管506是为了进行控制以使得如果输出电压Vo不上升到一定值以上则不生成断开模式解除信号而设置的。例如，在进行输出电压不上升到一定值以上那样的不稳定动作的情况下，不生成断开模式解除信号，所以如果OFF端子电压比基准电压源104大，则开关元件7的开关动作停止。由此，在启动时或从断开模式向通常动作转移时发生了异常的情况下，能够避免不稳定的动作，使开关电源装置成为停止状态。
这样，本实施方式的开关电源在通常动作时能够停止监视脉冲的脉冲产生，能够抑制在从输入输出变换电路300向负载设备400供给的电力较小时、例如在通常动作时脉冲产生器所消耗的电力。此外，能够容易地设定断开模式时的监视脉冲的产生周期。
(实施方式9)
接着，说明本发明的实施方式9的开关电源装置。
有关实施方式9的开关电源装置与实施方式1相比，不同的是没有配置二极管15、二极管18这一点、和输出端子16A、负载设备400A的结构、变压器202与输出端子16A的连接。
图18是表示有关实施方式9的开关电源装置的一例的图。
负载设备400A例如由负载设备400和电阻410构成。
输出端子16A由输出端子16和信号端子23这三个端子构成。
负载设备连接端子5的一端连接于二次侧GND端子，另一端连接于信号端子23。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1的不同点为中心说明动作。
设备连接状态检测电路200A在实施方式1中，利用输出端子16之间的负载设备400的阻抗Z检测输出端子16与负载设备400的连接状态。
在本实施方式中，设备连接状态检测电路200A利用信号端子23与输出端子16的二次侧GND端子之间的电阻410的阻抗进行检测。为了检测输出端子16与负载设备400A的连接状态的差异，电阻410的值优选的是几mohm～几百ohm左右。
这样，如果采用本实施方式的追加信号端子23的结构，则能够使得不再需要在实施方式1～2中需要的二极管15、二极管18，还能够通过电阻值的变更使阻抗Z的设定变容易。
(实施方式10)
接着，说明本发明的实施方式10的开关电源装置。
有关实施方式10的开关电源装置与实施方式1相比，第一整流电路的结构不同，代替二极管15而采用使用PchMOSFET601的电路结构。此外，开关控制电路170的结构、以及配置有输出电压检测电路20和光耦合器19这一点不同。
图20是表示有关实施方式10的开关电源装置的第一整流电路和其周边的电路的一例的图。
开关控制电路170与图1的开关控制电路100相比，不同的是追加通断控制电路120和FB端子而构成、以及在驱动电路102A连接有脉冲宽度控制电路101和通断控制电路120这一点。
FB端子是经由光耦合器19被输入从输出电压检测电路20输出的反馈信号、用来控制开关动作的端子。
输出电压检测电路20连接于输入输出变换电路300的输出电压线路，根据输出电压值生成反馈信号。
以下，对于与图1所示的实施方式1的开关电源装置相同的构成要素赋予相同的标号而省略说明，以与实施方式1的不同点为中心说明动作。
如果输出电压值为输出电压检测电路20中设定的规定电压以上，则输出电压检测电路20进行控制，以使得作为反馈信号而从连接于开关控制电路170的FB端子流出电流。通过该反馈信号，脉冲宽度控制电路101使开关元件7的例如接通占空比变化为适当的状态，将输出电压维持为规定电压。
此外，如果负载变轻，则从FB端子流出的电流变大，连接于FB端子的通断控制电路120向驱动电路102A输出振荡停止信号或频率下降信号，开关元件7的开关频率下降。
第一整流电路15b由PchMOSFET601、NchMOSFET602、电阻603、604、606、607、电容器608、二极管605构成。
PchMOSFET601连接在输入输出变换电路300与输出端子16之间，NchMOSFET602的漏极端子经由电阻604连接于PchMOSFET601的栅极。电阻603连接在PchMOSFET601的栅极―源极之间，在NchMOSFET602成为接通时，通过电阻603和电阻604，产生PchMOSFET601的g―s间电压，PchMOSFET601导通。
在NchMOSFET602的栅极，连接有与电容器608串联连接的电阻606、607。二极管605的阳极连接于变压器301的二次绕组，阴极经由电阻606连接于NchMOSFET602的栅极端子。
图21表示实施方式10的各部的动作。
在负载设备400是通常负载状态时，由于开关控制电路170的开关频率较大，所以NchMOSFET602的栅极电压被保持为比NchMOSFET602的阈值电压高的一定电压值。
NchMOSFET602成为接通，PchMOSFET601的g―s间电压通过电阻603和电阻604成为PchMOSFET601的阈值电压以上，PchMOSFET601接通。
如果负载设备400成为轻负载状态，开关控制电路170的开关频率变小，则NchMOSFET602的栅极电压逐渐下降，比NchMOSFET602的阈值电压也下降，NchMOSFET602成为断开，结果PchMOSFET601成为断开。
即，整流电路15b在重负载时以低电阻导通，在轻负载时切断。
