KR20150082315A - 저 입력전압으로 작동하기 위한 플라이백 컨버터 - Google Patents

저 입력전압으로 작동하기 위한 플라이백 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR20150082315A
KR20150082315A KR1020157012626A KR20157012626A KR20150082315A KR 20150082315 A KR20150082315 A KR 20150082315A KR 1020157012626 A KR1020157012626 A KR 1020157012626A KR 20157012626 A KR20157012626 A KR 20157012626A KR 20150082315 A KR20150082315 A KR 20150082315A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
flyback converter
control
transistor
transformer
Prior art date
Application number
KR1020157012626A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101759808B1 (ko
Inventor
헤럴드 딜러스베르거
Original Assignee
헤럴드 딜러스베르거
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 헤럴드 딜러스베르거 filed Critical 헤럴드 딜러스베르거
Publication of KR20150082315A publication Critical patent/KR20150082315A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101759808B1 publication Critical patent/KR101759808B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current

Abstract

본 발명은 플라이백 컨버터 회로에 관한 것으로, 권선의 시작단과 끝단을 각각 가지는 주권선과 보조권선을 구비하는 트랜스포머(103, 203), 충전 캐패시터(107, 207), 다이오드(106, 206), 반도체 스위치(120, 220) 및 컨트롤러(116, 216)를 포함하여 플라이백 컨버터를 형성하며, 상기 컨트롤러(116, 216)는 상기 플라이백 컨버터의 기동 이후에 상기 반도체 스위치(120, 220)를 컨트롤하도록 마련되고, 기동 트랜지스터(104, 204)가, 게이트 터미널에 의해 상기 트랜스포머(103, 203)의 보조 권선의 시작단에 연결되고, 드레인 터미널에 의해 상기 트랜스포머(103, 203)의 주권선의 끝단에 연결되도록 마련되고, 오실레이터가 적어도 상기 트랜스포머(103, 203) 및 상기 기동 트랜지스터(104, 204)에 의해 형성되고, 상기 충전 캐패시터(107, 207)는 상기 컨트롤러(116, 216)에 에너지를 공급하고, 상기 다이오드(106, 206)는 상기 트랜스포머(103, 203)의 보조 권선의 시작단과 상기 충진 캐패시터(107, 207) 사이에 마련되고, 상기 다이오드(106, 206)의 애노드는 상기 충전 캐패시터(107, 207)에 연결되는 것을 특징으로 한다.

