JPH08168182A - 電圧変動の大きい電池を用いた電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 低電圧化を図り降圧比／昇圧比を抑えつつ電
池のエネルギー利用効率を高くする。 【構成】 複数個の電圧変動の大きい電池Ｃ１、Ｃ２
と、該電池を並列接続から直列に切り換える切り換え手
段Ｓ１〜Ｓ３と、該切り換え手段により並列直列切り換
え接続される電池を電源としてスイッチング手段により
負荷に供給する電圧又は電流を制御する制御手段Ａとを
備え、切り換え手段Ｓ１〜Ｓ３は、電池を電圧の低下に
したがって並列接続から直列接続に切り換える。電池Ｃ
１、Ｃ２は、電気二重層コンデンサからなり、切り換え
手段は、例えば半導体素子を用いた第１乃至第３の切り
換えスイッチＳ１〜Ｓ３を有し、第１の切り換えスイッ
チに対し第２、第３の切り換えスイッチを相補的に動作
させる。低電圧化し降圧比や昇圧比を小さくすることが
でき、電源の効率の向上を図ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、満充電状態からエネル
ギーを取り出すに従って電圧が漸次低下する電圧変動の
大きい電池を用いた電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電気二重層コンデンサを電力用の
電池として利用することが可能になってきているが、こ
の種の電池は、従来の電池と比較してその出力特性に大
きな違いがある。鉛電池や、ニッケル・カドミウム電池
の端子電圧は、負荷に給電してもその電池に蓄えられた
エネルギー量にかかわらずほぼ一定の定電圧特性を示す
のに対して、例えば電気二重層コンデンサ電池は、蓄積
されたエネルギー量により電池の端子電圧が大きく変化
する特性を持っている。

【０００３】図１２は電気二重層コンデンサの蓄積エネ
ルギー量に対する端子電圧の変化特性の例を示す図であ
る。電気二重層コンデンサ電池では、図１２に示すよう
に蓄積されたエネルギーが１００％の時の電池電圧を１
００％（Ａ点）とした場合、蓄積エネルギーが２５％に
なると、電池電圧は満充電時の５０％（Ｂ点）まで低下
してしまうことがわかる。一般的に直流電源に許される
電圧変動の幅は、その用途にもよるが、５％、１０％、
２０％程度であり、５０％以上の電圧低下で１００％の
動作を期待できるものはまれであった。そのために従来
の電池に置き換えてこの電気二重層コンデンサ電池をそ
のままで使用すると、電圧低下が激しすぎて、とてもそ
のままでは使用できなかった。

【０００４】そこで、その対策としてこの電気二重層コ
ンデンサ電池を電源として利用する場合には、従来の方
法として負荷との間に、例えばスイッチングレギュレー
タによる定電圧装置、あるいは定電流装置を介在させて
使用していた。

【０００５】図１３は昇圧コンバータで出力電圧を安定
化する回路の構成例を示す図、図１４は降圧コンバータ
で出力電圧を安定化する回路の構成例を示す図、図１５
はコンバータに負荷ＲＬを接続した時の電池電圧と出力
電圧の時間経過に対する特性を示す図である。

【０００６】図１３及び図１４において、ＣＢは電気二
重層コンデンサ電池、ＳＷはスイッチング装置、Ｌはイ
ンダクティブ素子、ＣＲは整流用ダイオード、Ｃは出力
コンデンサ、ＲＬは負荷である。昇圧コンバータで出力
電圧を安定化する回路の場合には、図１３に示すように
スイッチング装置ＳＷにより、インダクティブ素子Ｌに
流れる電流を出力側でスイッチングすることにより昇圧
し、出力コンデンサＣの電圧が一定になるようにフィー
ド・バック制御している。また、降圧コンバータで出力
電圧を安定化する回路の場合には、図１４に示すように
スイッチング装置ＳＷにより、インダクティブ素子Ｌに
流れる電流を入力側でスイッチングすることにより降圧
し、出力コンデンサＣの電圧が一定になるようにフィー
ド・バック制御している。このようにすることで電気二
重層コンデンサ電池ＣＢのように電圧変動の大きな電池
から安定した定電圧出力が得られる。