在负载设备400为非连接时，只要是具备来自二次侧的反馈功能的开关电源装置，则判断为轻负载，控制开关动作以将输出缩减。
例如即使负载设备400成为非连接的紧前状态为重负载状态，也立即转移到轻负载状态。
因而，如实施方式10所示，在负载设备400为连接状态时，PchMOSFET601导通，以低损失向负载设备400电传输入输出变换电路300的输出，负载设备400成为非连接状态，如果检测出轻负载，则PchMOSFET601切断，能够进行设备连接状态检测电路200A的设备连接状态检测。
以上，基于实施方式对有关本发明的开关电源装置进行了说明，但本发明并不限定于这些实施方式。只要不脱离本发明的主旨，对该实施方式实施了本领域的技术人员想到的各种变形的形态、或将不同实施方式的构成要素组合而构建的形态也包含在本发明的范围内。
例如，将实施方式1的设备连接状态检测电路200A置换为实施方式2的设备连接状态检测电路200B的结构也包含在本发明的范围中，起到同样的效果。
此外，将实施方式7的脉冲产生器203B与实施方式1～6及8～10所记载的脉冲产生器203、203C置换的结构也包含在本发明的范围中，起到同样的效果。
此外，将实施方式10的第一整流电路15b与实施方式1～9所记载的二极管15置换的结构也包含在本发明的范围中，起到同样的效果。
此外，将实施方式9的输出端子16A及负载设备400A与实施方式1～2所记载的输出端子16、负载设备400置换的结构也包含在本发明的范围中，起到同样的效果。
此外，如图19A所示的开关电源装置那样、具备有关实施方式1的开关电源装置所具备的开关控制电路100和脉冲产生器203的半导体装置180A也包含在本发明的范围中。
此外，如图19B所示的开关电源装置那样、具备有关实施方式1的开关电源装置所具备的开关控制电路100、脉冲产生器203及开关元件204的半导体装置180B也包含在本发明的范围中。
此外，如图19C所示的开关电源装置那样、具备有关实施方式1的开关电源装置所具备的开关控制电路100、脉冲产生器203和波形检测电路201的半导体装置180C也包含在本发明的范围中。
此外，包含在上述半导体装置中的各处理部典型地作为集成电路来实现。它们既可以单独地形成一个芯片，也可以包含一部分或全部而形成1个芯片。
此外，集成电路化除了专用电路以外，也可以由微处理器和程序实现。也可以利用能够重构电路单元的连接及设定的FPGA(Field ProgrammableGate Array)和可重构处理器。
进而，如果通过半导体技术的进步或派生的其他技术而出现代替的集成电路化的技术，则当然也可以使用该技术进行各处理部的集成化。可以想到有可能是化合物半导体、氧化物半导体、有机半导体、生物技术的应用等。
工业实用性
本发明的开关电源装置及设备连接状态检测电路在待机时能够将开关电源装置的开关动作停止，削减开关电源装置的消耗电力。进而，通过设置由波形检测电路、变压器和脉冲产生器构成的设备连接状态检测电路，即使在一次电池或二次电池等蓄电部件中没有电荷的状态下也能够启动，能够有效地应用于在电子设备中内置的AC―DC变换器、DC―DC变换器、外置AC适配器等的开关电源装置等。
标号说明
1  商用电源
2  输入滤波电路
3  输入整流电路
4  输入平滑电路
5  负载设备连接端子
6、206、207、233、234、235、238、239、240、410、501、603、604、606、607、909  电阻
7、204  开关元件
15、18、302、605  二极管
16、16A  输出端子
17、208、214、224、230、236、608  电容器
19、22、910  光耦合器
20  输出电压检测电路
23  信号端子
100、150、151、170、900  开关控制电路
101  脉冲宽度控制电路
102、102A  驱动电路
103  断开模式检测器
104、212、218、220、226、232、504  基准电压源
105  断开模式开关
106  调节器
107  保护电路
108  AND电路
109  OR电路
110  RS锁存电路
111  时间检测电路
120  通断控制电路
180A、180B、180C  半导体装置
200A、200B、200C、200D、200E  设备连接状态检测电路
201、201A、201B、201C  波形检测电路
201a  波形检测电路(接收部)
201b  波形检测电路(发送部)
202、202A、205、205A、301  变压器
203、203A、203B、203C  脉冲产生器
209a、210a、301a  一次绕组
209b、210b、301b  二次绕组
211、217、219、225、231、241、503  电压比较器
213、223、229  恒流源
215、221、227、601  PchMOSFET
216、222、228、502、602  NchMOSFET
237  运算放大器
300  输入输出变换电路
303  平滑电容器
400、400A、912  负载设备
500、500A  断开模式控制电路
505  放大器
506  齐纳二极管
901  驱动控制电路
902  驱动电路
905  电源通断电路
906  耦合器电路
911  输出控制电路

