JP5508399B2 - 電圧変換回路およびエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給の方法 - Google Patents

Description

本発明による実施形態は、入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路に関する。例えば、この種の電圧変換回路は、例えば、熱発電器、燃料電池または太陽電池などのエネルギー源の出力電圧のアップコンバージョンに関連して用いられることができる。さらに、本発明による実施例は、エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための方法に関する。

本発明による実施形態の使用の技術分野は、例えば、低いか、より低い入力電圧での電圧値に関してこの電圧を変換することができる電圧変換回路である。本発明による実施例は、その入力に与えられるよりも高い電圧をその出力から得ることができる結合コイルを有する昇圧コンバータとすることができる。ここで、電圧コンバータには、電圧コンバータに対する入力電圧として極めて低い出力電圧を与えるだけである熱発電器や太陽電池などのようなエネルギー源を接続することができる。小型の電圧コンバータとともに、この発明の電圧変換回路を用いることにより、高性能を達成することができる。使用される技術分野は、本発明の別の実施形態において例示されているように、自励振電圧コンバータの構成であってもよく、それは電圧コンバータのスイッチングトランジスタの閾値電圧以下の動作電圧で始動することができて、相対的に回路の大きさに対して７０％以上の効率を提供することができる。従来の統合ＤＣ／ＤＣアップ・コンバータは、例えば、それが１Ｖ以下の入力電圧で働く場合、低い効率を有するだけである。

従来のＤＣ／ＤＣアップ・コンバータは、約３００ｍＶの入力電圧で始動する集積回路として用いることができる。しかしながら、これらのＤＣ／ＤＣアップ・コンバータの効率は、通常低い。例えば携帯電話、ラップトップ等の従来のデバイスに用いられているＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１つの外部コイルを除いて、チップに完全に集積されて利用可能である。それらは、１．８Ｖ以上の入力電圧で高い効率を示す。しかしながら、それより低い入力電圧では、効率は急激に低下する。これは、太陽電池や熱発電器などのようなエネルギー源が、使用可能な電圧をＤＣ／ＤＣコンバータやアップ・コンバータに提供するためにカスケード接続されなければならないことを意味する。特に熱発電器で、全体システムの寸法が小さく保たれることになっている場合、これは制限的に可能なだけである。非常に低い出力電圧だけを提供するエネルギー源のために、この低い出力電圧が高い効率で変更出力電圧に変換され、同時に小型である電圧変換回路である必要性がある。

電圧変換のためのスイッチングトランジスタを制御するための能動回路なしで済ますことができて、振動そのものを確立する自励振電圧コンバータは、例えば、３００ｍＶで作動することができるが、回路のための発振を確立するために、それは明らかにより高い入力電圧を必要とする。スイッチングトランジスタがその下で始動するために必要な電流を供給することができないので、この始動電圧は、従来は、直接スイッチングトランジスタの閾値に依存している。それとは別に、始動電圧は、電圧変換回路のトランスの巻数比に直接依存し、それは変圧器コイルの組み合わせから形成される。電圧変換回路ができるだけ早く始動する場合、例えば、１：１０の範囲の高い巻数比が必要である。これによって、始動するときに、低い入力電圧は昇圧され、スイッチングトランジスタをクロックする。所望の出力電圧が達成されるときに、その制御（ゲート）端子においてスイッチングトランジスタは、２Ｖの出力電圧および１：１０の巻数比によって、すなわち、巻数比によって乗算されるコンバータの例えば２０Ｖの出力電圧によって実質的に強勢される。これらの発生している制御（ゲート）電圧は、トランジスタを切替えるための静的動作において必要でなくて、高いスイッチング損失につながる。

本発明の目的は、良好な始動特性および良好な効率を有する電圧変換回路を提供することである。

さらに、入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路を提供することが本発明の目的であり、エネルギーの規則的な供給は、高い効率で、すでに比較的低い入力電圧によって実行されることができる。

さらに、電圧変換回路の入力に適用される入力電圧に基づいてエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給の方法を提供することが本発明の目的である。

この目的は、請求項１に記載の電圧変換回路によって、そして、請求項５６に記載の方法によって達成される。

本発明は、電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路を提供する。電圧変換回路は、エネルギー保存器および制御端末を有するスイッチ装置を含む。スイッチ装置は、エネルギー保存器に接続される。さらに、電圧変換回路は、フィードバック信号を提供するフィードバック回路を含む。フィードバック回路は、フィードバック信号を制御端末に与える切り替え可能なカップリング素子を含み、切り替え可能なカップリング素子は、電圧変換の始動段階の後より始動段階においてより強いカップリング効果を提供する。

ここで提示される本発明の実施例は、自励振ＤＣ／ＤＣアップ・コンバータにおいて、低い始動電圧を可能にすると同時に全体の装置を高い効率にすることを可能にする。それとは別に、少数の素子であるため、個々にセットアップされたＤＣ／ＤＣコンバータで使用されることができる。

さらに、本発明は、電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路を提供する。電圧変換回路は、エネルギー保存器およびスイッチ装置を含み、スイッチ装置に、互いに並列に接続される第１のスイッチおよび第２のスイッチを含む。スイッチ装置は、エネルギー保存器に接続される。第１のスイッチは、数値的に、第２のスイッチより小さい入力電圧を有する。第１のスイッチがエネルギー保存器にエネルギーを供給するために電圧変換回路の最初の段階において動作中となるように、第１のスイッチの制御端末は配線される。規則的にエネルギー保存器にエネルギーを供給するために、第２のスイッチが最初の段階の後に動作中となるように、第２のスイッチの制御端末は配線される。

さらに、本発明は、電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための方法を提供する。この方法は、第１のスイッチを作動させることによって始動段階における電圧変換回路のエネルギー保存器にエネルギーを供給するステップを含み、第１のスイッチは、数値的に、第２のスイッチより小さいターンオン電圧を有する。さらに、この方法は、第２のスイッチを作動させることにより、始動段階の後に、規則的に、電圧変換回路のエネルギー保存器にエネルギーを供給するステップを含む。第２のスイッチは、第１のスイッチと並行して切替えられて、数値的に、第１のスイッチより大きなターンオン電圧を有する。

さらに、本発明は、電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧に基づくエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための更なる方法を提供する。更なる方法は、スイッチ装置の制御端末に与えられる制御信号に応じて、規則的に、エネルギー保存器にエネルギーを供給するステップを含む。さらに、更なる方法は、エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じて、またはエネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じて、フィードバック回路でフィードバック信号を提供するステップを含む。提供するステップは、フィードバック回路の切り替え可能なカップリング素子を用いて行われ、フィードバック信号は制御端末に接続される。切り替え可能なカップリング素子は、始動段階の後より始動段階において、より強いカップリング効果を提供する。

本発明のいくつかの実施例は、例えば、フィードバック回路に誘導的に、または容量的に結合するエネルギー保存器の可能性を提供し、その結果、電圧変換回路は自励発振を実行するように励振され、それによって、エネルギーの規則的な供給の動作周波数が決定される。

本発明のいくつかの実施形態は、それとは別に、第２のトランジスタの制御端末に接続される調整回路の助けを借りて、エネルギーの規則的な供給の動作周波数が負荷に応じて制御されることができる効果を提供する。

さらに、本発明にかかるいくつかの実施形態は、誘導的にエネルギー保存器に結合されるフィードバック回路が、始動段階の後よりも始動段階において強いカップリング効果を示すように形成される切り替え可能な容量素子を含むという利点を有している。

本発明にかかるいくつかの実施形態は、電圧コンバータのためのスイッチングトランジスタのターンオン電圧以下の動作電圧で電圧の変換を始動することができる自励振電圧コンバータを提供するという効果を提供する。

さらに、本発明の実施例は、第１のスイッチとして自己誘導接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）を使用し、第２のスイッチとして金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用するとき、始動段階における電圧の変換は、自己誘導ＪＦＥＴの作動によりすでに低電圧で始動され、始動段階の後に、ＭＯＳＦＥＴの作動により、変換は高い効率で構成される。
以下に、本発明による実施形態は、添付図面に関して更に詳細に説明される。

本発明の一実施形態によるエネルギー保存器にエネルギーを供給するための電圧変換回路のブロック図である。 切り替え可能な容量カップリング素子を有する電圧変換回路に関する回路図を示し、カップリング素子は本発明の一実施形態による始動支援として役立つものである。 本発明の一実施形態によるエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態によるフィードバック回路、安定化回路、出力容量およびエネルギー保存器と出力容量との間の制御可能な整流器を有する電圧変換回路の更なるブロック図である。 本発明の他の実施形態によるエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路を示す回路図である。 図３の電圧変換回路の回路図の異なる位置での電流／電圧測定曲線である。 図３の電圧変換回路の規則的な動作段階の初めにおける更なる電流／電圧測定曲線である。 第１および第２のスイッチの制御端末の、および第１のコイルの規則的な電圧線と、電圧変換回路の動作段階における第２のトランジスタの対応する電流を示す図解図である。 図３の実施形態による、出力電圧の電流／電圧測定曲線、制御電圧、および第２のスイッチを介した、および整流ダイオードを介した規則的な電流曲線を示す図解図である。 本発明の一実施形態によるエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための方法を示すフロー図である。 本発明の他の実施形態によるエネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための更なる方法を示すフロー図である。

本発明の実施形態の以下の説明に関して、異なる図および全ての説明において、機能的に同じである、および／または、一見して類似のまたは機能的に類似の等価な素子またはステップに対して、明確さの理由から、同じ参照符号が用いられる。

本発明の実施形態において、電圧変換回路は、低入力電圧で高い効率を有するように実現されることができる。これらの回路の効果は小型であって単純な方法で、例えば熱発電器がμＷ〜ｍＷの範囲でエネルギーを得ることができる。

図１は、本発明による電圧変換回路１０の実施形態を示すブロック図である。電圧変換回路１０の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤに基づく、エネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路１０は、エネルギーを保存するためのエネルギー保存器１２と、制御端末１００ａを有するスイッチ装置１５とを含む。スイッチ装置１５はエネルギー保存器１２に与えられ、切り替え可能となるように制御端末に与えられる制御信号に応じて、エネルギー保存器にエネルギーを供給する。さらに、電圧変換回路１０は、エネルギー保存器１２に保存されたエネルギーの変化によって、またはエネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じて、フィードバック信号を提供するように形成されたフィードバック回路２０を含む。さらに、フィードバック回路２０は、フィードバック信号をスイッチ装置の制御端末１００ａに与えるように形成される切り替え可能なカップリング素子２４を含む。切り替え可能なカップリング素子２４は、始動段階の後より電圧変換の始動段階において強いカップリング効果を提供するように形成される。

図１の実施形態は、始動段階において、すなわち電圧コンバータが発振を確立するときに、始動段階の後よりも低い電圧が電圧コンバータの入力に印加されるという知見に基づく。フィードバック回路の切り替え可能なカップリング素子の助けを借りて、電圧変換の始動段階において強いフィードバックを得ることができ、その結果、すでに低い入力電圧で制御信号がスイッチ装置の制御端末に与えられ、エネルギーが切り替え可能な方法でエネルギー保存器に供給されることができる。始動段階の後、電圧変換回路の入力で、より高いか、高い電圧が印加され、切り替え可能なカップリング素子のカップリング効果が減少し、スイッチ装置を無効にすることを避けることができる。

例えば、切り替え可能なカップリング素子２４は、並列に接続される２つの容量（２４ａ、２４ｃ）（図２）を含み、容量のうちの１つは、制御端末２４ｂ´を有する始動支援スイッチを介して切り替えられる。電圧コンバータを動作させるための始動段階において、切り替え可能なカップリング素子２４の容量は、容量結合を増加させるために始動支援スイッチ２４ｂを閉じることによって増加することができ、動作段階において、始動段階の後、始動支援スイッチは開き、それにより容量結合は減少する。

図２は、本発明の他の実施形態による電圧コンバータのための回路図を示す。電圧コンバータは、スイッチングトランジスタまたはスイッチ１００のアクティブ制御回路を含まない自励振電圧コンバータである。入力電圧ＶＤＤが与えられる入力１４を有する電圧変換回路１０は、エネルギー保存器１２を含む。電圧変換回路の入力１４には、基準電位ＶＳＳと入力１４に与えられる供給電位との間の電位差によって与えられる入力電圧ＶＤＤが適用される。入力１４の供給電位および基準電位ＶＳＳ１９との間に、本実施形態において、入力コンデンサＣ₁および／または１８が接続される。