【０００７】上記の例において、昇圧コンバータや降圧
コンバータの動作範囲を電池電圧の１００〜２５％とす
ると、図１５に示すように電池ＣＢの電圧が２５％にな
るまで出力電圧は一定に保たれる。ここで負荷ＲＬは、
例えば電気自動車であれば動力用のモータであり、暖房
機であればヒータ、また、室内の照明であればランプで
ある。これらの負荷は一定の条件で使用されることもあ
るが、ほとんどは自動制御、あるいはマニュアルで制御
されて使用される。

【０００８】例えば負荷が電気自動車のモータの場合に
は、ドライバーのアクセル操作で停止から最高速度まで
あらゆる回転数で、様々な変化に対応してモータの制御
を行うことになる。また、負荷が暖房機の場合には、周
囲温度の変化、部屋のドアや窓の開閉頻度に応じて発熱
量を細かく制御し、室温を一定にしている。そして、負
荷が室内照明の場合には、雰囲気に合わせて照度を調節
したり、あるいは点灯や消灯の際には、フェイドと呼ば
れるゆっくりとした照度のコントロールが行われる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のように
エネルギーを取り出してゆくと、それに伴って大きく電
圧が変動（低下）するコンデンサ電池等の電源では、降
圧コンバータで出力電圧を安定化する回路の場合、定格
出力電圧の数倍になるようにコンデンサ電池を直列に接
続して使用するため、例えば９４％のエネルギーを利用
するには、定格出力電圧が１２Ｖの場合でその４倍の４
８Ｖ程度の電池電圧が必要になり、このような電池電圧
を入力として降圧コンバータにより定格出力電圧の１２
Ｖを安定に取り出さなければならない。そのための動作
は、はじめの満充電にした状態の電池電圧が４８Ｖのと
きであれば１／４に降圧して１２Ｖにして取り出すが、
電池電圧が次第に低下するのに合わせて、電池電圧が２
４Ｖまで低下すると１／２、１２Ｖでは１／１と降圧比
を変化させ、このような降圧比の変化により出力電圧を
１２Ｖに安定化させている。

【００１０】また、昇圧コンバータで出力電圧を安定化
する回路により９４％のエネルギーを利用する場合に
は、出力電圧の１２Ｖから１／４の約３Ｖまでを利用す
るが、その動作は、同じようにはじめの満充電にした状
態の電池電圧が１２Ｖの時は昇圧比が１でそのまま出力
するが、電池電圧が低下するに従い昇圧比を変化させ
て、電池電圧が６Ｖになると昇圧比を２に、最終的に電
池電圧が３Ｖになると昇圧比を４まで上げて１２Ｖを安
定に供給するようにしなければならない。

【００１１】このように降圧コンバータで出力電圧を安
定化する回路の場合には、実際に使用する電圧値をはる
かに越える、定格出力電圧の３〜４倍の電池電圧が必要
であるため、安全上の問題がありあまり好ましくなかっ
た。例えば２００Ｖで動作する電気自動車用には８００
Ｖの電池が必要になるが、この電圧になると使用半導体
の自由度が狭くなり、感電を防止するための絶縁の沿面
距離を十分とることが必要になるだけでなく、絶縁材料
も特殊なものになる。そのため、単に安全性のみならず
経済的な観点からも電池の低電圧化が望まれる。

【００１２】また、昇圧コンバータで出力電圧を安定化
する回路の場合には、一般に降圧コンバータに比べて変
換効率が劣るだけでなく、電池のエネルギー利用効率を
９４％とすると、昇圧比が３〜４倍必要になり効率はさ
らに低下する。昇圧コンバータでもこのようにあまり大
きな昇圧比の電力用の設計は好ましくなく、昇圧比は２
倍程度が一番効率的な利用方法として望まれている。