Claims (10)

1.一种开关电源装置，具备：
第二开关元件，被供给输入电压；
输出端子，连接于负载设备；
输入输出变换电路，将由上述第二开关元件进行了开关的上述输入电压变换为输出电压，并向上述输出端子输出；以及
开关控制电路，控制上述第二开关元件的开关动作，具有根据输入到断开端子的信号将开关动作停止的断开模式；
该开关电源装置的特征在于，具备：
第一整流电路，连接在上述输入输出变换电路与上述输出端子之间；
变压器，二次绕组的一端经过第二整流电路而与上述输出端子的一方的端子连接；
第一开关元件，连接于上述变压器的一次绕组；
脉冲产生器，向上述第一开关元件的栅极端子供给脉冲信号；以及
波形检测电路，检测根据上述脉冲信号的动作而在上述变压器的一次绕组或二次绕组中产生的电压或电流，并与预先设定的基准值进行比较，将与比较结果相应的输出信号向上述断开端子输出。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
上述波形检测电路连接于上述变压器的一次绕组，检测在上述变压器的一次绕组中产生的电压或电流，并与预先设定的基准值进行比较，将与比较结果相应的输出信号向上述断开端子输出。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
上述波形检测电路由波形检测电路发送部和波形检测电路接收部构成，
上述波形检测电路发送部连接于上述变压器的二次绕组，包括光耦合器的发光二极管部，
上述波形检测电路接收部连接于上述断开端子，包括上述光耦合器的光敏晶体管部，
由上述波形检测电路发送部检测上述变压器的二次绕组的电压或电流，并与预先设定的基准值进行比较，将与比较结果相应的输出信号从上述波形检测电路接收部向上述断开端子输出。
4.如权利要求1～3中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述变压器的二次绕组的另一端连接于上述输出端子的另一方的端子。
5.如权利要求1～3中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述变压器的二次绕组的另一端连接于上述输入输出变换电路与上述第一整流电路的连接点。
6.如权利要求1～5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述第一整流电路是二极管。
7.如权利要求1～5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述第一整流电路由晶体管构成，上述晶体管在由上述负载设备消耗的电力比预先设定的电力基准值少时被切断控制。
8.如权利要求1～7中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述脉冲产生器的动作仅在上述断开模式时振荡。
9.如权利要求1～7中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述脉冲产生器的振荡频率与商用频率相同或比商用频率低。
10.如权利要求1～7中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
具备保护电路，该保护电路在上述开关电源装置异常时进行控制，以使上述第二开关元件的开关动作停止，进而使上述开关控制电路不成为上述断开模式。
CN201480009433.1A 2013-02-20 2014-02-04 开关电源装置 Active CN105009436B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-030711 2013-02-20
JP2013030711 2013-02-20
JP2013173694 2013-08-23
JP2013-173694 2013-08-23
PCT/JP2014/000557 WO2014129126A1 (ja) 2013-02-20 2014-02-04 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105009436A true CN105009436A (zh) 2015-10-28
CN105009436B CN105009436B (zh) 2018-06-12