エネルギー保存器１２は、誘導素子、例えば（誘導）コイルとして実施することができる。この誘導コイル１２は、フィードバック・スイッチ２０の誘導素子２２に、誘導的に結合される。誘導コイル１２および誘導素子２２は、例えば、トランスの一部であってもよい。コイル１２またはＬ₁による時間的に変化する電流の流れは、それぞれ、誘導素子２２またはＬ₂に誘導電圧を発生させる。誘導素子１２は、入力１４に接続され、生じた誘導電圧によって、切り替え可能なカップリング素子２４に接続されている端末の入力電圧より高い電圧が提供される。誘導電圧は、このようにフィードバック信号として機能する。さらに、フィードバック回路２０は、切り替え可能なカップリング素子２４を含む。

本実施形態において、電圧コンバータのための始動支援として役立つ切り替え可能なカップリング素子は、並列に接続された２つのコンデンサＣ₄およびＣ₃を有する切り替え可能な、容量性カップリング素子を含む。コンデンサＣ₄は、始動支援スイッチ２４ｂの助けを借りて、切り替えられ、それはｎ型ＪＦＥＴトランジスタとして実施される。その容量は、効果的に切り替え可能な容量性カップリング素子２４の全容量に寄与し、一方で、スイッチ１００を開くか、またはＪＦＥＴをブロックすることによって全容量に寄与しないか、または寄与が減少させられ、始動段階の後の結合に寄与する。このように、例えば、エネルギー保存器１２からスイッチ１００の制御端末１００ａへのフィードバックが始動段階の終わりの後より始動段階において強いことが達成され、始動段階の後にさらに減少したフィードバックが存在することが達成される。これによって、例えば、スイッチ１００が入力に印加されたスイッチ１００のターンオン電圧より小さい電圧によってすでに動作することが達成され、エネルギー保存器にエネルギーが供給される。始動電圧は、それから電圧変換回路が入力に印加された入力電圧を変換し始めるものであるが、数値的に、スイッチおよび／またはトランジスタ１００の閾値および／またはターンオン電圧より小さくてもよい。しかしながら、これは、不可欠でない。

スイッチ装置１５は、例えば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとして実施されるスイッチ１００を含む。スイッチ１００の制御端末１００ａは、切り替え可能なカップリング素子２４に接続されるか、または、切り替え可能なカップリング素子２４を介してエネルギー保存器１２に結合される。エネルギーが、規則的に、または切り替え可能な方法で、エネルギー保存器１２に供給されるように、電圧コンバータの動作中、制御端末１００ａは制御され、スイッチ１００が開いている段階において、ダイオードＤ₃または２９を介して出力コンデンサ３８またはＣ₅に伝送される。逆方向に分極化されるダイオードＤ₃は、スイッチ１００が閉じて、電流がコイル１２によって供給電位から基準電位ＶＳＳまで確立する段階の間、出力コンデンサＣ₅に保存されたエネルギー、例えば電荷の「逆流」を防止する。コイルを流れる変動電流によって、誘導素子２２に電圧が誘導される。

本実施形態において、フィードバック回路２０は、容量素子２６またはＣ₂、および抵抗体２５ａまたはＲ₂を含む。この抵抗／容量素子（Ｃ₂およびＲ₂のＲＣ素子）の第１の側は、ダイオードＤ₄を介して、切り替え可能なカップリング素子２４および誘導コイル２２またはＬ₂の端末に接続される。抵抗／容量素子の第２の側は、基準電位ＶＳＳに接続されている。電圧変換回路が発振を確立するとき、コンデンサＣ₂はダイオードＤ₄を介して誘導素子から与えられる電圧によって負に荷電する。コンデンサＣ₂で確立される電圧は、始動段階の後に、すなわち動作段階の間、始動支援スイッチ２４ｂが常に開いているか、または本実施例において、ＪＦＥＴ２４ｂが常にブロックされるくらいに高くなる。抵抗体Ｒ₃を介して、入力電圧は、切り替え可能なカップリング素子２４に接続される。

始動段階において、始動段階の後よりもフィードバック信号と制御端末との間でより強いカップリング効果を提供する切り替え可能なカップリング素子２４の助けを借りて、スイッチ１００は、エネルギー保存器にエネルギーを供給するために、スイッチ１００のターンオン電圧より小さい入力電圧ＶＤＤからすでに動作中となる。電圧コンバータは、スイッチ１００を切り替えるために、基準電位ＶＳＳに関して入力１４に適用され、ターンオンまたは閾値より小さい始動電圧で入力に与えられる電圧を変換し始める。

いくつかの実施形態では、スイッチ装置１５は、スイッチ１００の制御端末１００ａに与えられる制御信号に応じてエネルギー保存器に切り替え可能な方法でエネルギーを供給するように形成されたスイッチ１００を含む。スイッチ１００は、例えば、トランジスタ、例えば電界効果トランジスタまたはバイポーラトランジスタとすることができ、スイッチ装置１５の制御端末１００ａは、したがって、トランジスタの制御端末、（ゲート端子またはベース端子）である。スイッチは、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）または接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）とすることができる。

いくつかの実施形態では、エネルギー保存器１２は、磁場エネルギーを保存または一時的に保存するためのコイルとして実施することができ、フィードバック回路２０は、コイルなどの誘導素子２２を含む。誘導素子２２はコイル１２に磁気によって結合され、その結果、コイル２２ａに保存されたエネルギーの変化により、誘導素子２２に電圧が誘導される。この誘導電圧は、実施形態に従って、フィードバック回路２０の一部である切り替え可能な容量素子２４によって、スイッチ１００の制御端末１００ａに与えられる。切り替え可能な容量素子は、始動段階の後よりも始動段階において誘導素子２２と制御端末１００ａとの間で強いカップリング効果を提供するように形成される。換言すれば、切り替え可能なカップリング素子は、電圧コンバータ１０の発振を開始させるための始動支援として役立つ。切り替え可能な容量素子を有する帰還回路２０によって、電圧コンバータの発振の開始または電圧変換の開始は、切り替え可能な容量素子のないフィードバック回路よりも、より低い始動電圧によって達成される。

切り替え可能な容量素子２４は、切り替え可能な容量素子２４が始動段階の後より始動段階でより強いカップリング効果を提供するように配線される始動支援スイッチ２４ｂを含む。始動支援スイッチ２４ｂは、例えば、低電圧で導通状態にある、通常オン状態のトランジスタである。始動支援スイッチ２４ｂは、例えば、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）であってもよい。

実施形態によれば、上述したように、エネルギー保存器は、フィードバック回路２０の誘導素子２２に誘導的に結合されるコイル１２として実施される。コイルに保存されるエネルギーの変化によって、自励発振が電圧変換回路において励振され、それが電圧コンバータの出力側にエネルギーの規則的な伝達を可能にする。

エネルギー保存器１２が整流器３８、例えばダイオードを介して出力コンデンサ２８に接続されるように、電圧変換回路は実施される。出力コンデンサ２８に、エネルギー保存器から送られた電荷が保存され、その結果、送られた電荷に応じて、電圧変換回路１０の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤより高い出力電圧が提供される。

更なる実施形態によれば、エネルギー保存器に保存されたエネルギーの変化に応じて、またはエネルギー保存器に保存されたエネルギー量に応じて、自励発振を実行するために電圧変換回路を起動するフィードバック信号が結果として得られるように、エネルギー保存器はフィードバック回路２０に接続される。これによって制御信号がエネルギー保存器に切り替え可能であるか規則的にエネルギーを供給するために設けられるように、フィードバック信号はスイッチ１００の制御端末に与えられる。

実施形態では、始動支援スイッチ２４ｂは、制御端末２４ｂ´がエネルギー保存器１２に接続された接合型電界効果トランジスタとして実施され、その結果、始動支援スイッチ２４ｂが始動段階において動作中となり、始動段階の後より強いカップリングを引き起こす。トランジスタとして実施されるスイッチ１００の制御端末１００ａに関する切り替え可能な容量素子２４のカップリング効果が始動段階の間に周期的に変わるように、始動支援スイッチ２４ｂが配線されることも可能である。

さらに、実施形態において、電圧変換回路１０は、スイッチ１００に接続され、エネルギー保存器１２内のエネルギーの変化またはエネルギー保存器のエネルギー量に応じて電位を確立する容量素子２６を含み、始動支援スイッチをオフにするように働く。換言すれば、電圧変換回路の動作中に、電圧コンバータの回路網の中に一体化され、始動支援スイッチ２４ｂまたは始動支援スイッチの制御端末２４ｂ´に接続されるコンデンサ２６で、電位が確立し、電圧が制御端子２４ｂ´において得られるか、制御端子に与えられて、始動支援スイッチを開くかまたはスイッチオフにする。始動支援スイッチがトランジスタとして実施される場合、トランジスタのソース端子およびドレイン端子間の電気抵抗は増加し、２つのロード・パス端末（ドレイン端子およびソース端子）間の電流の流れは減少するかまたは停止される−すなわち、トランジスタはブロックされる。

本発明の更なる実施形態において、上述のスイッチ装置１５は、並列に接続される第１のスイッチ１３および第２のスイッチ１７（図３、４、５を参照）を含む。第１のスイッチ１３は、第２のスイッチ１７より数値的に小さいターンオン電圧を有する。第１のスイッチが電圧変換回路の始動段階において動作中であるように、すなわち、エネルギー保存器へのエネルギー供給を閉じるように、第１のスイッチ１３の制御端末１３ａが配線される。第２のスイッチが始動段階の後に動作中となってエネルギー保存器１２に規則的にエネギーを供給するように、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａは配線される。本実施形態において、フィードバック回路２０は、例えば、誘導素子２２から第２のスイッチ１７の制御端子１７ａにフィードバック信号を与える切り替え可能なカップリング素子２４を含む。切り替え可能なカップリング素子２４は、始動段階の後よりも始動段階において強いカップリング効果を提供するように実施される。

図２の実施形態において示される電圧コンバータ１０の機能は、次のように説明することができる。動作電圧を電圧コンバータまたはＤＣ／ＤＣコンバータに与えるときに、ｎタイプＪＦＥＴ Ｔ４または２４ｂは、第一に、そのゲート／電源電圧が実質的にゼロであるかゼロに等しくなるために導通する。これによってコンデンサＣ₄または２４ａおよび一桁小さいコンデンサＣ₃または２４ｃの並列接続が生じる。換言すれば、切り替え可能なフィードバック・コンデンサＣ₄の容量は、例えば、不変で実効的なフィードバック・コンデンサＣ₃の容量より少なくとも１０倍大きい。回路が発振し始めるときに、コンデンサＣ2はダイオードＤ₄を介して負に帯電する。この電圧はスタティック動作において大きくなり、ＪＦＥＴ２４ｂがスタティック動作のいかなる時にもブロックされるままとなる。これによって、コンデンサＣ₄は動作不能になり、コンデンサＣ₃だけはまだ動作中である。Ｃ₃は、トランジスタＴ₁または１００のゲート端子における寄生容量とで、実質的に分圧器を形成する。これによって、トランジスタＴ₁のスイッチング端が低く保たれるように、コンデンサＣ₃の容量は最適化される。電圧コンバータがオフになった後に、抵抗器Ｒ₂または２５ａによって、コンデンサＣ₂または２６が再び放電された状態となり、コンバータ１０の再始動でＪＦＥＴＴ４が再び導通する。

実施形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの２つのコイル１２および２２は、例えば、フェライト材Ｎ８７のＥＲ９．５コアを含む。２つのコイルＬ₁およびＬ₂の巻数比は、この例では１：８である。始動支援スイッチ２４ｂまたはＴ₄として、フィリップス社のＪＦＥＴ ＰＭＢＦ４３９３を使用することができ、そのデータシートによれば−３．０Ｖと−０．５Ｖとの間のピンチオフ電圧を有するものである。スイッチングトランジスタＴ１または１００は、例えば、フェアチャイルド社のＭＯＳＦＥＴ ＮＤＳ３３５Ｎとすることができる。このＭＯＳＦＥＴの閾値は、そのデータシートによれば、約０．７Ｖである。コンデンサＣ₃およびＣ₄の容量は、例えば、３２０ｐＦおよび２２ｎＦである。これらの素子を用いて、電圧コンバータは、５２０ｍＶから始動することができる。回路が、コンデンサＣ₃を使用するだけで動作する場合、すなわちコンデンサＣ₄の助けがなければ、コンバータは６８０ｍＶの始動電圧から始まるであろう。