Description

플라이백 컨버터 회로{FLYBACK CONVERTER CIRCUIT}
본 발명은 플라이백(FLYBACK) 컨버터 회로에 관한 것이다.
일반적인 플라이백 컨버터 회로는 트랜스포머, 충전 캐패시터, 다이오드, 반도체 스위치 및 컨트롤러를 구비한다. 트랜스포머는 주권선과 보조권선을 구비하고, 각 권선은 시작단과 끝단을 갖는다. 주권선과 보조권선은 서로 마주보며 접속될 수 있다. 트랜스포머의 코어에는 공극(air gap)이 형성된다. 트랜스포머는 또한 플라이백 트랜스포머, 듀얼 인덕터 또는 결합 인덕터(coupled inductor)로 기술될 수 있다. 컨트롤러는 플라이백 컨버터가 기동한 후에 반도체 스위치를 컨트롤하도록 설계된다.
플라이백 컨버터는 벅-부스터(buck-boost) 컨버터로도 기술된다. 플라이백 컨버터는 DC/DC 컨버터 형태를 이룬다.
플라이백 컨버터의 기본 구조에 대해 도 3을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
도 3에 도시된 플라이백 컨버터는 전압원(301), 트랜스포머(303), 다이오드(306), 충전 캐패시터(307) 및 스위치(320)를 구비한다. 또한, 추가 캐패시터(302)가 전압원(310)에 병렬 접속되지만 이는 플라이백 컨버터의 동작에 필요한 것은 아니며, 트랜스포머(303)에 형성된 2개의 점(points)은 권선 방향을 나타낸다. 여기서는, "시작단(winding beginning)"과 "끝단(winding end)"으로 설명되며, 이는 순전히 이해를 돕기 위한 것이다. 이론적으로, 트랜스포머의 코일간의 상호연결이 유지되면, 트랜스포머 내에서 단자를 반대방향 또는 동일 방향으로 교체할 수도 있다.
플라이백 컨버터의 기본 모드 동작은 아래와 같다. 이론적으로, 도전 상태(conducting phase) 및 비도전(non-conducting) 또는 차단(blocking) 상태의 2개의 동작 모드가 플라이백 컨버터에서 서로 교대로 나타난다. 이는 동작 모드에서 활성 상태(currently active)가 되는 스위치(320)에 의해 결정된다. 스위치(320)가 닫히면 플라이백 컨버터는 도전 상태가 된다. 만일 스위치(320)가 열리면 플라이백 컨버터는 차단 상태가 된다.
도전 상태에서, 전압원(301)에 의해 트랜스포머(303)의 주권선을 통해 전류가 흐른다. 다이오드(306)가 트랜스포머(303)의 보조권선을 통과하는 전류 흐름을 차단함에 따라 보조권선에는 전류가 흐르지 않는다. 이에 따라 트랜스포머(303)의 공극에서의 기자력이 증가한다.
만일 스위치(320)가 열리면, 전류는 트랜스포머(303) 단부의 주권선 또는 1차 측으로 흐른다. 트랜스포머(303)의 1차 측으로 흐르는 전류가 매우 빠른 속도로 정지함에 따라 트랜스포머(303)의 2차 측으로 흐르는 전류는 증가한다. 다이오드(306)를 통해 전류가 흐름에 따라 충전 캐패시터(307)에 전류가 충전된다. 이어서 스위치(320)가 다시 닫히고 도전 상태와 차단 상태로 구성된 새로운 사이클이 시작된다.
이러한 스위치(320)의 사이클 또는 상태에 따라 충전 캐패시터(307)의 파워가 조정될 수 있다. 따라서 예를 들어, 충전 캐패시터(307)에서의 부하는 출력전압 또는 특히, 축전기와 같이 전류가 충전되는 에너지 저장장치로 제공될 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 플라이백 컨버터의 구성에 있어서, 입력단과 출력단은 전기적으로(galvanically) 상호 절연되어 있다. 이러한 전기적 상호 절연은 확실히 이점이 있지만 반드시 필요한 것은 아니며, 상호 절연 없이도 상응하는 추가적인 상호 접속을 통해 동작 가능하다. 여기에 개시된 플라이백 컨버터의 경우, 입력 전압은 출력전압보다 크거나 작을 수 있다. 이는 전적으로 스위치의 제어 동작에 달려있으며, 스위치는 반도체 스위치로 구성되는 것이 바람직하다. 여기서는 벅(buck) 또는 부스트(boost) 동작 모드에 대해 설명한다.
플라이백 컨버터는 불연속적인 또는 연속적인 전류 모드로 동작할 수 있다. 연속적인 전류 모드에서, 반도체 스위치가 온 상태일 때 인덕터는 여전히 제기능(live)을 하거나 전류가 흐른다. 부스터 컨버터와는 달리, 상응하는 권선비를 갖는 플라이백 컨버터에서 (현실적으로 실현 가능한) 최대 듀티 사이클(duty cycle)을 가지며, 입력 전압에 대한 출력 전압 비가 매우 큰 경우 연속적인 전류 모드로 동작할 수 있다. 여기에 개시된 플라이백 컨버터에서, 예를 들어 입력 전압이 20mV, 듀티 사이클이 75% 인 경우 출력전압은 최대 6V까지 가능하다. 이는 다음 방정식에 의해 계산된다.
Figure pct00001
여기서, 듀티 사이클(duty cycle)은 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure pct00002
이 식에 따르면 차단 상태에 대한 도전 상태의 비는 3:1이 된다. 또한, 1:100 트랜스포머가 사용되는 것으로 가정하면, N은 1차 측과 2차 측의 권선비이다.
불연속적인 전류 모드는 단속류(intermittent flow) 동작으로도 기술된다. 불연속적인 전류 모드에서 전류는 인덕턴스에서 흐르기 시작해서 트랜스포머(303)의 주 권선에서 0 A가 된다. 손실을 고려하지 않으면 일정한 입력 전압에서 최대 전류 Imax에 도달하며, 그 결과는 아래 식과 같다:
Figure pct00003
여기서, Vin은 입력 전압이고, L(prim)은 트랜스포머의 주권선의 인덕턴스이다.
따라서 입력 저항은 아래와 같다.
Figure pct00004
여기서, 스위칭 주파수 f는
Figure pct00005
따라서, 입력 저항은 전압원과는 무관하다. 이는 출력 전압과 무관하게 일정한 출력 저항을 갖는 열전 발전기(thermoelectric generators)에서 매우 간단한 임피던스 매칭이 가능하도록 한다.
전술한 바와 같이, 전압원(301)에 병렬 접속된 캐패시터(302)는 필수 구성요소는 아니다. 그러나 본 회로에서는 0보다 높은 출력 저항을 갖는 전압원(301)으로 사용된다. 전압원(301)의 출력 저항은 캐패시터(302)와 함께 저역 통과 필터(low-pass)를 형성한다. 이에 따라 입력 전압은 도전 상태에서 그다지 크게 감소하지 않는다.