Family

ID=51390933

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480009433.1A Active CN105009436B (zh) 2013-02-20 2014-02-04 开关电源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9496795B2 (zh)
JP (1) JP6191020B2 (zh)
CN (1) CN105009436B (zh)
WO (1) WO2014129126A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115218137A (zh) * 2016-01-22 2022-10-21 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种安装侦测装置及应用的电源模块装置和led灯
CN115218137B (zh) * 2016-01-22 2024-04-30 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种安装侦测装置及应用的电源模块装置和led灯

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI479294B (zh) * 2013-04-18 2015-04-01 Asustek Comp Inc 電源適配器
KR20150054222A (ko) * 2013-11-11 2015-05-20 삼성전자주식회사 전원공급 방법 및 장치
CN117479382A (zh) 2014-09-28 2024-01-30 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种led直管灯
US10560989B2 (en) 2014-09-28 2020-02-11 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd LED tube lamp
US10502372B2 (en) 2015-03-10 2019-12-10 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd LED tube lamp
JP6561321B2 (ja) * 2014-10-14 2019-08-21 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
TWI536154B (zh) * 2015-01-16 2016-06-01 台達電子工業股份有限公司 電源轉換裝置及其控制方法
JP6515580B2 (ja) * 2015-02-24 2019-05-22 コニカミノルタ株式会社 電源制御装置及び画像形成装置
US11028973B2 (en) 2015-03-10 2021-06-08 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd. Led tube lamp
US9897265B2 (en) 2015-03-10 2018-02-20 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd. LED tube lamp having LED light strip
US11754232B2 (en) 2015-03-10 2023-09-12 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd. LED lamp and power source module thereof related applications
KR102321012B1 (ko) * 2015-03-30 2021-11-02 매그나칩 반도체 유한회사 소비전력 저감형 전력변환장치
JP6554308B2 (ja) * 2015-04-17 2019-07-31 ローム株式会社 バスコントローラおよび電源装置、電源アダプタ
US11035526B2 (en) 2015-12-09 2021-06-15 Jiaxing Super Lighting Electric Appliance Co., Ltd. LED tube lamp
JP6641208B2 (ja) * 2016-03-18 2020-02-05 Ntn株式会社 入力電圧制御装置
US11013143B2 (en) * 2016-11-12 2021-05-18 Exascaler Inc. Electronic device for liquid immersion cooling, power supply unit, and cooling system
JP2019075914A (ja) * 2017-10-18 2019-05-16 オンキヨー株式会社 スイッチング電源、及び、増幅装置
JP2019126124A (ja) * 2018-01-12 2019-07-25 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
US11507119B2 (en) * 2018-08-13 2022-11-22 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Method and apparatus for integrated battery supply regulation and transient suppression
TWI751489B (zh) * 2020-02-11 2022-01-01 宏碁股份有限公司 充電系統和充電裝置
CN116088362B (zh) * 2022-11-01 2023-09-01 深圳市谷粒科技有限公司 一种器件微功耗智能控制装置、方法、系统及介质

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05252662A (ja) * 1992-02-27 1993-09-28 Nec Corp スイッチング電源
CN1679225A (zh) * 2002-09-04 2005-10-05 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
CN101662213A (zh) * 2008-08-26 2010-03-03 三垦电气株式会社 开关电源装置
CN102318175A (zh) * 2009-02-12 2012-01-11 苹果公司 具有自动模式切换的电力转换器
CN102545615A (zh) * 2010-11-05 2012-07-04 兄弟工业株式会社 电源系统和图像形成设备
US8369111B2 (en) * 2010-08-02 2013-02-05 Power Integrations, Inc. Ultra low standby consumption in a high power power converter