図３は、本発明による電圧変換回路１０の更なる実施形態を示すブロック図である。電圧変換回路１０の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤに基づくエネルギー保存器に対するエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路１０は、エネルギーを保存するためのエネルギー保存器１２およびエネルギー保存器１２に接続されるスイッチ装置１５を含む。スイッチ装置１５は、並列に接続されて、エネルギー保存器に接続される第１のスイッチ１３および第２のスイッチ１７を含む。第１のスイッチ１３は、第２のスイッチ１７より一桁小さいターンオン電圧を有する。電圧変換回路の始動段階において第１のスイッチが動作中で、エネルギー保存器にエネルギーを供給するように、第１のスイッチの制御端末１３ａは配線される。始動段階の後に第２のスイッチが動作中となり、エネルギー保存器に規則的にエネルギーを供給するように、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａは配線される。

エネルギー保存器１２は、誘導素子、すなわち、例えば、誘導コイルとすることができる。入力電圧ＶＤＤを電圧変換回路１０の入力１４に与えるときに、例えば、始動段階において、第１のスイッチ１３は動作中、すなわち閉じており、その結果、時間的に変化する電流、すなわち、例えば時間的に増加する電流が、コイルを通って入力１４から基準電位ＶＳＳに流れ、コイルの磁場に保存されるエネルギーは増加する。始動段階の後、第２のスイッチ１７が規則的に開閉するように、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａは対応する配線によって制御される。第２のスイッチ１７が閉じる段階において、コイル１２に流れる変化する電流によって、磁場エネルギーは、このコイル１２に供給される。電流は、閉じた第１のおよび／または第２のスイッチで、例えば、全体の電位である基準電位ＶＳＳへと流れる。

他の実施形態は、例えば、容量エネルギー保存器１２を有する電圧変換回路とすることができる。この電圧変換回路は、例えば、電荷ポンプに集積されることができる。本発明の実施形態は、例えば、誘導性変換回路または容量性電圧変換回路であってもよい。電圧変換回路が結合されたコイルを有するトランスを含む場合、本発明のいくつかの実施形態はＤＣ／ＤＣコンバータとなる。

図４は、電圧変換回路１０の実施形態の更なるブロック図を示す。電圧変換回路１０は、誘導素子、例えば第１のコイルまたは第１の誘導コイルとして実施されるエネルギー保存器１２を含む。この第１の誘導コイル１２は、フィードバック回路２０の誘導素子２２に、誘導的に結合される。すなわち、誘導コイルに保存されるエネルギーの変化によって、すなわち時間的に変化する電流が誘導コイル１２の中を流れるときに、誘導素子２２に電圧が誘導される。フィードバック回路２０は、切り替え可能なカップリング素子２４、例えば切り替え可能な容量素子を含み、それは、誘導素子２２と第２のスイッチ１７ａの制御端末との間に、始動段階の後よりも始動段階において強いカップリング効果を提供するように実施される。フィードバック回路２０は、容量素子２４を介して電圧を第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに接続され、その結果、始動段階の後、第２のスイッチ１７は動作中となり、および／または制御され、エネルギー保存器１２、すなわち誘導コイルに規則的にエネルギーを供給する。すなわち、第２のスイッチの制御端末１７ａに、容量素子２４を介して接続された電圧を印加することによって、第２のスイッチは閉じて、その結果、時間的により変化する電流の流れはコイル１２を介して基準電位ＶＳＳに流れ、磁気エネルギーは、コイル１２に供給される。

切り替え可能なカップリング素子、すなわち、例えば、フィードバック・スイッチ２０の切り替え可能な容量素子２４は、例えば、コンデンサ２４ａであり、それは第３のスイッチ２４ｂと直列に接続される。第３のスイッチが開く始動段階の後よりも第２のスイッチ１７の制御端末１７ａにコンデンサ２４ａを介した強いカップリングを達成するための始動段階の間にスイッチが閉じるように、第３のスイッチ２４ｂの制御端末は配線される。ここで、コンデンサ２４ａは、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａから誘導電圧の直流電圧成分を分離する。

さらなる実施形態において、誘導素子２２の端末がフィードバック回路２０の更なる容量素子２６に接続するように、フィードバック回路２０は実施される。容量素子２６は、誘導電圧によって誘導素子２２で始動段階における基準電位ＶＳＳに対する電位を確立するように実施され、その結果、始動段階の後、電位が容量素子２６に与えられるまで、始動段階において誘導コイル１２に供給されているエネルギーが第１のスイッチ１３の定期的で部分的な開閉によって減らされるように、誘導素子２２にも接続される第１のスイッチ１３の制御端末１３ａは制御され、その結果、エネルギー保存器１２に対するエネルギーの供給は第１のスイッチ１３を開くことによって終了する。

第１、第２および第３のスイッチは、例えば、トランジスタとすることができる。第１のスイッチ１３は、例えば、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）、すなわち、０Ｖの制御電圧からすでにスイッチオンの状態であり、電気的に導通した、自己導通（通常オン状態）トランジスタとすることができる。第２のスイッチは、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、例えばＮＭＯＳトランジスタまたはＰＭＯＳトランジスタとすることができる。第３のスイッチ２４ｂは、通常オン状態のＪＦＥＴトランジスタとすることができる。

第１のトランジスタ１３は、制御電圧またはゲート電圧が０Ｖのときに電流通過する通常オン状態のトランジスタとすることができ、第２のスイッチ１７は、第１のトランジスタ１３のターンオン電圧または閾値電圧より高いターンオン電圧を有するＭＯＳＦＥＴとすることができる。電圧変換回路１０の始動段階において、入力１４に対する印加電圧が低いので、最初に、第１のトランジスタ、例えばＪＦＥＴ１３のみが動作中となる。ＪＦＥＴは通常オン状態のデバイスであるので、電流は、誘導器１２、すなわちエネルギー保存器を介して、０Ｖより少し高い入力電圧から流れることができる。このように、電流はコンバータの始動で誘導コイル１２の全域で増加し、その結果、誘導コイル１２に時間的に変化する電流が流れ、したがって電圧が、誘導素子２２に誘導される。誘導電圧によって、本実施形態において、負の電流がコイルとして実施される誘導素子２２に生じ、容量素子２６が低い負の電圧で帯電させられる。ＪＦＥＴトランジスタ１３の制御端末１３ａにおいて基準電位ＶＳＳへのＰＮ遷移がされるので、時が経つにつれて、低い負の電圧がダイオード整流効果のため容量素子２６に生じる。入力電圧ＶＤＤが一定になるときに、誘導コイル１２における電流は一定になり、または、電流の変化率が減少するときに、誘導素子２２において電圧は誘導されないか、またはごく低い電圧が誘導されるだけである。ＪＦＥＴトランジスタ１３の制御端末、すなわちゲート端子が小さい負電位にある容量素子２６に接続されるので、ＪＦＥＴに流れる電流は減少し、すなわち、スイッチ１３は開状態となる。これにより、誘導コイル１２を流れる定電流は減少させられる。このように、電圧は、結合された誘導素子２２を介してフィードバック回路２０に誘導される。このスイッチング・サイクルは、一定の入力電圧によって繰り返される。誘導コイル１２を流れる電流のために、特に、入力電圧１４を提供しているエネルギー源の直列等価抵抗に依存する時定数をもって指数関数的関係が生じる。この時定数は、例えば、マイクロ秒の範囲であり、それは電流の範囲が誘導コイル１２に流れる最大値となるまで、高い負の電圧が誘導素子２２に誘導される理由である。接合型ＦＥＴの制御端末１３ａ、すなわちゲート端子が容量素子２６に接続されるかまたは結合されるので、接合形ＦＥＴは再び閉となり、それは誘導コイル１２による電流の減少に至る。上記のサイクルが繰り返される。

容量素子２６の両端の電圧が特定の負の値を下回る、すなわち、例えば、第１のスイッチまたは第１のトランジスタ１３のターンオン電圧より小さい場合、第１のトランジスタ１３はもはやスイッチオンにはならず、第２のスイッチ１７またはＭＯＳＦＥＴがスイッチングトランジスタとなる。始動段階の後、第２のスイッチまたはＭＯＳＦＥＴトランジスタ１７は、エネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給を引き継ぐ。

本発明の実施形態によれば、エネルギー保存器１２はフィードバック回路２０に結合し、その結果、エネルギー保存器１２に保存されるエネルギーの変化に応じて、電圧変換回路の自励発振が励振される。エネルギー保存器は、例えば、フィードバック回路に誘導的に結合される誘導コイルとすることができ、その結果、誘導コイルを流れる電流の変化に応じて、電圧変換回路の自励発振が励振される。ここで記載されているＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、実施形態では、その基礎概念に関する自励発振コンバータであり、すなわちスイッチまたはスイッチング・トランジスタは能動回路を介して制御されず、トランスの結合されたコイルを介してのみ制御される。

本発明の一実施形態によれば、エネルギー保存器に保存されたエネルギーの変化に応じて、またはエネルギー保存器に保存されるエネルギー量の変化に応じて、自励発振を達成するために電圧変換回路を励振するフィードバック信号が得られるように、エネルギー保存器１２はフィードバック回路２０に接続される。それとは別に、フィードバック回路２０は、抵抗素子２５ａおよび容量素子２６を含み、その結果、特に、エネルギー保存器に対するエネルギーの規則的な供給のための自励発振の周波数がフィードバック回路２０のＲＣ時定数に依存する。

エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路は、それとは別に、始動段階の後にエネルギー保存器へのエネルギーの供給の周波数またはデューティサイクルを制御するように実施される固定ループ２７を含む。この点で、固定ループ２７は、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに接続される。

更なる実施形態によれば、エネルギー保存器１２が整流素子を介して、すなわち、例えば、ダイオードを介して出力コンデンサ２８に接続するように、電圧変換回路は実施される。出力コンデンサ２８で、エネルギー保存器１２によって送られる電荷に応じて、出力電圧Ｖ_outが供給される。この出力電圧は、いくつかの実施形態において、電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧より高い。整流素子２９は、スイッチに並列に接続された切替えられた整流素子、すなわち、例えば、スイッチに並列に接続されたダイオードである。スイッチは、例えば、制御端末が所定の方法で配線されたトランジスタである。

いくつかの実施形態によれば、始動段階の後に、第２のスイッチ１７を閉じることによって、エネルギーが規則的にエネルギー保存器１２に供給されるようにして、出力コンデンサ２８への電荷の伝送は実行される。規則的な方法とは反対の方法で、電荷は、エネルギー保存器から出力コンデンサ２８に伝送される。すなわち、始動段階の後、スイッチ１７が閉じる段階の間に、エネルギーは、エネルギー保存器１２において一時的に保存される。スイッチ１７が開いている（規則的な）段階において、この一時的に保存されたエネルギーまたは電荷は、整流素子２９を介して出力コンデンサ２８に伝送される。電荷は、例えば、スイッチ１７が開いているときの規則的な方法と別の規則的な方法で出力コンデンサに「汲み上げられる」。そこで、その電圧値に関して入力電圧とは異なった出力電圧Ｖ_outが、出力コンデンサ２８で生じる。

このエネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給の制御、および、反対の段階において、この一時的に保存されたエネルギーの出力コンデンサ２８への伝送の制御は、固定ループによってサポートされおよび／または可能にされ、または生じることができる。出力コンデンサ２８が電圧変換回路の出力の第２のエネルギー保存器として働き、入力電圧とは異なる出力電圧が利用できるようになる。

固定ループ２７は、出力コンデンサ２８での負荷に応じて、エネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための周波数、および、規則的な供給の反対のエネルギー保存器から出力コンデンサ２８への伝送のための周波数を制御するために、第２のスイッチ１７の制御端末に接続される。例えば、実施形態において、出力コンデンサでの負荷が大きいほど、エネルギーの規則的な供給のための、および、出力コンデンサ２８への電荷の伝送のための周波数が減少するように、固定ループは実施される。すなわち、電圧変換回路の出力、すなわち、例えば、出力コンデンサ２８に接続される負荷に応じて、電圧変換の周波数は変わる。