【００１３】本発明は、上記の課題を解決するものであ
って、低電圧化を図り降圧比／昇圧比を抑えつつ電池の
エネルギー利用効率を高くすることができる電圧変動の
大きい電池を用いた電源装置を提供することを目的とす
るものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】そのために本発明は、満
充電状態からエネルギーを取り出すに従って電圧が漸次
低下する電圧変動の大きい電池を用いた電源装置であっ
て、複数個の電圧変動の大きい電池と、該電池を並列接
続から直列に切り換える切り換え手段と、該切り換え手
段により並列直列切り換え接続される電池を電源として
スイッチング手段により負荷に供給する電圧又は電流を
制御する制御手段とを備え、切り換え手段は、電池を電
圧の低下にしたがって並列接続から直列接続に切り換え
るように構成したことを特徴とするものである。

【００１５】そして、電池は、電気二重層コンデンサか
らなり、切り換え手段は、例えば半導体素子を用いた第
１乃至第３の切り換えスイッチを有し、電池と第２の切
り換えスイッチとの直列回路及び第３の切り換えスイッ
チと電池との直列回路を並列に接続し、それぞれの直列
回路の直列接続点間に第１の切り換えスイッチを接続し
て、第１の切り換えスイッチに対し第２、第３の切り換
えスイッチを相補的に動作させることを特徴とするもの
である。

【００１６】

【作用】本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた電
源装置では、複数個の電圧変動の大きい電池と、該電池
を並列接続から直列に切り換える切り換え手段と、該切
り換え手段により並列直列切り換え接続される電池を電
源としてスイッチング手段により負荷に供給する電圧又
は電流を制御する制御手段とを備え、切り換え手段は、
電池を電圧の低下にしたがって並列接続から直列接続に
切り換えるように構成したので、電気二重層コンデンサ
電池のように満充電状態からエネルギーを取り出すに従
って電圧が漸次低下する電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置であっても、電源側電圧の低電圧化を図ること
ができる。その結果、制御手段として、降圧コンバータ
を用いても昇圧コンバータを用いても、降圧比や昇圧比
を小さくすることができる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ説
明する。図１は本発明に係る電圧変動の大きい電池を用
いた電源装置の１実施例を示す図であり、Ａは出力変換
・調整回路、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ電池、Ｓ１〜Ｓ３
はスイッチ、ＲＬは負荷を示す。

【００１８】図１において、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２
は、それぞれほぼ同特性の例えば電気２重層コンデンサ
電池であり、満充電電圧からその１／４の電圧に低下す
るまで、つまりエネルギーの９４％を取り出すものであ
る。スイッチＳ１〜Ｓ３は、スイッチＳ２とＳ３が連動
しこれらとスイッチＳ１が相補的に動作して、コンデン
サ電池Ｃ１、Ｃ２の各電圧に応じてオン／オフ制御され
るものであり、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２が満充電状態
ではスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２、Ｓ３をオンに
して両者を並列接続し、満充電電圧から１／２の電圧ま
で低下するとスイッチＳ１をオン、スイッチＳ２、Ｓ３
をオフにして両者を直列接続する。負荷ＲＬは、例えば
電気自動車であれば動力用のモータであり、暖房機であ
ればヒータ、また、室内の照明であればランプである。
出力変換・調整回路Ａは、パルス信号により断続制御さ
れるスイッチング手段を備えたものであり、例えば先に
説明した降圧コンバータや昇圧コンバータで出力電圧を
安定化する回路である。また、本出願人の提案（特願平
６−１７５２２９号参照）による電流ポンプを組み合わ
せてもよい。この電流ポンプは、出力電圧を一定値以内
に制限する電圧リミッタ付で、スイッチング制御により
定電流を供給するものであり、例えばスイッチング方式
の定電流型ＤＣ／ＤＣコンバータで入力電圧の広い変化
範囲（例えば１００％〜２０％）にわたり高効率で動作
するように設計されたものである。