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002247847A (ja) 2001-02-20 2002-08-30 Internatl Business Mach Corp <Ibm> Ａｃアダプタ、電源供給装置、電気機器、および電源供給装置の制御方法
US6577512B2 (en) * 2001-05-25 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply for LEDs
JP2004187355A (ja) 2002-11-29 2004-07-02 Fujitsu Ltd 電源制御方法、電流・電圧変換回路及び電子装置
TWI328149B (en) * 2006-01-09 2010-08-01 System General Corp A power converter for activating a pfc circuit with feed-forward voltage compensation
US8102679B2 (en) * 2008-08-15 2012-01-24 Infineon Technologies Ag Utilization of a multifunctional pin to control a switched-mode power converter
US8305004B2 (en) * 2009-06-09 2012-11-06 Stmicroelectronics, Inc. Apparatus and method for constant power offline LED driver
US8897038B2 (en) * 2012-07-31 2014-11-25 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter dynamic load detection

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05252662A (ja) * 1992-02-27 1993-09-28 Nec Corp スイッチング電源
CN1679225A (zh) * 2002-09-04 2005-10-05 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
CN101662213A (zh) * 2008-08-26 2010-03-03 三垦电气株式会社 开关电源装置
CN102318175A (zh) * 2009-02-12 2012-01-11 苹果公司 具有自动模式切换的电力转换器
US8369111B2 (en) * 2010-08-02 2013-02-05 Power Integrations, Inc. Ultra low standby consumption in a high power power converter
CN102545615A (zh) * 2010-11-05 2012-07-04 兄弟工业株式会社 电源系统和图像形成设备

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115218137A (zh) * 2016-01-22 2022-10-21 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种安装侦测装置及应用的电源模块装置和led灯
CN115218137B (zh) * 2016-01-22 2024-04-30 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种安装侦测装置及应用的电源模块装置和led灯

Also Published As

Publication number Publication date
CN105009436B (zh) 2018-06-12
WO2014129126A1 (ja) 2014-08-28
JPWO2014129126A1 (ja) 2017-02-02
US20150349651A1 (en) 2015-12-03
US9496795B2 (en) 2016-11-15
JP6191020B2 (ja) 2017-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105009436A (zh) 开关电源装置
CN107112889B (zh) 用于功率转换器的起动控制器
US9444353B2 (en) Isolated power converter and associated switching power supply
CN102377169B (zh) 热关断单元、包括其的开关控制器和控制方法
JP6132921B2 (ja) 極低入力電圧で動作可能なフライバックコンバータ
US10445281B2 (en) Load detection apparatus and method for USB systems
TW201238221A (en) Full-bridge driving controller and full-bridge converting circuit
CN103095140B (zh) 开关电源装置
CN103023337B (zh) 开关电源变换器的电源电路
CN105322810B (zh) 电源转换装置及其电流反馈信号异常时的保护方法
CN102969874A (zh) 功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路
CN105449807A (zh) 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置
US20130033110A1 (en) Power supply circuit with low-voltage control and producing method thereof
CN104796015A (zh) 用于对同步整流器驱动电路供电的系统和方法
TWI438600B (zh) 斷電延遲電路及電源供應系統
WO2021127957A1 (zh) 一种反激式转换器恒流控制电路
CN102857126A (zh) 功率转换器的控制电路
CN105529791A (zh) 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置
CN104601015A (zh) 反激式ac-dc转换器
CN103036413A (zh) 电源供应装置
CN105449995B (zh) 驱动控制电路和驱动控制方法以及开关电源
CN102939704B (zh) 开关控制电路及开关电源装置
JP7123733B2 (ja) 電源制御装置
CN107733241B (zh) 双原边隔离电源
CN113206494B (zh) 一种输入电压的检测电路和充电器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20200529

Address after: Kyoto Japan

Patentee after: Panasonic semiconductor solutions Co.,Ltd.

Address before: Osaka Japan

Patentee before: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY MANAGEMENT Co.,Ltd.

TR01 Transfer of patent right