図５は、本発明の更なる実施形態において、電圧変換回路の回路図を示す。本実施形態において、入力電圧に基づくエネルギー保存器に対するエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路１０は、誘導素子として、すなわち、例えば、第１のコイルとして実施されるエネルギー保存器１２を含む。電圧変換回路の入力１４で、エネルギー保存器１２に接続している入力電圧ＶＤＤが適用される。入力電圧ＶＤＤおよび基準電位ＶＳＳ１９との間に、本実施形態において、入力コンデンサＣ₁１８が接続される。エネルギー保存器１２は、本実施形態において、スイッチ装置１５に接続されている。スイッチ装置１５は、本実施形態において、通常オン状態の第１のＪＦＥＴトランジスタＴ₁または１３を含む。それとは別に、スイッチ装置１５は、ＪＦＥＴトランジスタＴ₁に並列に接続される第２のＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ₂または１７、ここでは、例えば、ＮＭＯＳトランジスタを含む。並列に接続されたトランジスタＴ₁およびＴ₂は、エネルギー保存器１２に接続されて、基準電位ＶＳＳ１９に接続される。第１のスイッチとして機能する通常オン状態のＪＦＥＴトランジスタＴ₁または１３は、ＮＭＯＳトランジスタＴ₂または１７より小さいターンオン電圧を有する。例えば、ＪＦＥＴトランジスタ１３は、０Ｖのターンオン電圧またはターンオン閾値を含む。

例示の実施形態のエネルギー保存器１２は、誘導素子２２でフィードバック回路に磁気的にまたは誘導的に結合される。本実施形態において、誘導素子２２は、２つの誘導コイルＬ₃およびＬ₂で構成される。誘導素子２２は、第２の誘導コイルＬ₂および第３の誘導コイルＬ₃の間に接続されるタップ２２ａを経て、切り替え可能な容量素子２４に接続される。本実施形態において、切り替え可能な容量素子２４は、並列に接続された２つのコンデンサＣ₃または２４ｃ、およびＣ₄または２４ａで構成される。コンデンサ２４またはＣ₄を有する分岐は、ＪＦＥＴトランジスタ２４ｂまたはＴ4を含み、コンデンサ２４ｂの配線に応じて容量素子２４の全容量が増加する。電圧変換回路の始動段階において容量素子２４の全容量が増加するように、ＪＦＥＴ Ｔ₄２４ｂは配線される。本実施形態において、容量素子２４は、一方では、誘導素子２２のタップ２２ａに、他方では、ＮＭＯＳトランジスタＴ₂の制御端末１７ａに接続されている。さらに、フィードバック回路２０は、容量素子２６またはＣ₂、および、抵抗体２５ａまたはＲ ₂ を含む。この抵抗容量部材（Ｃ₂およびＲ ₂ のＲＣ部材）は、第２の誘導コイルＬ₂の端末および基準電位ＶＳＳに接続されている。

さらに、誘導素子２２の第３の誘導コイルＬ₃の更なる端末は、ＪＦＥＴ１３の制御端末１３ａに、および、容量素子２４のＪＦＥＴ２４ｂの制御端末に接続されている。

本実施形態において記載されている電圧変換回路１０は、例えば、その基礎概念に関する自励発振コンバータであるＤＣ／ＤＣ変換器とすることができる。すなわち、電圧変換回路のスイッチングトランジスタは能動回路を介して制御される必要はなく、トランスの結合コイルを介して制御されるだけであり、その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータの自励発振が得られる。

入力電圧ＶＤＤを入力１４に与えるときに、始動段階において最初に、ＪＦＥＴ Ｔ₁１３が機能する。ＪＦＥＴは通常オン状態のデバイスであるので、すでに誘導器Ｌ₁、すなわち、トランスのエネルギー保存器１２の０Ｖ以上の入力電圧から、電流は増加する。コンバータの始動で入力電圧が増加するにつれて、誘導コイルＬ₁を流れる電流は増加し、その結果、第２の誘導コイルＬ₂および第３の誘導コイルＬ₃において電圧が誘導され、コンバータは発振し始める。トランスの第２の誘導コイルＬ₂と第３の誘導コイルＬ₃との間のタップ２２ａで十分に電圧が高くなるとすぐに、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ₂または１７はスイッチオンとなり、電圧コンバータの電流伝導を始める。

すなわち、始動段階において最初にＪＦＥＴ１３が動作中となり、すなわち第１のコイルＬ₁を通してＪＦＥＴを介して基準電位ＶＳＳ１９に電流が流れる。これによって、電圧は、誘導素子２２を介してフィードバック回路２０に与えられる。この始動段階において、容量素子２４のＪＦＥＴ２４ｂに対する誘導素子２２の接続によって、コンデンサ２４ａはコンデンサ２４ｃの容量に結合し、その結果、始動段階において、容量素子２４の全容量が減少するように、ＪＦＥＴ２４ｂがスイッチオフした始動段階の後よりも、第２のトランジスタ１７の制御端末１７ａに関するより強いカップリング効果がもたらされる。

第１のコイル１２を流れる電流の増加により、本実施形態において、負の電流が誘導素子２２に誘発され、その結果、容量素子２６で、ソース側で基準電位ＶＳＳに接続された接合形ＦＥＴ１３のゲート端子１３ａでのＰＮ遷移により小さい負の電圧が蓄積する。基準電位ＶＳＳは、例えば、グラウンドまたは接地電位とすることができる。入力電圧が安定であるか一定の方法で与えられるときに、一次コイルＬ₁または１２の電流は、例えば一定である。結果として、一次コイル１２またはＬ₁を流れる電流も一定であり、二次コイルＬ₂およびＬ₃において電圧は誘導されない。ＪＦＥＴ１３の制御端末１３ａは誘導素子２２を介して容量素子２６またはＣ₂に接続され、上述のように、負の電圧を有しているので、ＪＦＥＴを流れる電流は減少し、第１のコイル１２を流れる電流も減少する。第１のコイル１２を流れる電流の変化によって、電圧は、誘導素子２２を介して、フィードバック回路２０に与えられる。このスイッチング・サイクルは安定な入力電圧ＶＤＤによって繰り返され、それは、ＪＦＥＴ１３の抵抗値で割った第１のコイル１２の誘電率および電圧変換回路１０に対する入力電圧のソースの等価抵抗に対応する時定数τで第１のコイル１２を流れる電流に対して指数関数的動作が起こることを意味している。τはマイクロ秒の範囲にあり、それが、第１のコイル１２に流れる電流がその最大値に到着する間、高い負の電圧が誘導素子２２において誘導されることができる理由である。この点で、ＪＦＥＴ１３の制御端末１３ａは容量素子２６に結合し、ＪＦＥＴ１３はスイッチオフされる。これが、例えば、電流の流れが再びゼロに落ちるまで、第１のコイル１２に流れる電流が減少する原因である。それから、サイクルは、再び開始する。容量素子２６を経た電圧がＪＦＥＴのターンオン閾値より小さい場合、ＪＦＥＴはもはやスイッチオンされず、第２のトランジスタ１７、例えば、ＮＭＯＳ Ｔ₂は、スイッチングトランジスタとなり、それを介して主電流が流れる。容量素子２６はより強く負に帯電し、出力コンデンサ２８はダイオードＤ₃を介して帯電される。

誘導コイル１２に保存されるエネルギーの変化に応じて、電圧コンバータは、自励発振を実行するように励振されることができる。

容量素子２４を介して、電圧はＭＯＳＦＥＴトランジスタ１７の制御端末１７ａに伝送され、その結果、それがそのターンオン電圧に達したきに、電流伝導を開始する。結合コイルの誘導コイルＬ₂と第３の誘導コイルＬ₃との間のタップ、すなわちトランスのタップにおける電圧が十分に大きいとすぐに、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ₂が切り換わって、電流伝導を開始する。ここで、容量素子Ｃ₂は負に帯電し、その結果、定常状態で、すなわち始動段階の後、負の定電圧が印加され、ＪＦＥＴ Ｔ₁はスイッチオフされる。コンデンサ２４ｃおよびコンデンサ２４ａは、タップ２２ａにおいてＭＯＳＦＥＴ Ｔ₂の制御端子および／またはゲート端子から直流電圧成分を分離する。コンデンサＣ₃または２４ｃおよび抵抗体２５ｂまたはＲ₃によって、始動段階の後、電圧変換回路の動作周波数が主として決定される。本発明の実施形態において、以下に示すように、動作周波数は、固定ループ２７によって更に左右される。

固定ループ２７は、出力電圧への入力電圧の規則的な変換の周波数を制御するように実施することができる。この点で、固定ループ２７は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１７の制御および／またはゲート端子１７ａに接続される。すなわち、電圧コンバータ１０の第１の誘導コイル１２に供給されるエネルギー、および出力コンデンサ２８への伝送エネルギーおよび／または充電の周波数は、固定ループ２７によって制御される。本実施形態において、出力コンデンサ２８の負荷に応じて、規則的な結合のための、そして、第１のコイルから出力コンデンサ２８への電荷の伝送のための周波数が制御されるように、固定ループ２７は実施される。この点において、ゲート端子１７ａは、負の電圧限定２７ａのための分岐および正の電圧限定２７ｂのための分岐に接続される。負の電圧限定２７ａのための分岐は、基準電位ＶＳＳに対して、抵抗素子３１またはＲ₁と直列に接続されるダイオードＤ₁または３０を含む。これと並列に、正の電圧限定２７ｂのための分岐が配置される。この分岐は、基準電位に対してトランジスタ３３と直列に接続されるダイオード３２を含む。トランジスタ３３ Ｔ₇の制御端末および／またはコントロールゲート３３ａは、可変抵抗器３４ Ｒ₆、すなわち、例えば、ツェナーダイオード３５を介して出力コンデンサ２８と並列に接続される電位差計を介して制御される。正の電圧限定のための分岐および負の電圧限定のための分岐によって、ゲート電圧は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ₂で設定および／または制限される。出力の負荷に応じておよび／または所望の出力電圧に応じて、電位差計３４の抵抗および／または電位差計３４の分圧効果およびトランジスタ３３のゲート電圧が変わる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の負荷に応じて、トランジスタ３３の制御端末３３ａのゲート電圧および第２のトランジスタおよび／またはＭＯＳＦＥＴ１７の制御電圧が設定される。ＭＯＳＦＥＴ１７のチャネル抵抗を設定することによって、いくつかの実施形態において、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ₂のゲート制御信号の時定数が設定される。これにより、トランジスタ１７を開閉する、および、エネルギーの規則的な供給および／または出力コンデンサ２８に対する電荷の伝送の周波数またはデューティサイクルが設定される。

固定ループ２７は、ダイオードＤ₇、トランジスタＴ₇、ツェナーダイオードＤ₆および分圧器Ｒ₆を含む。この固定ループを用いて、スイッチングトランジスタＴ２が時間通りに制御される。このように、動作周波数は、異なる負荷によって変化する。例えば、動作周波数は、負荷が高くなるにつれて低くなる。

ツェナーダイオード３６および３７は、例えば、エラーの場合、ＭＯＳＦＥＴ Ｔ₂または１７が、その制御および／またはゲート端子で容認できない高電圧を受信することを妨げる保護ダイオードである。抵抗器３１またはＲ₁は、コンバータのためのさらなる始動支援として役立つ。

さらに、第１の誘導コイル１２と出力コンデンサ２８との間に、切り替え可能な整流器２９が配置される。整流器２９は、更なる安定化回路４０を介して配線されおよび／または制御されるトランジスタＴ₃または３９と並列に配置されるダイオード３８を含んでいる。

回路の効率を最適化するために、切り替え可能な整流器２９のダイオードＤ₃または３８と並列に、通常ダイオードが導通しているときに電流伝導を開始するトランジスタ３９が接続される。これは、例えば、制御回路４０を介して実現される。

制御可能なトランジスタ３９は、例えば、十分な無駄時間、すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＴ３または３９と第２のＭＯＳＦＥＴ Ｔ₂との重複が発生しないように開く十分な時間を有するＰＭＯＳトランジスタである。

いくつかの実施形態において、トランスの、すなわち結合コイル１２および２２の適切な実施により、電圧変換回路の高い性能が達成される。２次側（Ｌ₂およびＬ₃）は、最適にＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ₂を制御する、すなわちスイッチング損失を最小化して、まだ低い始動電圧を保証するためのタップ２２ａを含む。誘導コイル１２またはＬ₁の巻き線の誘導性は、実施形態においては、できるだけ高く選択され、その結果、コンバータのアイドル電流は最大の入力電流と比較して低く保たれる。高い巻数および高い抵抗損失を防止するために、高い絶対透磁率μを有するコアの材料が使われる。絶対透磁率μは、磁場定数μ₀と比透磁率μ_rとの積（μ＝μ₀×μ_r）である。絶対透磁率は、いくつかの実施形態において、６×１０^-5Ｈ／ｍより高く、例えば、比透磁率μ_r５０に対応する、６．２８×１０^-5Ｈ／ｍより高い値である。しかしながら、いくつかの実施形態において、コアの磁化の飽和を上回らない点に注意されたい。これは、主に、コンバータの出力電力に、そして、最後に最大の入力電流に依存する。