도 3에 개시된 플라이백 컨버터는 일반적인 실시예를 나타낸 것으로, 여기서 스위치(320)는 외부 컨트롤러에 의해 제어되는 것으로 가정된다. 집적된 플라이백 컨버터 회로에는 반도체 스위치(320) 뿐만 아니라 컨트롤러가 제공되며, 이에 따라 전체 솔루션(overall solution)은 더 작고 호의적이 된다. 상기 전류 플라이백 컨버터 회로에서 이러한 컨트롤러를 위한 추가적인 에너지 공급원은 필요하지 않다.
도 4에 좀 더 개선된 형태의 플라이백 컨버터가 도시되어 있다. 본 실시예에 따른 플라이백 컨버터에서, 캐패시터(427) 및 다이오드(426)가 추가로 제공된다. 이러한 플라이백 컨버터 구조를 통해, 그라이나헤르(Greinacher) 회로에 의해 출력전압이 정류될 수 있다.
여기서, 도전 상태에서 캐패시터(427)는 다이오드(426)를 통해 보조 권선에 유도된 전압 마이너스 다이오드 전압까지 충전된다. 도 3에 도시된 플라이백 컨버터에 비해 다이오드(406)가 Vout 에 다이오드 전압이 더해지도록 하는 이점이 있다.
차단 상태에서 충전 캐패시터(407)는 다이오드(406)와 캐패시터(427)를 통해 충전된다. 다이오드(426)는 Vout에 다이오드 전압이 더해지도록 한다. 다이오드 426은 예를 들어, 쇼트키(Schottky) 다이오드로 이루어질 수 있다.
플라이백 컨버터와 같이, 작은 입력 전압을 위한 전력 관리 회로는 종종 에너지 하베스팅(energy harvesting)과 연관되어 사용된다. 이는 구동요소에 제공되는 상당량의 전압은 매우 낮은 전압 및 낮은 전력을 갖는 에너지원(energy source)으로 생성됨을 의미한다. 이러한 에너지원의 예로 열전력 발생기(thermogenerator)로도 불리는 열전 발전기(thermoelectric generator)가 있으며, 넥스트림(Nextreme)의 eTEG HV56을 예로 들 수 있다. 이것은 8K의 온도차에서 부하 없이 200mV의 출력 전압과 약 10Ω의 출력 저항을 제공한다. 10Ω의 부하일 때 최대 전력은 1mW이다. 이 경우 출력 전압은 100mV이고 출력 전류는 10mV가 된다. 이러한 에너지원의 효율 외에도 특히 임피던스 매칭(MPPT-maximum power point tracking)이 중요하다.
임피던스 매칭을 갖는 부스터 컨버터 회로는 300mV에서부터 이미 기동하는 것으로 알려져 있다. 부스터 컨버터 회로는 기동하자마자 100mV의 입력 전압에서 동작할 수 있다. 그러나 이와 같이 매우 낮은 전압에서 매우 높은 듀티 사이클이 사용되며, 이로 인해 높은 스위칭 손실률이 발생한다. 따라서 이러한 회로의 효율은 낮다. 게다가 이러한 공지의 회로는 연속적인 전류 모드에서 컨트롤이 불가능하다는 단점이 있다.
더 낮은 입력 전압에 대한 해결책이 알려져 있으며, 여기서 트랜스포머, 전압제한기 및 정류기에 의해 오실레이터가 구현된다. 이러한 회로는 예를 들어, Linear Technology에 의해 LTC3108 회로로 시중에 유통되고 있다. 이에 의해 스위칭 주파수는 구성요소에 의존하며, 임피던스 매칭도 가능하지 않다. 또한, 입력 전류는 입력 전압에 따라 선형적으로 증가하며, 이에 따라 낮은 최대 입력 전압을 얻을 수 있다.
또한, 유도된 트랜스포머 전압을 에너지 하베스팅(energy harvesting) 수행에 사용하고, 충전 펌프를 이용하여 기동 오실레이터를 분리시킬 수 있도록 음전압을 생성하는 회로가 공지되어 있다. 이러한 회로는 예를 들어, US 7,170,762 B2에 공지되어 있다. 이 회로는 시스템에 의존하므로 효율이 낮다. 연속적인 전류 모드 또한 불가능하다.
미국 등록특허 US 7, 170, 762 B2
본 발명의 목적은 비용이 저렴하고 낮은 기동 전압을 요하는 플라이백 컨버터 회로를 제공하는 것이다.
이러한 목적은 청구항 1에 따른 플라이백 컨버터 회로에 의해 달성될 수 있다.
더 개선된 실시예들이 종속항, 발명의 상세한 설명, 도면, 및 도면의 상세한 설명에 개시되어 있다.
청구항 1에 따르면, 일반적인 플라이백 컨버터 회로는 기동 트랜지스터가, 게이트 터미널에 의해 트랜스포머의 보조 권선의 시작단에 연결되도록 확장된다. 기동 트랜지스터의 드레인 터미널에 의해 상기 트랜스포머의 주 권선의 끝단에 연결된다. 상기 트랜스포머와 기동 트랜지스터 중 적어도 하나에 의해 오실레이터 특히, LC 오실레이팅 회로가 형성된다. 또한, 상기 트랜스포머의 보조 권선의 시작단과 충전 캐패시터 사이에 다이오드가 제공되고, 이에 의해 다이오드의 애노드가 충전 캐패시터에 연결되고 컨트롤러는 상기 충전 캐패시터에 의해 전류를 공급받는다. 여기서, 다이오드가 상기 트랜스포머의 보조 권선의 시작단에 직접 연결될 필요는 없다. 또한, 예를 들어, 도 4에 도시된 바와 같은 수정된 형태의 플라이백 컨버터에서와 같이 캐패시터가 삽입될 수 있다.
본 발명의 범위 내에서 트랜스포머의 주권선 또는 1차 측은 입력 전압이 제공되는 권선으로, 그리고 상기 트랜스포머의 보조권선 또는 2차 측은 출력 전압이 생성되는 권선으로 이해될 수 있다. 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로는 특히 기동 회로가 구비된 플라이백 컨버터이다. 본 발명의 범위 내에서 "연결(Coupled)"은 직접 연결뿐만 아니라 하나 또는 그 이상의 구성요소를 경유하여 연결되는 것으로 이해될 수 있다.
본 발명의 핵심 사상은 낮은 전압(저전압)에서 이미 진동하기 시작하는 오실레이터를 제공하는 것으로 볼 수 있다. 이러한 오실레이터는, 더 높은, 특히 음의, 전압이 플라이백 컨버터를 기동하거나 플라이백 컨버터의 컨트롤을 시작하기 위해 생성될 수 있다. 이어서 오실레이터는 꺼지게(switched off) 된다. 상기 컨트롤러는 상기 회로의 출력을 통해 에너지를 공급받을 수 있다.
본 발명의 근간을 이루는 더 핵심 사상은, 독립된 오실레이터를 제공하지 않고 대신 플라이백 컨버터를 위해 사용되고, 최소한 부분적으로라도 오실레이터를 위해 사용되는 구성요소를 사용하는 것이다.
따라서 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로는, 기존의 부스터 컨버터 회로에 비해, 낮은 듀티 사이클을 가지며 이에 따라 특히 낮은 입력 전압에서 더 우수한 효율을 달성할 수 있다. 즉, 낮은 입력 전압이 사용될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 회로에 의하면 매우 낮은 입력 전압으로도 연속적인 전류 모드가 가능하다.