【００１９】次に、動作を具体的な例で説明する。例え
ば負荷の定格電圧を１２Ｖとし出力変換・調整回路Ａに
降圧コンバータを用いて、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２か
らエネルギーの９４％を取り出すためには、コンデンサ
電池Ｃ１、Ｃ２の満充電電圧として２４Ｖのものが選定
される。そこで、まず、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を満
充電にしてスイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２、Ｓ３を
オンにすると、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の端子間電圧
はそれぞれ２４Ｖであるので、出力変換・調整回路Ａで
は、２４Ｖの入力に対して１／２に降圧して１２Ｖの定
格電圧で負荷ＲＬに給電する。そして、負荷ＲＬでエネ
ルギーが消費されコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の端子間電
圧が低下すると、出力変換・調整回路Ａでは、コンデン
サ電池Ｃ１、Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖに低下するまで
降圧比を１／２から１／１まで変化させて負荷ＲＬに安
定した１２Ｖの定格電圧で給電する。コンデンサ電池Ｃ
１、Ｃ２からほぼ７５％のエネルギーが取り出される
と、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の端子間電圧が１２Ｖに
低下するので、この電圧を検出しスイッチＳ２、Ｓ３を
オフにしてからスイッチＳ１をオンにすることによっ
て、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続する。したが
って、出力変換・調整回路Ａには、再び２４Ｖが入力さ
れるので、満充電の時と同様に１／２に降圧して１２Ｖ
の定格電圧で負荷ＲＬに給電し、さらにほぼ２０％のエ
ネルギーが取り出され、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の端
子間電圧が６Ｖ、出力変換・調整回路Ａの入力電圧が１
２Ｖに低下するまで、降圧比を１／２から１／１まで変
化させて負荷ＲＬに安定した１２Ｖの定格電圧で給電す
ることができる。

【００２０】エネルギーの９４％を取り出したときの電
圧を負荷の定格電圧とすると、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ
２を直列接続したままでは、満充電の時に従来のように
出力変換・調整回路Ａの入力電圧が４倍になるので、出
力変換・調整回路Ａは、降圧比を１／４から１／１まで
変化させるものでなければならない。しかし、本発明の
ようにスイッチＳ１〜Ｓ３によりコンデンサ電池Ｃ１、
Ｃ２を満充電時の並列接続から端子間電圧が１／２に低
下した時点で直列接続に切り換えると、出力変換・調整
回路Ａとして、降圧比を１／２から１／１まで変化させ
るものでよいことになる。したがって、出力変換・調整
回路Ａは、降圧比の幅を狭くすることで効率の高い変換
ができ、しかも１／２に低電圧化することができるの
で、使用半導体の選択の自由度、設計の自由度を大きく
とることができる。

【００２１】図２乃至図５は本発明に係る電圧変動の大
きい電池を用いた電源装置の他の実施例を示す図であ
り、Ｓ５、Ｓ６はスイッチ、ＣＲ１〜ＣＲ３はダイオー
ド、Ｑ１〜Ｑ３はスイッチング素子を示す。

【００２２】図２に示す実施例は、スイッチＳ５、Ｓ６
として連動するトランスファー接点のスイッチを使用す
るものである。図１に示す実施例では、スイッチＳ１と
スイッチＳ２、Ｓ３が相補的に動作しなければならない
が、このような条件から解放したもので、スイッチの切
り換えタイミングが自由になっている応用例の１つを示
したものである。また、図３に示す実施例は、図１に示
す実施例と同様の回路でスイッチＳ２、Ｓ３をダイオー
ドＣＲ１、ＣＲ２に置き換え、スイッチＳ１の切り換え
のみで、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の直並列の接続切り
換えを行うようにしたものである。

【００２３】図４に示す実施例は、図３に示す実施例の
スイッチＳ１をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴからなるス
イッチング素子Ｑ１と並列ダイオードＣＲ３で置き換え
たものであり、ＭＯＳＦＥＴのドレーンは、ダイオード
ＣＲ３のアノードに、ソースはダイオードＣＲ３のカソ
ードに接続される。さらに、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２
に充電制限回路（並列モニタ）ＰＭ１、ＰＭ２を接続
し、給電ラインに電流ポンプＩＰを接続したものであ
る。充電制限回路（並列モニタ）ＰＭ１、ＰＭ２は、本
発明者等が既に提案しているもの（特開平６−２６１４
５２号公報参照）であり、例えばコンデンサ電池に並列
に３端子シャントレギュレータとトランジスタとショッ
トキダイオードを接続し、満充電を検出して充電電流を
バイパスするように構成したものである。この並列モニ
タを接続することにより、静電容量のバラツキのある複
数個のコンデンサ電池を直列、並列に接続しても、それ
ぞれのコンデンサ電池を満充電まで充電することがで
き、エネルギー蓄積効率を高めることができる。また、
電流ポンプは、先に説明したように出力電圧を一定値以
内に制限する電圧リミッタ付で、スイッチング制御によ
り定電流を供給するものであり、例えばスイッチング方
式の定電流型ＤＣ／ＤＣコンバータで入力電圧の広い変
化範囲（例えば１００％〜２０％）にわたり高効率で動
作するように設計されたものである。スイッチング素子
Ｑ１は、ゲートにオン信号を印加することにより導通状
態になってコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続し、ゲ
ートにオフ信号を印加することにより非導通になって開
放状態になり、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を並列接続す
る。