本発明の実施形態によれば、ＤＣ／ＤＣアップ・コンバータ用の上述の回路は、個別部品のみで構成されることができる。電圧変換回路の寸法を小さくすることを可能にするために、すべての対応するコンポーネントは、表面実装型デバイス（ＳＭＤ）として利用することができる。例えばトランス、すなわち電磁結合のためのコイルのために、フェライト材Ｎ８７のＥＲ９．５コアを用いることができ、それは完全な回路に比例して小さい寸法を有する。例えば、コンバータ、すなわち電圧変換回路が、６０ｍＶの低い入力電圧から始動するために、一方では、第２の誘導コイルＬ₂および第３の誘導コイルＬ₃に対する第１の誘導コイルＬ₁または１２の巻き線および／またはターンの比率は、１：８．５となるように選択される。したがって、Ｌ₁：Ｌ₂＝Ｌ₁：Ｌ₃＝１：８．５が適用される。しかしながら、ＪＦＥＴ Ｔ₁および／またはトランジスタＴ₃のターンオン電圧に応じて、巻き線および／またはターンの比率が、例えば、１：４および１：２５の間にあってもよい。それとは別に、ＪＦＥＴ Ｔ₁は、約１．２Ｖの低いピンチオフ電圧を有する。ここで、最大のゲート／電源電圧が十分に高い大きさに示されることに注意すべきである。一実施形態において、例えば、フィリップス社のＪＦＥＴ ＰＭＢＦ４３９３を使うことができる。そのデータシートの詳細によれば、これは−３．０Ｖおよび−０．５Ｖの間のピンチオフ電圧および４０Ｖの最大許容ゲート／電源電圧を有する。いくつかの実施形態において、フィリップス社のＭＯＳＦＥＴ ＢＳＨ１０５を、スイッチングトランジスタとして使うことができる。このスイッチングトランジスタの閾値電圧は、約０．６Ｖである。示されたスイッチングトランジスタが用いられる場合、第２の誘導コイルＬ₂および第３の誘導コイルＬ₃は常識的には同一サイズである。

更なる実施形態において、図５の変換回路１０は、第２のスイッチの制御端末を過電圧から保護するために第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに接続される保護回路を含む。保護回路は、例えば、図示された方法で切替えられる２つの反対に結合しおよび／または分極されたツェナーダイオード３６および３７とすることができる。

本発明の実施形態において、第２のスイッチ１７の制御端末１７ａは、安定化回路または固定ループ２７に接続され、固定ループは、エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給およびエネルギー保存器に接続された出力コンデンサ２８へのエネルギー保存器からの負荷または電荷の伝送の周波数を制御するように実施される。出力コンデンサ２８で、出力電圧Ｖ_outは利用できる。固定ループ２７は、この点で、正および負の電流限定および／または電圧限定を含み、第２のスイッチ１７のターンオン電圧が達しないかまたは上回るように、電圧限定は、負荷に応じて、または、出力電圧に応じて、正のおよび／または負の電流限定および／または電圧限定を変えることができる。換言すれば、負荷に応じて、第２のスイッチ１７は、オン／オフに切替えられる。

並列に接続された第１および第２のスイッチを有するスイッチ装置１５は、電圧変換および／または電圧変換回路の始動段階において、スイッチ装置が、０Ｖと１００ｍＶとの間のターンオン電圧を有し、始動段階の後、第２のスイッチを介して動作中となるように実施され、その結果、この電流通路が第１のスイッチＴ₁を経た電流通路より低い抵抗を有する。本発明の実施形態において、第１のスイッチは通常オン状態のトランジスタであり、第２のスイッチは通常オフ状態のトランジスタである。例えば、第１のスイッチはＪＦＥＴとすることができ、第２のスイッチはＭＯＳＦＥＴとすることができる。例えば、第１のスイッチ１３は空乏層型のＮチャネルＦＥＴとすることができ、第２のスイッチ１７は拡散型のＮチャネルＦＥＴとすることができる。第１のスイッチ１３は、例えば、数値的に、より小さいターンオン電圧および／または閾値電圧を有するＮチャネルＭＯＳＦＥＴとすることができ、その一方で、第２のスイッチは、数値的に、より大きな閾値電圧を有するＮチャネルＭＯＳＦＥＴとすることができる。いくつかの実施形態において、それに応じて逆のドーピングを有するトランジスタが用いられることは可能である。異なるターンオン電圧は、例えば、異なるドーピング歴によって、異なる厚みのゲート酸化膜によって、または、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の他の設計パラメータによって成し遂げられる。

本発明の他の実施形態において、電圧変換回路は、エネルギー保存器１２に保存されたエネルギーの変化に応じて、またはエネルギー保存器に保存されたエネルギー量に応じて、フィードバック信号を提供するように実施されるフィードバック回路２０を含む。フィードバック回路２０は、フィードバック信号を第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに与えるように実施される切り替え可能なカップリング素子２４を含み、切り替え可能なカップリング素子２４は、始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリング効果を提供するように実施される。

本発明の他の実施形態によれば、始動段階において、第１のコイル１２が第１のスイッチおよび／または第１のトランジスタ１３を介して基準電位ＶＳＳに接続されるように、スイッチ装置１５は実施され、その結果、第１のコイル１２を流れる電流が起こり、電圧がフィードバック回路２０に誘導される。始動段階の後、すなわち、例えば、第１のスイッチ１３が恒常的に開くときに、または、始動段階の間にも、第２のスイッチ１７を閉じることによって、コイルに流れる電流が発生しおよび／または有効にされ、その結果、電圧はフィードバック回路２０に誘導される。

電圧変換回路は、その出力において出力電圧Ｖ_outを提供する電圧コンバータとして実施することができる。電圧コンバータは、電荷、すなわちエネルギーの中間保存のための出力コンデンサを含むことができる。始動段階の後、第２のスイッチ１７が基準電位へのコイルの規則的な結合を可能にするように電圧コンバータが実施され、それにより、電流がコイルを流れて、コイルに磁気エネルギーを供給し、規則的な連結に対して反対の規則的な段階において、コイル１２から出力コンデンサ２８に電荷の形で伝送される。この点において、コイル１２と出力コンデンサ２８との間に、例えばダイオードまたは切り替え可能な整流素子２９のような整流素子が接続される。出力コンデンサ２８は、切り替え可能な整流素子２９を介して、ロードされおよび／または充電されることができる。

容量素子２６またはＣ₂が第１のスイッチおよび／または接合形ＦＥＴをスイッチオフするために使用されるように、フィードバック回路２０は実施される。すなわち、容量素子２６全体の電圧が第１のスイッチＴ₁および／または第１の接合形ＦＥＴのターンオンおよび／または閾値電圧より低い場合、それは恒久的にスイッチオフとなり、例えば、ＮＭＯＳトランジスタでもよい第２のトランジスタＴ₂は動作中のスイッチングトランジスタになる。容量素子２６は、更に負に充電されることができる。

図６において、図５の電圧変換回路の異なる測定位置における測定された電流／電圧曲線が示される。図のＸ軸に、時間がミリ秒でプロットされ、１つの間隔は、４ｍｓに対応する。ｙ軸に、フィードバック回路２０の入力電圧ＶＤＤ、第２のスイッチＩ_T2を流れる電流および第１のコイル１２の電圧Ｖ_L1による電流および容量素子２６の電圧Ｖ_C2が表される。図において、始動段階から始動段階の後、すなわち入力電圧の規則的な変換の動作段階における電流および電圧値が示される。曲線ＶＤＤから見られるように、入力電圧はまずスイッチオンの後の特定の時間の間に増加し、その結果、この時、時間的に変化する電流は電気的に導通する第１のトランジスタＴ₁を介して基準電位に流れ、その結果、上述のように、そして測定曲線Ｖ_C2に示されているように、電圧がフィードバック回路２４に誘導され、容量素子２６で、負の電圧は蓄積する。入力電圧ＶＤＤが一定になった後、または、第１のコイルに流れる電流の時間的変化が十分に低くなった後、この負の電圧は、第１のトランジスタＴ₁のゲート端子１３ａで、容量素子２６の負の電位が与えられて、第１のトランジスタがスイッチオフになるという事実につながる。このように、第１のコイル１２の電流の減少が起こり、それは領域４２の電圧曲線Ｖ_L1に示される。コイルの電流の減少は再び電圧誘導につながり、サイクルは再開する。すなわち、区域４２に示されるように、第１のコイル１２の電圧は振動する。容量素子２６またはＣ₂の電圧が第１のトランジスタＴ₁のピンチオフ電圧または閾値電圧、または第１のトランジスタＴ₁の恒久的なピンチオフが生じる電圧に達するとすぐに、トランジスタＴ₁はスイッチオフとなり、電流曲線Ｉ_T2に示されるように、第２のトランジスタＴ₂は電流伝導を開始する。上述のように、始動段階の後、自励発振がフィードバックループ２４により生じ、すなわちスイッチＴ₂を通して、エネルギーが規則的に誘導コイルに供給される。この図において、これは、トランジスタ１７をスイッチングオンおよびスイッチングオフすることにより生じる振動電流Ｉ_T2で示される。結果として、誘導コイルでも、図６に示されるように、電圧曲線Ｖ_L1の振動する電圧の行動が結果として得られる。

図７は、制御電圧および／またはゲート電圧Ｖ_GT2の測定曲線、第２のトランジスタの電流を導通しているチャネルへの電流Ｉ_T2、および曲線Ｉ_D3で示されるダイオードＤ₃を流れる電流を示す。さらに、出力コンデンサ２８で利用できる出力電圧Ｖ_outが表される。これらの測定値のためのタイム・スケールは、図７に示されるように、１間隔につき４００μｓである。図７の電流および電圧値は、第２のトランジスタＴ₂が電流伝導を開始する始動段階において示されている。したがって、出力電圧Ｖ_outは、少しずつ増加する。異なる測定曲線において、規則的な変換は、かなり明らかである。第２のトランジスタがスイッチオンにされる段階において、すなわち、ターンオン電圧より高い電圧が、第２のトランジスタの制御端末に印加される段階において、かなりの電流Ｉ_T2がトランジスタを通って流れる。第２のトランジスタのゲートでターンオン電圧に達しなかった後に、曲線Ｉ_T2に示されるように、第２のトランジスタを流れる電流は急に止まる。第２のトランジスタＴ₂がスイッチオフになった段階において、曲線Ｉ_D3の曲線によってわかるように、第１のコイル１２に保存されるエネルギーおよび／または電荷は、制御可能な整流器２９を介して出力コンデンサ２８に伝送される。出力電圧Ｖ_outの段階的上昇から集められるように、充電のこの伝送は「部分において」起こり、その結果、対応する場所でおよび／または対応する場所に向かって、出力電圧は段階的に増加する。

図８は、動作段階の間の図５の電圧変換回路の異なる位置における電流および電圧の更なる測定値を示す。これらの測定値のための時間分解能は、時間的間隔につき１００μｓである。上述のように、電圧変換回路は、動作段階における設定可能な動作周波数で、周期的に作動する。第１のトランジスタＴ₁の制御端末の電圧は曲線Ｖ_GT1で示され、第２のトランジスタＴ₂の制御端末の電圧は曲線ＶＧＴ２で示される。第２のトランジスタＴ₂を流れる対応する電流および第１のコイル１２での対応する電圧は、同じ周期性を有する。２本の曲線Ｖ_L1およびＩ_T2からわかるように、第１のコイルＬ₁の電圧は、第２のトランジスタを流れる電流が遮断されるときに増加する。第１のコイルにおける電圧の増加によって、電荷は、直列に接続される切り替え可能な整流器２９を介して、出力コンデンサに伝送される。すなわち、切り替え可能な整流器のダイオードＤ₃の閾値を上回り、ダイオードは切り替わって導通する。効率を最適化するために、実施形態において示されるように、トランジスタは通常ダイオードが導通するときの電流伝導を開始するダイオードＤ₃と並列に切替えられる。トランジスタが、抵抗において低い、すなわち、オン状態でダイオードより低い抵抗を有するので、この測定により、電圧変換回路の効率は増加する。

図９は、図５の電圧コンバータの異なる測定位置における更なる電流および／または電圧測定曲線を示す。電流／電圧曲線は、規則的な動作段階の間、すなわち始動段階の後に再び測定された。出力電圧Ｖ_outは、現在実質的に固定値を有する。第２のトランジスタＴ₂がスイッチオフになったとき、すなわち、ゲート電圧Ｖ_GT2が減少したとき、電荷は第１のコイル１２から出力コンデンサ２８に供給され、その結果、出力電圧は再びわずかに増加する。これは、トランジスタを流れる電流Ｉ_T2が減少する段階で、電流Ｉ_D3がダイオードＤ₃を介して出力コンデンサ２８に流れるという事実によって見られることができる。