또한, 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로에 의하면, 불연속적인 전류 모드와 연속적인 전류 모드 둘 다 가능하다. 따라서, 매우 낮은 임피던스 매칭에서부터 매우 높은 임피던스 매칭이 달성될 수 있다. 스위칭 주파수 또한 각각 독립적으로 선택될 수 있다. 따라서 크기가 더 작은 트랜스포머를 사용할 수 있으며, 이에 의해 회로의 전체적인 단가가 더 낮아진다. 또한 입력 전압이 출력 전압보다 더 클 수 있다. 더욱이, 본 발명에 따른 회로에 의하면 규정된 최대 코일 전류(defined maximum coil current)가 가능하며, 이에 따라 회로 설계가 간단해진다.
이론적으로, 본 발명에 따른 회로에 의하면 전압원의 양전위를 위해 트랜스포머를 1차 측에만 연결하거나 입력 전압의 양전위를 위해 2차 측 단자에 연결할 수 있다. 이러한 설계에 따라, 충전 캐패시터는 입력 전압의 음전위 또는 양전위 상의 2차 측에 위치하는 것이 바람직하다. 본 발명에서 입력 전압의 양전위는 Vin +로 기재되고, 입력 전압의 음전위는 Vin-로 기재되며, 출력 전압의 음전위는 Vout -로 기재될 수 있다. 출력 전압의 양전위는 충전 캐패시터의 2차 측이며, 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로의 정확한 구조에 따라 Vin+ 또는 Vin-에 해당한다.
기동 트랜지스터의 소스 단자를 Vin +로부터 절연시키기 위해 제2 반도체 스위치가 제공될 수 있다. 또 다른 방법으로 기동 트랜지스터의 게이트에 Vout -이 설정되도록 다른 위치에 배치된 제2 반도체 스위치에 의해 기동 트랜지스터를 높은 임피던스 상태로 스위치 할 수 있다. 또한, 동작점(operating point)조정을 위해, 기동 트랜지스터의 게이트가 저항을 경유하여 입력 전압의 양전위에 연결될 수 있다. 상기 2가지 방법은 컨트롤러에 의해 플라이백 컨버터가 안정적으로 기동하는 즉시 오실레이터가 정지(스위치 오프) 되도록 한다. 그러나 이론적으로, 상기 오실레이터를 정지시키기 위한 다른 대안도 가능하다.
상기 오실레이터가 정지되고, 플라이백 컨버터를 위한 컨트롤러가 안정적으로 기동되는 시간을 결정하기 위해, 비교기가 제공되는 것이 바람직하다. 비교기는 예를 들어, 기준전압을 사용하여, 충전 캐패시터에서 안정적인 방법으로 컨트롤러를 기동하기 위한 충분한 전압이 가능한 시간을 검출한다.
상기 전압원의 양전위 연결을 위해 상기 트랜스포머의 주 권선의 시작단이 특히 적합하다.
이론적으로, 상기 트랜스포머는 임의의 권선비를 가질 수 있다. 이러한 권선비는 1:100이 바람직하다. N(권선비)이 높을수록 낮은 입력 전압으로 더 높은 출력 전압이 생성될 수 있다. 그러나, 이때 생성되는 최대 전류 및 최대 전압은 회로 설계 특히, 구성요소 설계시 고려되어야 한다.
디플리션(depletion) n-MOSFET 또는 기본적인 n-MOSFET 또는 n-JFET가 기동 트랜지스터로 사용될 수 있다. 또한, 디플리션 듀얼 게이트 n-MOSFET가 기동 트랜지스터로 사용될 수 있으며, 이에 의해 기동 트랜지스터는 정지 트랜지스터(stopping transistor)를 구비한다.
바람직한 실시예에 따르면, 컨트롤러에 의해 반도체 스위치를 컨트롤하기 위한 컨트롤 캐패시터 및 컨트롤 다이오드가 제공된다. 이를 통해 상기 컨트롤 캐패시터는 일단이 상기 컨트롤러에 접속되고, 타단이 상기 컨트롤 다이오드에 접속될 수 있다. 상기 컨트롤 다이오드의 캐소드와 상기 컨트롤 캐패시터의 제1측은 상기 반도체 스위치의 게이트에 접속된다. 이에 따라 반도체 스위치를 위한 규정 전압(defined voltage)을 제공하여 플라이백 컨버터가 효율적으로 동작할 수 있도록 한다.
상기 컨트롤 다이오드의 애노드는 Vin-에 접속될 수 있다.
본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로에 의하면, 저렴한 비용으로 회로를 구현할 수 있고, 낮은 입력 전압에서 작동 가능한 이점이 있다.
도 1은 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로의 제1 실시예를 보인 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로의 제2 실시예를 보인 도면이다.
도 3은 플라이백 컨버터의 예를 보인 도면이다.
도 4는 플라이백 컨버터의 추가 예를 보인 도면이다.
도면의 동일한 부호는 동일 내지 유사한 구성요소를 나타내며, 다만 첫 번째 자릿수는 상이하며 이는 도면(firgure) 번호를 나타낸다. 중복 설명을 피하기 위해, 동일한 기능을 하는 구성요소에 대해서는 상세한 설명을 생략할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로의 제1 실시예를 보인 도면이다. 상기 플라이백 컨버터는 트랜스포머(103), 다이오드(106), 충전 캐패시터(107) 그리고 반도체 스위치(120)에 의해 형성된다. 상기 플라이백 컨버터에는 전압원(101)에 의해 에너지가 공급된다. 상기 전압원(101)와 병렬로 캐패시터(102)가 더 배치되는데, 이는 도 3에서 이미 기술된 것과 동일한 효과를 가진다. 본 실시예에서는 기동을 위한 오실레이터가 상기 트랜스포머(103)와 기동 트랜지스터의(104)에 의해 형성된다. 상기 오실레이터의 주파수(f)는 다음 식으로 결정된다.
Figure pct00006
여기서, C 는 상기 트랜지스터(104)의 입력 캐패시턴스와 상기 트랜스포머(103)의 제2차 측의 캐패시턴스의 총합이고, L(sec)은 상기 트랜스포머(103)의 제2차 측의 인덕턴스이다.
상기 트랜지스터(104)는 예를 들어, 디플리션(depletion) n - MOSFET, 또는 n - JFET 로서 형성될 수 있다. 상기 디플리션(depletion) n - MOSFET의 게이트 소스 컷-오프 전압(gate-source cut-off voltage)과 n - JFET 의 게이트 소스 컷-오프 전압(gate-source cut-off voltage)은 각각 0 V 이하이고, 예를 들면 -0.5 V이다. 상기 기동 트랜지스터(104)와 연결되어 추가 디플리션(depletion) n - MOSFET(105)에는 예를 들면, -1.2 V의 문턱전압(threshold voltage)이 상기 플라이백 컨버터의 컨트롤러의 기동 이후에 상기 오실레이터를 스위치 오프 하기 위해 마련된다. 이론적으로 2 개의 트랜지스터 (104)와 (105)의 배치를 상호 교환하는 것이 가능하다. 이들 트랜지스터 (104)와 (105)는 디플리션 듀얼 게이트(depletion dual gate) n - MOSFET로 구성될 수 있다.