【００２４】ここで、ダイオードＣＲ３は、コンデンサ
電池Ｃ１、Ｃ２を充電する場合に、スイッチング素子Ｑ
１の寄生ダイオードの電流が流れることになるので、こ
の充電電流をバイパスする目的で接続されているもので
あり、スイッチング素子Ｑ１の仕様によっては必要のな
いダイオードである。また、ダイオードＣＲ１、ＣＲ２
は、スイッチＳ２、Ｓ３に相当するスイッチングを自動
的に行うだけでなく、大容量コンデンサを並列に接続す
る場合に必要になる逆流防止用のダイオードとしても機
能するものである。

【００２５】図５に示す実施例は、図１に示す実施例の
スイッチＳ１〜Ｓ３をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴから
なる半導体のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３に置き換えた
ものである。この実施例によれば、ダイオードＣＲ１、
ＣＲ２による順方向損失に比べて回路の損失を小さくす
ることができる。また、ゲート信号が２種類必要になる
などの回路が複雑になるというデメリットはあるが、コ
ンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を並列にして低い電圧での充電
が可能になるというメリットが大きい。

【００２６】上記のように本発明は、従来の降圧コンバ
ータや昇圧コンバータで出力電圧を安定化する回路は勿
論、種々の出力電圧や出力電流を安定化する回路（出力
変換・調整回路Ａ）に対して電圧変動の大きいコンデン
サ電池を用いる場合、まず、満充電状態から並列接続に
より給電を行い、エネルギーを取り出すことにより電圧
が半減すると、これらを直列接続に切り換えることによ
り電源としての電圧変動を小さくして、コンデンサ電池
に蓄えられたエネルギーを最大限取り出し、利用できる
ようにするものである。したがって、出力変換・調整回
路Ａには、従来の降圧コンバータや昇圧コンバータで出
力電圧を安定化する回路だけでなく、さらに種々の回路
を適用することができる。例えば検出値と制御指令値と
を比較して比較誤差に応じてパルス信号を生成しスイッ
チング手段を断続することによって、電池の満充電電圧
を負荷の定格値に対して高い電圧に設定して電池電圧が
負荷の定格電圧まで低下し、スイッチング手段が連続通
電状態に至るまでの広い電池電圧範囲にわたり負荷電圧
又は負荷電流の制御を可能にするものであってもよい。
以下にその構成例を説明する。

【００２７】図６は出力変換・調整回路の構成例を示す
図、図７はパルス幅変調制御におけるパルス波形の例を
示す図、図８はパルス幅変調制御における電池電圧と時
比率との関係例を示す図である。