実施形態および図４〜７の測定曲線から、始動段階および動作段階が時間的に重複することが推測される。すなわち、伝送期間において、第１のスイッチ１３および第２のスイッチ１７の両方が動作中となることができる。

いくつかの実施形態では、始動段階の後、第１のトランジスタの制御端末および第２のトランジスタの制御端末は、トランジスタをスイッチオンするように制御される。例えば、第２のトランジスタは、この場合、その低い抵抗のため、主電流の流れを開始する。例えば、第２のトランジスタを流れる電流は、第１のトランジスタを流れる電流の少なくとも５倍程度の大きさである。

さらに、本発明は、電圧変換回路の入力に適用される、入力電圧に基づいてエネルギー保存器にエネルギーの規則的な供給をする方法を提供する。第１のスイッチを起動させることによって、この方法は、図１０のブロック図において示されているように、第１のスイッチを作動させることにより、始動段階において、電圧変換回路のエネルギー保存器にエネルギーを供給するステップ８０を含み、第１のスイッチは、数値的に第２のスイッチより低いターンオン電圧を有する。さらに、この方法は、始動段階の後、第２のスイッチを作動させることにより、電圧変換回路のエネルギー保存器に規則的にエネルギーを供給するステップ８５を含む。第１のスイッチと並列に接続される第２のスイッチは、数値的に、第１のスイッチより高いターンオン電圧を有する。

エネルギー保存器に対するエネルギーの規則的な供給のための方法の更なる実施形態において、電圧変換回路のエネルギー保存器に規則的にエネルギーを供給するステップ８５は、第２のスイッチを作動させることによって実行され、第２のスイッチは第１のスイッチと並列に接続され、第２のスイッチは、数値的に第１のスイッチより高いターンオン電圧を有する。始動段階において、第２のスイッチを作動させるステップは、結合を介してフィードバック信号を第２のスイッチの制御端末に与えるステップを含む。始動段階の後、方法は、結合を減らすことを含むことができる。

エネルギーを規則的に供給するステップ８５は、電圧コンバータおよび／または電圧変換回路が自励発振を実行するように起動され、第１のおよび／または第２のスイッチがオン／オフに周期的に切替えられ、これによりエネルギーがエネルギー保存器に供給される。エネルギー保存器は、例えば、誘導コイルとすることができる。このように、第１または第２のスイッチを閉じることによって、時間的に変化する電流が誘導コイルに生じ、それは、例えば、周期的に中断されて、それによって誘導コイルの磁場の形で対応する磁気エネルギーの中間保存が生じる。すなわち、本発明の実施形態において、エネルギー保存器は、中間保存であると考えることもできる。

本発明の他の実施形態によれば、エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給８５は、例えば、第２のエネルギー保存器への規則的な段階と反対の規則的な段階において、例えば、電圧コンバータの出力コンデンサ２８への電荷の伝送を含む。例えば、電荷の伝送および規則的な供給は、交互におよび／または時間的に重複しない方法で起こるように、電荷の伝送は、規則的な供給に対して時間的に埋め合わされる。エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給および／または出力コンデンサのエネルギーは、更なる実施形態に従って実行され、その結果、この規則的なプロセスのための周波数は出力コンデンサでの負荷によって設定されることができる。

エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための方法の他の実施形態において、自励発振している振動が電圧変換回路において引き起こされるように、エネルギー保存器のエネルギーの変更によって、または、エネルギー保存器のエネルギー量によって、第１および第２のスイッチおよびエネルギー保存器間のフィードバックが実行されるように、エネルギー保存器へのエネルギーの供給８０および８５は実行される。

エネルギーの供給８０が、数値的に、３００ｍＶ未満、さらに１００ｍＶ未満である入力電圧を有する電圧変換回路のエネルギー保存器に実行されるように、エネルギーの規則的な供給のための方法は実行される。いくつかの実施形態において、始動段階において、第２のトランジスタより低いターンオン電圧を有する第１のトランジスタでのエネルギー保存器へのエネルギーの供給が実施され、始動段階の後、第２のトランジスタで、または少なくとも第１のトランジスタより小さい「オン」抵抗を有する第２のトランジスタで、エネルギー保存器へのエネルギーの供給が実施されるように、この方法は実施される。

いくつかの実施形態において、例えば、第１のトランジスタは、自己伝導ＪＦＥＴとして行うことができ、エネルギー保存器へのエネルギーの供給は、数値的に、０Ｖより大きいおよび／または０Ｖのゲート／電源電圧を有するある入力電圧からすでに始まる。

エネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための更なる方法に関する一実施形態において、電圧変換回路１０の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤに基づいて、電圧変換回路のエネルギー保存器への切り替え可能な方法によるエネルギーの供給１１０は、スイッチ装置の制御端末１００ａに与えられる制御信号に応じて実行される。方法の他のステップにおいて、エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じた、またはエネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じた助けを得て、フィードバック信号は提供１２０される。フィードバック信号を提供１２０するために、対応するフィードバック回路は、フィードバック信号をスイッチ装置１５の制御端末１００ａに与えるように実施される切り替え可能なカップリング素子を含み、切り替え可能なカップリング素子は、始動段階の後より始動段階においてより強いカップリング効果を提供するように実施される。

図１１は、電圧変換回路１０の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤに基づいて、エネルギー保存器にエネルギーの規則的な供給をするための更なる方法に関する更なる実施形態のフロー図を示す。更なる方法は、制御信号に応じて電圧変換回路のエネルギー保存器に切り替え可能な方法でのエネルギーを供給するステップ１１０を含む。さらに、この方法は、エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じて、またはエネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供するステップ１２０と、制御信号を得るためにスイッチ装置の制御端末にフィードバック信号を結合するステップ１３０とを含み、始動段階の後より始動段階において、フィードバック信号と制御端末との間でより強いカップリング効果が提供される。

図１０および図１１による方法、および方法に関して述べられた実施形態による方法は、デバイスの実施例に関しても、本願明細書において記載されているすべてのそれらの機能および特徴によって補充されることができる。

実施形態によれば、提示された電圧コンバータは、結合したコイルで動き、例えば、すでに６０ｍＶの入力電圧で始動することができる。ここで、電圧コンバータは、すでに小型であり、２Ｖの出力電圧および１ｍＷの出力電力を有する５０パーセント以上の効率を含む。電圧コンバータによっておよび／またはここで示される電圧変換回路によって、電圧変換の高効率は、非常に低い入力電圧（３００ｍＶ以下）によって達成される。実施例において示したように、回路は、個々のコンポーネントで構成されてもよく、すなわち、集積回路を使用する必要はない。しかし、コンポーネントの量は、比較的低くてよい。実施形態において示されているように、使用されるトランス、すなわち結合されたコイルに関する要求は高いが、コンポーネントおよびコア材料の対応した選択により、全体的な装置の小型化は達成することができる。もちろん、電圧変換回路および／または電圧コンバータは集積回路の形で完全に、または少なくとも部分的に実現される。

実施形態によれば、電圧変換回路は、同期ステップアップコンバータ、すなわち出力電圧が動作段階の間に調整されることができるフィードバックループを有するアップ・コンバータとして、または、昇圧チョッパとして実施することができる。

しかしながら、対応して変形された電圧変換回路は、出力電圧が入力電圧より低いバックチョッパとして実施されることは可能である。

本発明の実施形態において、フィードバック回路が切り替え可能な容量素子として実施可能なカップリング素子（２４）を含むことができる点に更に注意される。

いくつかの実施形態において示されているように、始動段階の後、ＪＦＥＴトランジスタＴ₁と並列に接続される第２のＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ₂は、電圧の規則的な変換のためのスイッチング素子として役立つことができる。第１のトランジスタが通常オン状態で０閾値ゲート電圧を有しているので、２つのトランジスタの並列結合は一方では電圧コンバータの始動処理のために小さい入力電圧を使用することを可能にし、第２のＭＯＳＦＥＴ１７がオン状態で低い抵抗値を有しているので、動作段階において高い効率を有する。

ここに記載されている安定化回路４０が、ダイオード３８およびダイオードと並列に配置されたトランジスタ３９を含む切り替え可能な整流器２９の制御のために用いられることができ、それは、図１、２および１１と関連して記載された実施例に対して、配線されおよび／または更なる安定化回路４０を介して制御される点に留意する必要がある。
それは、電圧変換回路の始動段階の後、エネルギー保存器へのエネルギー供給の周波数またはデューティサイクルを制御するように実施される固定ループ２７を適用する。この目的のために、固定ループ２７は、図１および２と関連して記載されている実施形態において、例えば、スイッチ装置１５の制御端末１００ａおよび／またはスイッチ１００の制御端末に接続することができる。

電圧変換回路の入力１４で与えられる入力電圧ＶＤＤに基づくエネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路１０は、エネルギー保存器１２、スイッチ装置１５を含み、スイッチ装置は、並列に接続される第１のスイッチ１３および第２のスイッチ１７を含み、スイッチ装置はエネルギー保存器に接続され、第１のスイッチは、数値的に、第２のスイッチより小さいターンオン電圧を有し、第１のスイッチがエネルギー保存器にエネルギーを供給するために電圧変換回路の始動段階において動作中であるように第１のスイッチ１３の制御端末１３ａが配線され、第２のスイッチ１７が規則的にエネルギー保存器１２にエネルギーを供給するために始動段階の後に動作中であるように第２のスイッチの制御端末１７ａが配線され、エネルギー保存器１２に保存されたエネルギーの変化に対応して、またはエネルギー保存器に保存されたエネルギー量に応じて、フィードバック信号を提供するためのフィードバック回路２０を含み、フィードバック回路２０は、フィードバック信号を第２のスイッチの制御端末１７ａに与えるための切り替え可能なカップリング素子２４を含み、切り替え可能なカップリング素子２４が、始動段階の後より始動段階においてより強いカップリング効果を提供する。

上述の電圧変換回路１０の一実施形態において、前記エネルギー保存器は、前記フィードバック回路２０の誘導素子２２に誘導的に結合されるコイル１２であり、前記コイルに保存されるエネルギーの変化に応じて、自励発振が前記電圧変換回路において励振される。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記エネルギー保存器１２に対するエネルギーの規則的な供給のための自励発振の周波数は、抵抗器／コンデンサの時定数に依存する。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記エネルギー保存器は前記フィードバック回路２９に接続され、前記エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記エネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じて、前記電圧変換回路に自励発振を起こさせるフィードバック信号が得られる。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記第２のスイッチ１７の制御端末１７ａは、前記エネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給の周波数に影響を及ぼす固定ループ２７に接続される。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記エネルギー保存器は、切替えられた整流器２９を介して出力コンデンサ２８に接続され、前記コンデンサは、負荷に応じて前記エネルギー保存器から伝送される出力電圧を供給し、前記出力電圧が前記電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧より高い。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、規則的に前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するために前記第２のスイッチが始動段階の後に動作中であるように、前記第２のスイッチ１７の制御端末１７ａが配線され、前記電圧変換回路は、前記第２のスイッチが開いているとき、前記出力コンデンサにおいて出力電圧を提供するために前記エネルギー保存器１２から前記出力コンデンサ２８に電荷を伝送する。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記第２のスイッチの制御端末１７ａは、前記出力コンデンサ２８における負荷に応じて、前記エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給および前記エネルギー保存器から前記出力コンデンサへの電荷の伝送のための周波数を制御する固定ループ２７に接続される。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記固定ループ２７は、前記出力コンデンサの負荷が高いほど、前記周波数を減少させる。

他の実施形態において、上述の電圧変換回路は、さらに、前記第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに接続され、前記第２のスイッチを過電圧から保護する保護回路を含む。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記保護回路は、向かい合って接続された２つのツェナーダイオード３６、３７を含む。