본 발명에 따른 회로의 작동 모드가 이하에서 간단히 기술된다. 상기 전압원(101)에서 전압이 증가하자마자, 상기 트랜스포머(103)의 주권선에서 전류가 증가하고 동시에 전압이 상기 트랜스포머(103)의 보조 권선에 유도되어 상기 트랜지스터(104)에서 게이트 전압을 증가시킨다. 이렇게 하여 상기 트랜지스터(104)는 더 낮은 저항값(ohmic value)을 가지고 상기 전류는 추가로 증가할 수 있다. 저항 전압(resistive voltage)이 떨어짐에 따라 상기 주권선에서의 전압이 감소하고, 그 결과로 트랜지스터(104)의 게이트에서의 전압이 떨어지고, 상기 트랜지스터(104)는 더 높은 저항값을 얻으며 이는 상기 주권선에서의 전압을 추가로 감소시킨다. 이것은 이후에 문턱전압에서 컷 오프하는 상기 기동 트랜지스터(104)에서 네가티브 게이트 전압으로 이어진다. 상기 플라이백 컨버터에 관하여 이미 기술한 바와 같이, 이후에 상기 전류는 상기 트랜스포머(103)의 제2차 측에서만 추가로 흐른다. 이는 상기 충전 캐패시터(107)가 낮은 전압으로 충전되도록 한다. 이러한 충전은 상기 캐패시터(107)에 충전된 에너지가 더 이상 흘러버릴 수 없도록 다이오드(106)를 경유하여 발생한다. 상기 트랜스포머(103)의 보조 권선에서 전류는 이제 제로로 향해서 가고, 상기 트랜지스터(104)에서 게이트 전압 또한 0 V가 되고 상기 트랜스포머(103)의 주권선에서 전류는 다시 증가하기 시작한다. 이러한 주기적 전류 펄스는 전압을 증가시키도록 상기 충전 캐패시터를 충전한다.
3개의 저항 (112, 113, 114)과 하나의 기준 전압원(110)에 의해서, 비교기(comparator, 111)는 충전 캐패시터(107)에서의 전압을 모니터한다. 예를 들어 상기 비교기는 상기 3개의 저항(112, 113, 114)이 각각 동일한 값을 가지고, 기준 전압원(110)은 1.2 V의 기준전압을 공급한다는 전제하에 1.8 V에서 스위칭한다.
상기 비교기(111)의 스위치오버(switchover)는 초기 전압 VIN -의 인버터(115)의 출력이 이 전위 이하로 1.8V로 스위칭 되도록 한다. 이것은 트랜지스터(105)의 스위치 오프를 야기하고 상기 오실레이터는 정지된다.
비교기(111)의 스위치오버를 통해서, 컨트롤러(116)는 또한 활성화된다. 이것은, 충진 캐패시터(107)에서 전압이 충분히 높아짐에 따라, 그 수단에 의해 공급될 수 있다. 지금까지 상기 컨트롤러(116) 후단에 마련된 드라이버(117)는 신호가 없었으며, 따라서 로우(low)였다. 이에 의해 컨트롤 캐패시터(118)는 이미 컨트롤 다이오드(119)의 다이오드 전압보다 낮은 1.8V로 충전되어 있다. 이러한 전압강하가 가능한 한 낮게 유지되기 때문에 다이오드(119)는 예를 들어 쇼트키 다이오드(Schottky diode)로 구현될 수 있다. 드라이버(117)가 높게 스위치 되자마자, 반도체 스위치(120)의 게이트는 이러한 스위치오버 과정을 통해서 충전된다. 정확한 전압은 캐패시터(118)의 캐패시턴스와 반도체 스위치 또는 트랜지스터(120)의 입력 캐패시턴스의 비에 따라 다르다.
캐패시터(118)는 반도체 스위치(120)의 입력 캐패시턴스에 비해 커야 한다. 예를 들어 1 nF 대 40 pF의 비를 제공하는 것이 가능하다. 정확한 구성(configuration)을 통해서, 최종 게이트 전압(resulting gate voltage)이 반도체 스위치(120)의 문턱전압 이상이 되도록 해야 한다. 반도체 스위치(120)는 예를 들어 0.8V의 문턱전압을 가진 인핸스먼트(enhancement) n-MOSFET로서 형성될 수 있다.
마찬가지로 트랜스포머(103)의 주권선의 끝단에서 트랜지스터(120)의 스위치오버에 대한 오버 전압이 p-MOSFET의 문턱전압보다 낮기만 하면, 인핸스먼트(enhancement) n-MOSFET로서 트랜지스터(120)을 형성하는 것도 가능하다. 이것은 출력 전압과 권선비로 나눈 다이오드 전압의 총합에 해당한다. 이 경우, VIN +를 가진 p-MOS 트랜지스터는 블로킹(blocking) 방식으로 컨트롤되고, Vout +를 가진 p-MOS 트랜지스터는 컨덕팅(conducting) 방식으로 컨트롤 된다. 상기 컨트롤 캐패시터(118)와 상기 컨트롤 다이오드(119)는 이후에 생략될 수 있다.
상기 드라이버(117)가 다시 로우(low)로 스위치 되자마자, 컨트롤 캐패시터(118)에서의 전압은 이 스위칭 사이클 이전보다 낮아지고, 이로써 컨트롤 캐패시터(118)는 컨트롤 다이오드(119)를 통해서 다시 충전된다. 추가로 저항(121)이 컨트롤 캐패시터(118)에 병렬로 마련된다. 상기 저항(121)은 회로가 분리되자마자 캐패시터(118)를 방전하는 기능을 수행한다. 이것은 입력 전압이 0 V로 떨어짐을 의미한다.
상기 저항(121)은 예를 들어 100 MΩ 값을 가질 수 있다. 하지만, 어떤 조건 하에서, 이 저항은, 예를 들어 캐패시터, 다이오드, 반도체 스위치(120)의 게이트 또는 회로 보드 자체를 통해 회로에 충분한 기생저항(parasitic resistors)이 존재한다면, 생략될 수 있다.
상기 다이오드(106)는 이론적으로 쇼트키 다이오드일 수 있고 컨트롤러에 의해 컨트롤 되는 병렬배치된 n-MOSFET를 구비할 수 있다. 다이오드는 또한 이러한 n-MOSFET의 기생 다이오드(parasitic diode) 일 수 있다.
상기 컨트롤러(116)는 컨버터의 주파수와 듀티 사이클(duty cycle)에 의해 충전 캐패시터(107)에서 전압이 희망 출력전압(펄스폭 변조-PWM)이 되도록 컨트롤하도록 형성될 수 있다. 순수한 펄스 주파수 변조(PFM) 또는 혼합 PWM/PFM도 또한 가능하다. 도 1에 따른 실시예에서 저항 113과 114 사이의 탭(tap)은 기준전압(110)의 값으로 조정되며, 3.6 V의 출력전압이 도달된다. 이를 위해서 임피던스 매칭이 마련될 수 있다.
여기에 개시된 회로는 권선비 1:100의 트랜스포머를 구비하여 대략 20mV로부터 기동할 수 있다. 최대 입력 전압은 본 발명에 따른 회로에서 오로지 다이오드(106)와 트랜지스터(104)(105)(120)의 최대 전압에 의해서 제한된다.