【００２８】図６において、Ｃ１、Ｃ２は電気二重層コ
ンデンサ電池、ＩＣはスイッチング制御回路、Ｑ１はス
イッチング手段、Ｅ１は制御電圧設定部、ＤＶは負荷電
圧検出部、ＤＡは負荷電流検出部、ＲＬは負荷を示す。
スイッチング手段Ｑ１は、電気二重層コンデンサ電池Ｃ
１、Ｃ２の電圧に応じて負荷ＲＬに流れる電流を断続す
るものであり、例えばＭＯＳＦＥＴである。出力変換・
調整回路は、これら電気二重層コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ
２と、負荷ＲＬと、スイッチング手段Ｑ１とを直列に接
続した構成を基本とするものである。スイッチング制御
回路ＩＣは、負荷電圧検出部ＤＶによって検出される負
荷ＲＬの両端の負荷電圧を検出値として入力し、これと
制御指令値である制御電圧設定部Ｅ１の出力とを比較
し、その比較誤差に応じてパルス幅制御やパルス周波数
制御によりスイッチング手段Ｑ１をスイッチング制御す
る、例えばＰＷＭ制御ＩＣである。また、負荷電圧検出
部ＤＶに代えて負荷電流検出部ＤＡをスイッチング制御
回路ＩＣの検出値として用いると、負荷電圧制御に代え
て負荷電流制御の回路構成とすることができる。そし
て、制御指令値として制御電圧設定部Ｅ１の出力を変え
ることによって、負荷電圧或いは負荷電流を任意の値に
自由に設定し制御することができる。また、負荷ＲＬが
空調や照明である場合には、検出値として温度計や照度
計の検出信号を入力し、制御電圧設定部Ｅ１で目標温度
や目標照度を設定してもよい。ここで述べた負荷電圧検
出部ＤＶ、或いは負荷電流検出部ＤＡはいずれもスイッ
チング制御されている負荷の端子電圧と負荷に流れるス
イッチング電流の実効値或いは平均値の検出を行うもの
である。このことは従来からある降圧コンバータやスイ
ッチングレギュレータと異なりエネルギー貯蔵用のＬが
なく、ダイレクトに負荷を制御する構造ゆえである。負
荷に印加される電力値の検出の場合も同様に実効値或い
は平均値が必要になる。（ただし、検出対象が温度や照
度などのように負荷の持つ時定数で平準化されている場
合は特に必要とはしない。） 次に、スイッチング制御回路ＩＣにより行うスイッチン
グ手段Ｑ１の制御について具体的に説明する。負荷ＲＬ
に給電すると、その給電量に伴って電気二重層コンデン
サ電池Ｃ１、Ｃ２の電圧が漸減し、その電圧に対応し
て、スイッチング制御回路ＩＣでは、例えばＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御を採用したものであれば、図７に示す
ように時比率を大きくしパルスの幅を広げてゆくことに
よって負荷に供給される電圧や電流が指令値になるよう
にスイッチング手段Ｑ１を制御する。また、パルス周波
数変調制御を採用したものであれば、パルスの繰り返し
周波数を上げてゆくことにより、やはり負荷に供給され
る電圧や電流が一定になるようにスイッチング手段Ｑ１
を制御する。

【００２９】例えばＰＷＭ（パルス幅変調）制御の場合
において、電圧設定部１２に１２Ｖが設定されていると
きは、二重層コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の電圧に対し図
７に示すように４８Ｖで２５％、２４Ｖに低下すると５
０％、さらに１２Ｖまで低下してしまうと１００％の時
比率（デューティ比）となる。つまり、時比率は、図８
に示すように電池電圧に対する設定値の割合となる。

【００３０】図９は出力変換・調整回路の動作原理を説
明するための図である。上記出力変換・調整回路の構成
はシンプルであるが、その効果を発揮するには電池の電
圧値を負荷に連続印加して使用できる連続定格電圧値以
上、数倍に設計・設定するところにある。したがって、
負荷においても、降圧型コンバータのリアクトル、コン
デンサ、ダイオードで平滑化された電圧ではなく、定格
の２倍大きいパルス状の電圧が印加されるので、内部で
放電やリーク、劣化が発生しないように、巻線であれば
絶縁材、沿面距離を配慮して製作されたものであること
はいうまでもない。例えば、連続運転定格電圧１２Ｖ、
最大定格電圧２５Ｖのような負荷の仕様となる。