上述の電圧変換回路のさらに他の実施形態において、前記第２のスイッチの制御端末は固定ループ２７に接続され、前記固定ループは、前記エネルギー保存器にエネルギーを供給し、前記エネルギー保存器１２から前記エネルギー保存器に接続される出力コンデンサ２８に電荷を伝送する周波数に影響を及ぼし、出力電圧が前記出力コンデンサにおいて提供され、前記固定ループ２７は、正の電圧限定２７ａまたは負の電圧限定２７ｂを有し、前記固定ループは、前記出力コンデンサ２８における負荷に応じて、電圧限定の電圧限定値または電圧限定の応答を変更し、前記第２のスイッチのターンオン時間と前記第２のスイッチのターンオフ時間の間の比率を変える。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記第１のスイッチは通常オン状態のトランジスタを含み、前記第２のスイッチは通常オフ状態のトランジスタを含む。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチより低いオン抵抗を有している。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記フィードバック回路は、１００ｍＶ未満の入力電圧ですでに振動確立を可能にする。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記第１のスイッチは接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴであり、前記第２のスイッチは金属酸化膜半導体電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴである。

電圧コンバータの入力１４で適用される入力電圧ＶＤＤを電圧コンバータの出力で利用可能な出力電圧にする規則的な変換のための電圧変換回路１０は、コイルの端末が前記電圧コンバータの入力１４に接続される第１のコイル１２と、前記第１のコイル１２と直列に接続される制御可能な整流素子２９と、制御可能な整流素子２９と相互接続されて電荷を保存し、出力コンデンサ２８において出力電圧Ｖ _out が利用できるようにする出力コンデンサ２８と、スイッチ装置１５と、前記第１のコイル１２に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記第１のコイルに保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供するフィードバック回路２０とを含み、スイッチ装置１５は、前記第１のコイルにエネルギーを供給するために前記第１のコイルを基準電位ＶＳＳに接続し、前記スイッチ装置は、互いに並列に接続される第１のトランジスタ１３および第２のトランジスタ１７を含み、前記第１のトランジスタ１３は、数値的に、前記第２のトランジスタより小さい閾値電圧を有し、前記第１のトランジスタが前記電圧コンバータの始動段階において動作中となり、前記第１のコイル１２が基準電位ＶＳＳに接続されて前記第１のコイルを通した電流の流れを確立するように、前記第１のトランジスタの制御端末１３ａが配線され、前記フィードバック回路２０は、前記フィードバック信号を第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに与える切り替え可能な容量素子２４を含み、前記切り替え可能な容量素子２４は、始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリング効果を提供し、始動段階の後、前記第２のトランジスタ１７が基準電位ＶＳＳへの前記第１のコイル１２の規則的な接続を可能にするように、第２のトランジスタ１７の制御端末１７ａが配線され、前記制御された整流器素子は、前記スイッチ装置がスイッチオフされたとき、前記第１のコイル１２から出力コンデンサ２８に電荷を伝送する。

上述の電圧コンバータの一実施形態において、前記第１のトランジスタは、接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴ１３として実施され、かつ第２のトランジスタは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴ１７として実施され、前記電圧コンバータは、始動段階において、前記第１のコイル１２を前記ＪＦＥＴ１３を介して基準電位ＶＳＳに接続し、始動段階の始めに、前記ＪＦＥＴを流れる電流が前記ＭＯＳＦＥＴを通る電流より少なくとも５倍大きく、始動段階の後、前記ＭＯＳＦＥＴ１７を用いて出力電圧への入力電圧の規則的な変換を実行し、始動段階の後、前記ＭＯＳＦＥＴを流れる電流が前記ＪＦＥＴを流れる電流の少なくとも１０倍大きい。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記ＪＦＥＴのオン抵抗は、前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の少なくとも５倍大きい。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記第２および前記第３のコイルへの前記第１のコイルの誘導的な結合に基づいて、前記電圧コンバータの前記フィードバック回路が自励発振を生じさせるように、前記電圧コンバータが実施される。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記電圧コンバータは、自励発振がすでに数値的に第２のトランジスタのターンオン電圧より小さい入力電圧から始まり、前記電圧コンバータは、始動段階において、フィードバック信号を前記第２のトランジスタの制御端末に与え、その結果、前記第２のトランジスタの制御端末における電圧が前記第２のトランジスタのターンオン電圧に達し、入力電圧は前記第２のトランジスタの閾値電圧より小さい。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記制御可能な整流素子は、並列に接続された制御可能なトランジスタ３９を有するダイオード３８を含む。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記第２のトランジスタの制御端末は、規則的な結合および前記出力コンデンサ２８における負荷に応じて前記第１のコイル１２から前記出力コンデンサ２８への電荷の伝送のための周波数を制御する固定ループ２７に接続され、前記第２のトランジスタの制御端末１７ａが負の電圧限定のための第１の分岐２７ａで配線され、前記第１の分岐２７ａは、前記第２のトランジスタの制御端末と基準電位ＶＳＳとの間に接続されるダイオード３０および抵抗体３１を含み、前記制御端末が正の電圧限定のための第２の分岐で配線され、前記第２の分岐は、第２のトランジスタの制御端末と基準電位との間に接続されるダイオードおよび設定可能な抵抗体を含み、前記設定可能な抵抗体は、そのロード・パスが設定可能な抵抗を含む制御トランジスタ３３を含み、前記制御トランジスタのロード・パスの抵抗が前記電圧コンバータの出力電圧に依存するように、前記制御トランジスタが配線される。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記電圧コンバータは、個別の電気部品で構成される。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、前記電圧コンバータは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのための制御信号を生成するためのフィードバック回路２０を含み、前記フィードバック回路２０は、第２Ｌ ₂ および第３のコイルＬ ₃ を介して前記第１のコイル１２に誘導的に結合され、前記第１のコイルと前記第２および第３のコイルとのコイルの巻数比は１：４および１：２５の間にある。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、電圧コンバータはフィードバック回路を含み、前記フィードバック回路は第２および第３のコイルを介して前記第１のコイルに結合され、前記第１、前記第２および前記第３のコイルは、６．２８×１０ ^-5 Ｈ／ｍより大きい絶対透磁率μを有するコイルコア材料を含む。

上述の電圧コンバータの他の実施形態において、さらに、前記電圧コンバータは、前記第２のトランジスタの制御端末１７ａおよび前記基準電位ＶＳＳの間に接続される電圧保護回路を含み、前記電圧保護回路は、２つの対向して接続されるツェナーダイオードを含む。

電圧変換回路１０の入力１４で与えられる入力電圧ＶＤＤに基づくエネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための方法は、第１のスイッチを動作させることによって始動段階において前記電圧変換回路の前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するステップ８０、および第２のスイッチを動作させることによって前記電圧変換回路のエネルギー保存器に規則的にエネルギーを供給するステップ８５を含み、始動段階において前記第２のスイッチを動作させるステップは結合を介して前記第２のスイッチの制御端末にフィードバック信号を与えるステップを含み、この方法は始動段階の後にカップリングが減少し、前記第２のスイッチは前記第１のスイッチと並列に接続され、前記第２のスイッチは数値的に前記第１のスイッチより高いターンオン電圧を有する。

上述の方法の一実施形態において、エネルギー保存器への規則的なエネルギーの供給は、前記電圧変換回路の自励発振振動を生じさせることを含む。

上述の方法の他の実施形態において、始動段階における前記電圧変換回路の前記エネルギー保存器へのエネルギーの供給ステップ８０および始動段階の後の規則的なエネルギーの供給ステップ８５は、前記エネルギー保存器１２におけるエネルギーの変化に基づいて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの制御端末にフィードバック信号を与えることを含む。

上述の方法の他の実施形態において、規則的なエネルギーの供給ステップ８５は、固定ループ２７により前記第２のスイッチの制御端末の負荷に依存する制御を含み、前記電圧変換回路の出力に接続される負荷が高いほど、前記電圧変換回路の動作周波数が低くなる。

上述の方法の他の実施形態において、エネルギー保存器へのエネルギーの供給８０は始動段階において実行され、規則的なエネルギーの供給８５は３００ｍＶ未満または２５０ｍＶ未満である入力電圧ＶＤＤで始動段階の後に実行される。

上述の方法のさらに他の実施形態において、前記第２のスイッチを流れる電流が前記第１のスイッチを流れる電流より少なくとも１０倍大きくなるように、前記エネルギー保存器へのエネルギーの供給８０が始動段階の後に行われる。

電圧変換回路の入力１４に与えられる入力電圧ＶＤＤに基づくエネルギー保存器１２へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路１０は、エネルギー保存器１２、および制御端末１００ａを有するスイッチ装置１５を含み、前記スイッチ装置は、前記制御端末に与えられる制御信号に応じて前記エネルギー保存器に切り替え可能にエネルギーを供給するために前記エネルギー保存器に接続され、前記エネルギー保存器１２に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記エネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供するフィードバック回路２０を含み、前記フィードバック回路２０は、フィードバック信号を前記制御端末１００ａに与える切り替え可能なカップリング素子２４を含み、前記切り替え可能なカップリング素子２４は、始動段階の後よりも前記電圧変換の始動段階において、より強いカップリング効果を提供する。

上述の電圧変換回路１０の一実施形態において、前記スイッチ装置１５は、前記スイッチ装置１５の制御端末１００ａに与えられる制御信号に応じて前記エネルギー保存器に切り替え可能にエネルギーを供給するスイッチ１００を含む。

上述の電圧変換回路１０の他の実施形態において、前記エネルギー保存器はコイル１２であり、前記フィードバック回路は、磁気的に前記コイルに結合する誘導素子２２を含み、前記コイル１２に保存されるエネルギーの変化によって、フィードバック信号として働く電圧が前記誘導素子２２に誘導される、請求項４６または請求項４７に記載の電圧変換回路１０。

上述の電圧変換回路１０の他の実施形態において、前記切り替え可能な容量素子２４は、前記切り替え可能な容量素子２４が、始動段階の後より始動段階において強いカップリング効果を提供するように配線された始動支援スイッチ２４ｂを含む。

上述の電圧変換回路１０のさらに他の実施形態において、前記始動支援スイッチ２４ｂは、制御端末２４ｂ´が前記エネルギー保存器１２に接続される接合型電界効果トランジスタとして実施され、前記始動支援スイッチ２４ｂが、始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリングを引き起こすように動作中となる。

上述の電圧変換回路１０の他の実施形態において、前記スイッチ装置１５の制御端末１００ａ上の前記切り替え可能な容量素子２４のカップリング効果が始動段階の間に周期的に変わるように、前記始動支援スイッチ２４ｂが配線される。

他の実施形態において、さらに、前記電圧変換回路１０は、前記エネルギー保存器におけるエネルギーの変化に応じて、または、前記エネルギー保存器におけるエネルギー量に応じて電位を確立させる容量素子２６を含み、前記電位は、カップリング効果の変化を可能にする始動支援スイッチ２４ｂをスイッチングオフにする方に働き、その結果、前記始動支援スイッチが始動段階の後にスイッチオフされる。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記エネルギー保存器は、前記フィードバック回路２０の誘導素子２２に誘導的に結合されるコイル１２であり、前記コイルに保存されるエネルギーの変化に応じて、前記電圧変換回路に自励発振を励振させることができる。

上述の電圧変換回路のさらに他の実施形態において、前記エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記エネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じて、前記電圧変換回路を励振して自励発振を発生させるフィードバック信号が得られるように、前記エネルギー保存器は前記フィードバック回路２０に接続される。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記エネルギー保存器は整流器３８を介して出力コンデンサ２８に接続され、前記出力コンデンサは、前記エネルギー保存器から伝送される電荷に基づいて、前記電圧変換回路の入力に与えられる入力電圧より高い出力電圧を提供する。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記始動支援スイッチ２４ｂは接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴであり、前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するための回路を閉じる前記スイッチ装置１５のスイッチ１００は金属酸化膜半導体電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴである。

上述の電圧変換回路の他の実施形態において、前記切り替え可能なカップリング素子は、始動段階の後よりも始動段階において、より強いカップリング効果を提供し、前記電圧変換回路のスイッチ１００は、前記スイッチ１００のターンオン電圧より小さい入力電圧ＶＤＤから動作中となり、前記エネルギー保存器にエネルギーが提供される。

上述の電圧変換回路１０のさらに他の実施形態において、前記スイッチ装置１５は、互いに並列に接続される第１のスイッチ１３および第２のスイッチ１７を含み、前記第１のスイッチ１３は、数値的に、前記第２のスイッチ１７より小さいターンオン電圧を有し、前記第１のスイッチが前記電圧変換回路の始動段階において動作中となり、前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するように、前記第１のスイッチ１３の制御端末１３ａが配線され、前記第２のスイッチが始動段階の後に動作中となり、前記エネルギー保存器１２に規則的にエネルギーを供給するように、前記第２のスイッチ１７の制御端末１７ａが配線され、前記フィードバック回路２０は、フィードバック信号を前記第２のスイッチ１７の制御端末１７ａに与える切り替え可能なカップリング素子２４を含む。