도 2는 본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로의 다른 실시예를 나타낸다. 이는 도 1에 도시된 회로에 추가적으로 개량된 구성이다. 이는 트랜지스터에 더 낮은 전압이 존재한다는 이점이 있고, 이로써 보다 저렴한 비용으로 구성될 수 있다. 더욱이 본 실시예는 도 1의 회로에서도 사용될 수 있는 오실레이터를 스위칭 오프 하기 위한 추가적인 가능성을 보여준다.
본 실시예에서, 트랜스포머(203)의 보조 권선의 시작단과 기동 트랜지스터(204)의 게이트 단자 사이의 용량결합(capacitive coupling)은 캐패시터(203)을 통해서 실현된다. 저항(209)이 구비된 상태에서 트랜지스터(204)의 동작점(operating point)이 설정된다. 게다가 도 1의 인버터(115)는 트랜지스터(222)와 저항(209)으로 대체되었다. 트랜지스터(222)는 바람직하게는 공급 전압보다 큰 문턱전압을 가지는데, 이로부터 비교기(211)의 출력이 정해진다. 이것은 트랜지스터(222)가 비교기(211)의 스위치오버까지 스위칭되지 않도록 한다. 스위칭오버 이후에 트랜지스터(204)의 게이트 전압은 Vout + 로 스위치 되고, 이로써 오실레이터는 정지된다. 오실레이터의 주파수 공식에서 트랜지스터(104)의 입력 캐패시턴스는 도 2의 회로에 상응하여 트랜지스터(204)의 입력 캐패시턴스와 트랜지스터(222)의 출력 캐패시턴스의 총합을 가지는 캐패시터(208)의 직렬 연결에 의해 대체되어야 한다. 이러한 총합은 양호한 커플링을 얻기 위해서 캐패시터(208)의 캐패시턴스에 비해 작아야 한다. 저항(209)은 높은 저항값을 가지며, 예를 들어 10MΩ 일 수 있다.
도 2에 따른 실시예에서, 기동 트랜지스터(204)는 문턱 전압(threshold voltage)이 -0.5 V인 디플리션(depletion) MOSFET, 게이트-소스 컷-오프 전압(gate-source cut-off voltage)이 -0.5 V인 n-JFET, 또는 문턱 전압(threshold voltage)이 0 V 인 네이티브(native) MOSFET로 형성될 수 있다. 상기 저항(209)은 일측이 Vin +, Vin - 또는 트랜스포머(203)의 보조 권선의 시작단에 연결될 수 있고, 이로써 n-JFET의 경우에 Vin - 에 연결하고 네이티브(native) MOSFET인 경우 나머지 2개의 가능성(Vin + 또는 트랜스포머(203)의 보조 권선의 시작단)이 바람직하다.
이론적으로, 벌크 효과를 제거하기 위해 트랜지스터(104), (105), (120) 및 (220)의 벌크 단자(the bulk terminals)는 Vin - 에 있을 수 있다. 이를 위해서 절연된(isolated) n-MOS를 가진 생산 공정이 필요하다. 하지만, 트랜지스터(220)를 p-MOSFET로 형성시키는 것도 가능하다. 이를 위해서, 도 1을 참조하여 이미 언급된 것과 동일한 조건이 적용된다. 하지만, 추가로 컨트롤러를 기동할 때 음전위 출력 전압 포텐셜이 문턱 전압 이상에 의해 Vin - 이하로 되어야 한다. 이는 특히 급속히 증가하는 입력 전압을 가지는 문제를 일으킬 수 있다.
위 실시예들에서 트랜지스터(104) 및 (204)의 게이트에 대한 상응하는 과전압(over-voltage) 보호기능을 제공하는 이점이 있다.
여기에 도시된 회로의 작동 원리는 도 1의 작동 원리와 유사하다. 하지만, 몇 가지 미미한 차이점에 대해 이하에서 상세히 설명한다. 기동 트랜지스터(204)의 게이트는 초기에 양의 입력 전위를 가지는데, 이는 낮은 입력 전압과 캐패시터(208)에 의한 양호한 커플링을 가지고 도 1에 도시된 것과 실질적으로 동일한 특징에 도달한다.
상기 컨트롤 캐패시터(218)는 도 2에서 음의 출력 전위 마이너스 다이오드 전압 이하의 Vin -에 상응하는 값으로만 충전된다. 방전 저항(221)은 본 실시예의 형태에서 컨트롤 다이오드(219)에 병렬로 연결된다. 이로써 컨트롤 캐패시터(218)는 방전될 수 있다. 추가로 기동과정 중에 방전 저항(221)을 통해 도 1의 회로에 비해 더 작은 전류가 흐를 수 있다는 장점이 있다.
또한, 추가 다이오드(224)가 마련된다. 추가 다이오드는 ESD 보호 다이오드로서 통합 솔루션(integrated solution)에 의해 구현될 수 있다. 쇼트키 다이오드를 마련하는 것도 가능하다. 추가적인 이점은, 이 경우 충전 캐패시터(207)가 에너지원(201)을 통해서 직접 충전될 수 있고, 이로써 기동 과정이 가속된다는 점이다. 큰 입력 전압의 경우에 오실레이터를 경유하는 기동 과정은 필요하지 않을 수도 있다.
여기 도시된 컨트롤러(216)의 입력에 추가적으로 추가 입력, 예를 들어 Vin- 를 위한 입력을 마련하여 다이오드(206)와 트랜지스터(220)를 통하는 전류 또는 온도에 의존하는 변수를 컨트롤하는 것이 필요할 수도 있다. 이것은 또한 도 1의 컨트롤러를 가진 경우도 될 수 있다.
도 1과 도 2에 따른 회로의 실시예에서 , 드라이버(117 또는 217), 컨트롤 캐패시터(118 또는 218), 컨트롤 다이오드(119 또는 219), 트랜지스터(120 또는 220) 및 방전 저항(121 또는 221)이 두 파트로 분할될 수 있고, 제1 파트에서는 5:1의 비를 가지고 제2 파트에서는 컨트롤 캐패시터(118 또는 218)의 캐패시턴스와 트랜지스터(120 또는 220)의 입력 캐패시턴스 사이에 1:1의 더 낮은 비를 갖는다. 이로써 제1 파트는 예를 들어 1.8 V의 출력 전압으로부터 사용될 수 있고, 제2 파트는 3 V로부터 사용될 수 있다. 이는 특히 집적회로가 되어, 컨트롤 캐패시터(118 또는 218)가 집적되고, 공간을 절약할 수 있다.
본 발명에 따라 개시된 플라이백 컨버터 회로의 실시예는 권선 비 1:100을 가지는 트랜스포머를 이용하는 경우 20 mV로부터 이미 기동될 수 있다. 입력 전압 레벨의 제한이 출력 전압과 트랜지스터(204)의 문턱전압을 통해 존재하지만, 트랜지스터의 최대 전압을 통해서는 존재하지 않는다.
본 발명에 따른 플라이백 컨버터 회로를 사용하면, 저렴한 비용으로 회로를 구현할 수 있고, 낮은 입력 전압에서 작동한다.
103, 203 : 트랜스포머
104, 204 : 기동 트랜지스터
106, 206 : 다이오드
107, 207 : 충전 캐패시터
111, 211 : 비교기
116, 216 : 컨트롤러
118, 218 : 컨트롤 캐패시터
120, 220 : 반도체 스위치