Claims (18)

1. 電圧変換回路の入力（１４）で与えられる入力電圧（ＶＤＤ）に基づくエネルギー保存器（１２）へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路（１０）であって、
   エネルギー保存器（１２）、
   スイッチ装置（１５）を含み、
   前記スイッチ装置は、並列に接続される第１のスイッチ（１３）および第２のスイッチ（１７）を含み、
   前記スイッチ装置は前記エネルギー保存器に接続され、
   前記第１のスイッチは、数値的に、前記第２のスイッチより小さいターンオン電圧を有し、
   前記第１のスイッチが前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するために前記電圧変換回路の始動段階において動作中であるように前記第１のスイッチ（１３）の制御端末（１３ａ）が配線され、
   前記第２のスイッチ（１７）が規則的に前記エネルギー保存器（１２）にエネルギーを供給するために始動段階の後に動作中であるように前記第２のスイッチの制御端末（１７ａ）が配線され、
   前記エネルギー保存器（１２）に保存されたエネルギーの変化に対応して、または前記エネルギー保存器に保存されたエネルギー量に応じて、フィードバック信号を提供するためのフィードバック回路（２０）を含み、
   前記フィードバック回路（２０）は、フィードバック信号を前記第２のスイッチの制御端末（１７ａ）に与えるための切り替え可能なカップリング素子（２４）を含み、
   前記切り替え可能なカップリング素子（２４）が、始動段階の後より始動段階においてより強いカップリング効果を提供する、電圧変換回路。
2. 前記エネルギー保存器はコイルであり、
   前記フィードバック回路は、磁気的に前記コイルに結合された誘導素子（２２）を含み、前記コイルに保存されるエネルギーの変化によって、電圧が前記誘導素子に誘導され、
   切り替え可能なカップリング素子（２４）である前記フィードバック回路（２０）は、前記誘導素子に誘導された電圧を前記第２のスイッチの制御端末（１７ａ）に与える切り替え可能な容量素子（２４）を含む、請求項１に記載の電圧変換回路（１０）。
3. 前記切り替え可能な容量素子は、前記切り替え可能な容量素子が始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリング効果を提供するように配線される第３のスイッチ（２４ｂ）を含む、請求項２に記載の電圧変換回路（１０）。
4. 前記第３のスイッチ（２４ｂ）は、前記第３のスイッチが始動段階において動作中となることにより始動段階の後より強いカップリングを生じるように、その制御端末（２４ｂ´）が前記エネルギー保存器（１２）に接続される接合型電界効果トランジスタとして実施される、請求項３に記載の電圧変換回路（１０）。
5. 前記第２のトランジスタ（１７）の制御端末（１７ａ）への前記切り替え可能な容量素子のカップリング効果が始動段階の間に周期的に変化するように前記第３のスイッチ（２４ｂ）が配線される、請求項３または請求項４に記載の電圧変換回路（１０）。
6. さらに、前記エネルギー保存器におけるエネルギーの変化または前記エネルギー保存器におけるエネルギー量に応じて前記第３のスイッチ（２４ｂ）をスイッチングオフする方に働く電位を確立する容量素子（２６）を含む、請求項３ないし請求項５のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
7. 前記第３のスイッチ（２４ｂ）は、制御端末からロード・パス端末への整流接合遷移を有し、
   前記電圧変換回路は、さらに、前記第３のスイッチ（２４ｂ）の接合遷移の整流効果を用いて前記第３のスイッチをスイッチングオフする方に働く電位を確立し、または前記第１のトランジスタの接合遷移の整流効果を用いて前記第３のスイッチ（２４ｂ）をスイッチングオフする方に働く電位を確立する容量素子（２６）を含む、請求項３ないし請求項６のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
8. 前記フィードバック回路は、前記第１のスイッチの制御端末を制御し、
   前記フィードバック回路は、始動段階において、エネルギーが前記第１のスイッチを通して前記コイル（１２）に供給されるように、前記誘導素子（２２）に接続された前記第１のスイッチ（１３）の制御端末（１３ａ）を制御し、
   前記フィードバック回路は、始動段階の間、前記誘導素子に誘導される電圧によって電位を確立し、前記電位は前記第１のスイッチをスイッチングオフさせる方に働く、請求項２ないし請求項７のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
9. 前記コイルに対するエネルギーの供給が前記第１のスイッチによって周期的に中断されるように、前記フィードバック回路は、始動段階において、前記第１のスイッチを制御し、
   前記フィードバック回路は、始動段階の間、前記第１のスイッチの周期的なスイッチングオンおよびスイッチングオフが防止されるように、前記第１のスイッチをスイッチングオフする方へ働く電位を確立する、請求項２ないし請求項８のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
10. 前記フィードバック回路は、前記誘導素子（２２）に接続される容量素子（２６）を含み、
    始動段階の後、第１のスイッチを用いた前記コイル（１２）へのエネルギーの供給を終わらせる電位が前記容量素子（２６）に存在するように、電圧変換回路は定常成分まで前記容量素子（２６）を荷電する、請求項２ないし請求項９のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
11. 前記第１のスイッチは、制御端末からロード・パス端末への整流接合遷移を含み、
    前記フィードバック回路は、接合遷移の整流効果を用いて前記第１のスイッチをスイッチングオフする方に働く電位を確立する、請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
12. 電圧コンバータの入力（１４）で適用される入力電圧（ＶＤＤ）を電圧コンバータの出力で利用可能な出力電圧にする規則的な変換のための電圧変換回路（１０）であって、
    前記エネルギー保存器（１２）は、コイルの端末が前記電圧コンバータの入力（１４）に接続される第１のコイル（１２）を含み、
    前記電圧変換回路は、前記第１のコイル（１２）と直列に接続される制御可能な整流素子（２９）を含み、
    前記電圧変換回路は、制御可能な整流素子（２９）と相互接続されて電荷を保存し、出力コンデンサ（２８）において出力電圧（Ｖout）が利用できるようにする出力コンデンサ（２８）を含み、
    前記フィードバック回路（２０）は、前記第１のコイル（１２）に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記第１のコイルに保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供し、
    スイッチ装置（１５）は、前記第１のコイルにエネルギーを供給するために前記第１のコイルを基準電位（ＶＳＳ）に接続し、
    前記スイッチ装置は、互いに並列に接続される第１のトランジスタ（１３）および第２のトランジスタ（１７）を含み、
    前記第１のトランジスタ（１３）は、数値的に、前記第２のトランジスタより小さい閾値電圧を有し、
    前記第１のトランジスタが前記電圧コンバータの始動段階において動作中となり、前記第１のコイル（１２）が基準電位（ＶＳＳ）に接続されて前記第１のコイルを通した電流の流れを確立するように、前記第１のトランジスタの制御端末（１３ａ）が配線され、
    前記フィードバック回路（２０）は、前記フィードバック信号を第２のスイッチ（１７）の制御端末（１７ａ）に与える切り替え可能な容量素子を含み、
    前記切り替え可能な容量素子は、始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリング効果を提供し、
    始動段階の後、前記第２のトランジスタ（１７）が基準電位（ＶＳＳ）への前記第１のコイル（１２）の規則的な接続を可能にするように、第２のトランジスタ（１７）の制御端末（１７ａ）が配線され、
    前記制御された整流素子は、前記スイッチ装置がスイッチオフされたとき、前記第１のコイル（１２）から出力コンデンサ（２８）に電荷を伝送する、請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載の電圧変換回路（１０）。
13. 前記フィードバック回路は、前記第１のコイル（１２）に誘導的に結合する第２のコイル（Ｌ₂）および第３のコイル（Ｌ₃）を含み、
    前記第２のコイルと前記第３のコイルとの間のタップ（２２ａ）は、並列に接続された容量（Ｃ₃、Ｃ₄）に接続され、
    前記容量のうちの１つは、容量切替え接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）を介して切り替え可能であり、
    前記第３のコイルの端末は、前記第１のトランジスタの制御端末、および、前記容量切替え接合型電界効果トランジスタの制御端末に接続され、
    前記第２のコイルの端末は、抵抗器および容量素子（Ｃ₂，Ｒ₂）を介して基準電位（ＶＳＳ）に接続され、
    並列に接続された前記２つの容量（Ｃ₃，Ｃ₄）は、始動段階の後より始動段階において、前記タップと前記第２のトランジスタの制御端末との間のより強いカップリングを生じさせ、前記タップからのフィードバック信号を前記第２のトランジスタ（１７）の制御端末（１７ａ）に与える、請求項１２に記載の電圧変換回路。
14. 電圧変換回路（１０）の入力（１４）で与えられる入力電圧（ＶＤＤ）に基づくエネルギー保存器（１２）へのエネルギーの規則的な供給のための方法であって、
    第１のスイッチを動作させることによって始動段階において前記電圧変換回路の前記エネルギー保存器にエネルギーを供給するステップ（８０）、および
    第２のスイッチを動作させることによって前記電圧変換回路のエネルギー保存器に規則的にエネルギーを供給するステップ（８５）を含み、
    始動段階において前記第２のスイッチを動作させるステップは前記第２のスイッチの制御端末にフィードバック信号を与えるステップを含み、
    エネルギー保存器へのエネルギーの規則的な供給のための方法は始動段階の後に前記第２のスイッチの制御端末にフィードバック信号を与えるカップリング効果の減少を含み、前記第２のスイッチは前記第１のスイッチと並列に接続され、前記第２のスイッチは数値的に前記第１のスイッチより高いターンオン電圧を有する、方法。
15. 電圧変換回路の入力（１４）に与えられる入力電圧（ＶＤＤ）に基づくエネルギー保存器（１２）へのエネルギーの規則的な供給のための電圧変換回路（１０）であって、
    エネルギー保存器（１２）、および
    制御端末（１００ａ）を有するスイッチ装置（１５）を含み、
    前記スイッチ装置は、前記制御端末に与えられる制御信号に応じて前記エネルギー保存器に切り替え可能にエネルギーを供給するために前記エネルギー保存器に接続され、
    前記エネルギー保存器（１２）に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記エネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供するフィードバック回路（２０）を含み、
    前記フィードバック回路（２０）は、フィードバック信号を前記制御端末（１００ａ）に与える切り替え可能なカップリング素子（２４）を含み、
    前記切り替え可能なカップリング素子（２４）は、始動段階の後よりも前記電圧変換の始動段階において、より強いカップリング効果を提供し、
    前記フィードバック回路（２０）は、誘導素子に誘導された電圧を前記スイッチ装置（１５）の制御端末（１００ａ）に与える切り替え可能な容量素子を含み、
    前記切り替え可能な容量素子は、前記電圧変換回路の始動時において前記容量素子の全容量を増加させることにより、始動段階の後よりも始動段階において、前記誘導素子（２２）と前記制御端末（１００ａ）との間により強いカップリング効果を提供する、電圧変換回路（１０）。
16. 前記切り替え可能なカップリング素子（２４）は、並列に接続される２つの容量（２４ａ，２４ｃ）を含み、前記容量のうちの１つは、始動支援スイッチ（２４ｂ）を介してスイッチオンおよびスイッチオフされる、請求項１５に記載の電圧変換回路。
17. 前記切り替え可能な容量素子（２４）は、前記切り替え可能な容量素子（２４）が始動段階の後よりも始動段階においてより強いカップリング効果を提供するように配線される始動支援スイッチ（２４ｂ）を含み、
    前記電圧変換回路は、前記始動支援スイッチ（２４ｂ）をスイッチオフする方に働く電位を確立する整流素子（Ｔ１）および容量素子（２６）を含む、請求項１５または請求項１６に記載の電圧変換回路。
18. 電圧変換回路（１０）の入力（１４）で与えられる入力電圧（ＶＤＤ）に基づくエネルギー保存器（１２）へのエネルギーの規則的な供給のための方法であって、
    制御信号に応じて前記電圧変換回路の前記エネルギー保存器に切り替え可能にエネルギーを供給するステップ（１１０）、
    前記エネルギー保存器に保存されるエネルギーの変化に応じて、または前記エネルギー保存器に保存されるエネルギー量に応じてフィードバック信号を提供するステップ（１２０）、および
    制御信号を得るために、切り替え可能な容量素子を用いてフィードバック信号を前記電圧変換回路の制御端末に与えるステップ（１３０）を含み、
    始動段階において、前記容量素子の全容量を増加させることにより、始動段階の後よりも始動段階において、フィードバック信号と前記制御端末との間のより強いカップリング効果が提供される、方法。

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