Claims (10)

  1. 권선의 시작단과 끝단을 각각 가지는 주 권선과 보조 권선을 구비하는 트랜스포머(103, 203),
    충전 캐패시터(107, 207),
    다이오드(106, 206),
    반도체 스위치(120, 220) 및
    컨트롤러(116, 216)를 포함하여 플라이백 컨버터를 형성하며,
    상기 컨트롤러(116, 216)는 상기 플라이백 컨버터의 기동 이후에 상기 반도체 스위치(120, 220)를 컨트롤하도록 마련되고,
    기동 트랜지스터(104, 204)가, 게이트 터미널에 의해 상기 트랜스포머(103, 203)의 보조 권선의 시작단에 연결되고, 드레인 터미널에 의해 상기 트랜스포머(103, 203)의 주 권선의 끝단에 연결되도록 마련되고,
    오실레이터가 적어도 상기 트랜스포머(103, 203) 및 상기 기동 트랜지스터(104, 204)에 의해 형성되고,
    상기 충전 캐패시터(107, 207)는 상기 컨트롤러(116, 216)에 에너지를 공급하고, 상기 다이오드(106, 206)는 상기 트랜스포머(103, 203)의 보조 권선의 시작단과 상기 충진 캐패시터(107, 207) 사이에 마련되고, 상기 다이오드(106, 206)의 애노드는 상기 충전 캐패시터(107, 207)에 연결되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 충전 캐패시터(107, 207)의 2차 측이 입력 전압의 음전위 또는 양전위에 위치하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    제2 반도체 스위치(105)가 상기 기동 트랜지스터(104)의 소스 단자를 상기 입력 전압의 음전위로부터 분리시키도록 마련된 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    제2 반도체 스위치(222)가 상기 기동 트랜지스터(204)를 고 임피던스(high impedance) 상태로 스위칭하도록 마련된 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    비교기(111, 211)가 상기 컨트롤러의 작동을 위한 충분한 전압을 검지하여 상기 플라이백 컨버터의 상기 제2 반도체 스위치(120, 220)를 컨트롤하도록 마련된 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 트랜스포머(103, 203)의 주 권선의 시작단이 전압원(101, 201)의 양전위에 연결 가능한 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 트랜스포머(103, 203)는 적어도 1: 10, 바람직하게는 1:100의 권선 비를 가지는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 기동 트랜지스터(104, 204)는 디플리션(depletion) n - MOSFET, 네이티브(native) n - MOSFET, 또는 n - JFET 로 설계되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    컨트롤 캐패시터(118, 218)와 컨트롤 다이오드(119, 219)가 상기 컨트롤러(116, 216)에 의해 상기 반도체 스위치에 대한 컨트롤을 제공하도록 마련되고,
    상기 컨트롤 캐패시터(118, 218)는 일측이 상기 컨트롤러(116, 216)에 연결되고 타측이 상기 컨트롤 다이오드(119, 219)의 캐소드에 연결되고,
    상기 컨트롤 다이오드(119, 219)의 캐소드와 상기 컨트롤 캐패시터(118, 218)의 2차 측은 상기 반도체 스위치(120, 220)의 게이트에 연결된 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 컨트롤 다이오드(119, 219)의 애노드는 상기 입력 전압의 음전위에 연결되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터 회로.
KR1020157012626A 2012-10-17 2013-10-08 저 입력전압으로 작동하기 위한 플라이백 컨버터 KR101759808B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE202012009919.1 2012-10-17
DE202012009919U DE202012009919U1 (de) 2012-10-17 2012-10-17 Flyback-Converter-Schaltung
PCT/EP2013/070909 WO2014060241A2 (de) 2012-10-17 2013-10-08 Flyback-converter-schaltung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150082315A true KR20150082315A (ko) 2015-07-15
KR101759808B1 KR101759808B1 (ko) 2017-07-31

Family

ID=47321687

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020157012626A KR101759808B1 (ko) 2012-10-17 2013-10-08 저 입력전압으로 작동하기 위한 플라이백 컨버터

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9479072B2 (ko)
JP (1) JP6132921B2 (ko)
KR (1) KR101759808B1 (ko)
CN (1) CN104838571B (ko)
AT (1) AT516601B1 (ko)
DE (2) DE202012009919U1 (ko)
WO (1) WO2014060241A2 (ko)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130019918A1 (en) 2011-07-18 2013-01-24 The Regents Of The University Of Michigan Thermoelectric devices, systems and methods
JP6292893B2 (ja) * 2014-01-17 2018-03-14 リンテック株式会社 昇圧回路
KR102368516B1 (ko) * 2015-11-09 2022-03-03 한국전자통신연구원 최대 전력 추종을 위한 저 전압 구동 회로 및 그것을 포함하는 저 전압 구동 장치
DE102016123678A1 (de) 2016-12-07 2018-06-07 Hanon Systems Anordnung und Verfahren zur Erzeugung einer negativen Spannung für einen High-Side-Schalter in einem Wechselrichter
RU2653701C1 (ru) * 2016-12-26 2018-05-14 Акционерное общество "Научно-производственное объединение автоматики имени академика Н.А. Семихатова" Преобразователь постоянного напряжения в постоянное с изоляцией на конденсаторах
DE102017110927A1 (de) * 2017-05-19 2018-11-22 Infineon Technologies Austria Ag Sperrwandlersteuerung, Sperrwandler und Verfahren zum Betreiben des Sperrwandlers
US11374500B2 (en) 2017-11-17 2022-06-28 Rompower Technology Holdings, Llc Harvesting energy from parasitic elements of a power converter
TWI660563B (zh) * 2017-12-06 2019-05-21 和碩聯合科技股份有限公司 放電裝置
DE202018000753U1 (de) 2018-02-14 2019-05-16 Matrix Industries, Inc. Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen
DE202018000752U1 (de) * 2018-02-14 2019-05-16 Matrix Industries, Inc. Startschaltung für Energy Harvesting Schaltungen
US11152846B2 (en) 2020-01-15 2021-10-19 Apple Inc. Method and apparatus for providing adaptive inductor peak current in DC-DC converter

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GR67600B (ko) * 1979-06-29 1981-08-31 Payot Jocelyne
WO1998025333A2 (fr) * 1996-12-02 1998-06-11 Pascal Laligant Convertisseur de puissance a consommation reduite a partir d'une source de tres faible tension
US6081432A (en) * 1998-05-26 2000-06-27 Artesyn Technologies, Inc. Active reset forward converter employing synchronous rectifiers
JP2001346381A (ja) * 2000-05-31 2001-12-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
JP2003234653A (ja) * 2002-02-07 2003-08-22 Fujitsu Ltd 発振制御装置及び原子発振装置
US6775164B2 (en) * 2002-03-14 2004-08-10 Tyco Electronics Corporation Three-terminal, low voltage pulse width modulation controller IC
US7170762B2 (en) * 2003-08-18 2007-01-30 Honeywell International Inc. Low voltage DC-DC converter
JP4554974B2 (ja) * 2004-04-14 2010-09-29 東京コイルエンジニアリング株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7170732B2 (en) 2004-08-10 2007-01-30 Micrel Incorporated Surge delay for current limiter
US8411467B2 (en) * 2007-12-12 2013-04-02 Txl Group, Inc. Ultra-low voltage boost circuit
JP5476822B2 (ja) * 2009-07-02 2014-04-23 ミツミ電機株式会社 半導体集積回路
FR2952484B1 (fr) 2009-11-06 2013-02-22 E2V Semiconductors Circuit de conversion d'une energie disponible sous une tres faible tension
US20110286245A1 (en) * 2010-05-24 2011-11-24 Intersil Americas Inc. Dc/dc power converter having active self driving synchronous rectification
CN102315786A (zh) * 2011-09-15 2012-01-11 北京国网普瑞特高压输电技术有限公司 一种电流型控制的单路输出反激式变换器
US9425682B2 (en) * 2012-08-29 2016-08-23 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Start-up circuit and method for AC-DC converters using a depletion mode transistor

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014060241A3 (de) 2014-10-23
US9479072B2 (en) 2016-10-25
JP2015532580A (ja) 2015-11-09
AT516601B1 (de) 2016-07-15
CN104838571A (zh) 2015-08-12
DE202012009919U1 (de) 2012-11-07
JP6132921B2 (ja) 2017-05-24
DE112013005027A5 (de) 2015-07-30
US20150270784A1 (en) 2015-09-24
WO2014060241A2 (de) 2014-04-24
DE112013005027B4 (de) 2017-03-30
CN104838571B (zh) 2017-07-21
AT516601A5 (de) 2016-07-15
KR101759808B1 (ko) 2017-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101759808B1 (ko) 저 입력전압으로 작동하기 위한 플라이백 컨버터
US8994411B2 (en) System and method for bootstrapping a switch driver
US8487664B2 (en) System and method for driving a switch
TWI400865B (zh) 電荷泵電路及其方法
US7564704B2 (en) Method of forming a power supply controller and structure therefor
US8310281B2 (en) System and method for driving a cascode switch
JP2006020491A (ja) 昇圧回路を有する電子機器
US10020735B2 (en) Efficient multi-mode DC-DC converter
US20050281057A1 (en) Holdover circuit for a power converter using a bi-directional switching regulator
KR101734210B1 (ko) 양방향 직류-직류 컨버터
KR20030015133A (ko) 전원 장치
CN114389449A (zh) 自举式开关变换器及其驱动电路
US10530244B2 (en) Switch circuit with active snubber circuit and DC-DC converter
JP5408161B2 (ja) 自励式スイッチング電源回路
CN114389450A (zh) 自举式开关变换器及其驱动电路
CN112292806A (zh) 用于能量收集电路的启动器电路
CN107124104B (zh) Dc/dc转换装置
US11451129B1 (en) Gate driver circuit for a power supply voltage converter
US8054650B2 (en) Switching power supply circuit and driving method thereof
US11121625B2 (en) Voltage doubler using a switching regulator and voltage limiter
US20090251928A1 (en) Switching power supply circuit
CN218514276U (zh) 自举电容稳压辅助电路及具有自举电容稳压辅助电路的电源转换器
JP2010259198A (ja) Ｄｃ−ｄｃ変換装置
US10439487B2 (en) Voltage converter circuit and method for operating a voltage converter circuit
JP2020162385A (ja) 昇圧チョッパ回路、直流電源装置及び昇圧方法

Legal Events

Date Code Title Description
AMND Amendment
AMND Amendment
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)