【００３１】図９（ａ）において、直流モータＭ１は、
その連続の定格電圧が１２Ｖのものであり、並列に転流
ダイオードＣＲ１を接続したものである。したがって、
この回路では、スイッチング手段Ｑ１が導通状態から遮
断状態に変化しても転流ダイオードＣＲ１を通してモー
タＭ１の電流をそのまま流し続けさせる機能を持ってい
る。電気二重層コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２は、各電圧は
１２Ｖで直列接続された電池の合計電圧は２４Ｖである
とすると、この例では、２４Ｖ〜１２Ｖの電池電圧の範
囲で使用することができ、図１〜図５に示すコンデンサ
電池の接続切り換えを採用することにより電池エネルギ
ーの約９４％を利用できる設計になる。スイッチング手
段Ｑ１によってＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場
合、前述したように、モータＭ１の連続使用できる定格
は１２Ｖであるから、電池電圧が２４Ｖの場合にはデュ
ーティ・レシオ（時比率）５０％のパルスでドライブす
る。このパルスドライブにより、モータＭ１には１２Ｖ
の電圧が印加されたことと等価になる。電池電圧が１２
Ｖの場合はデューティ・レシオが１００％のパルスを印
加することで連続定格電圧が１２ＶのモータＭ１は駆動
できることになる。この電池電圧と駆動パルスの波形を
示したのが図７であり、デューティ・レシオとの関係を
示したのが図８である。このように電気二重層コンデン
サ電池の電圧が２４Ｖから１２Ｖまで変化しても、スイ
ッチング手段Ｑ１は、図８のディーティ・レシオ以内で
負荷の０〜１００％制御が可能になる。ここで使用する
モータＭ１は巻線とケースあるいは、巻線とＧＮＤ間の
耐圧は２４Ｖに強化したものである。

【００３２】このように負荷ＲＬがモータなどの誘導性
負荷とダイオードとを並列接続したものである場合に
は、スイッチ周波数を負荷電流連続の条件が成立する範
囲で使用すると、印加電圧はパルス波形の平均値とな
る。したがって、電気二重層コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２
の電圧Ｅが１／２に低下したとすると、ＰＷＭ（パルス
幅変調）制御の場合にはパルス幅を２倍に広げることで
対処でき、パルス周波数変調制御の場合にはパルスの繰
り返し周波数を２倍に上げることで対処できる。したが
って、電池電圧が１００％〜２５％の間で大きく変動す
る電池でも、負荷の連続定格電圧以上に電池電圧を設定
し、漸次低下していく電池電圧に対応してコンデンサ電
池の接続切り換えや、パルス幅、繰り返し周波数を変化
させていく制御を行うことにより、電池電圧から安定化
する装置が不要になる。

【００３３】図１０は出力変換・調整回路の他の構成例
を示す図、図１１は電池電圧によりループゲインを制御
するように構成した安定化回路の他の構成例を示す図で
ある。図１０において、ＩＣ１はスイッチング制御回
路、ＩＣ２は差動増幅器を示し、差動増幅器ＩＣ２で検
出値Ｓと制御指令値Ｅ２とを比較し、さらにスイッチン
グ制御回路ＩＣ１で差動増幅器ＩＣ２の比較誤差と負荷
電流検出部ＤＡの検出出力とを比較し、その比較誤差に
応じてパルス幅制御やパルス周波数制御によりスイッチ
ング手段Ｑ１をスイッチング制御するように構成してい
る。つまり、検出値Ｓが制御指令値Ｅ２になるように負
荷ＲＬに流れる電流を制御するように構成したものであ
る。ここで負荷電流検出部ＤＡが電流波形をそのまま検
出するように構成すればスイッチング素子Ｑ１の電流値
のピークを検出することが可能になり、電流制限性能の
良い過電流保護機能を備えることになる。この特徴も従
来の大きな時定数を持った降圧コンバータ或いは昇圧コ
ンバータでは到底、実現不可能な新たな機能である。

【００３４】上記の実施例において、電流制御は、本質
的には負荷電流のみに注目して制御しているので、電池
電圧が変動しても外乱として無視して説明した。しか
し、実際には、同一負荷の場合という条件を付けると、
出力電圧制御、出力電流制御のいずれにおいても、電流
を増加させることはコンプライアンス電圧（定電流動作
時の負荷抵抗によって決まる追従出力電圧）も増加して
しまうために、自動制御系として見た場合の安定性に関
しては電池電圧が高い状態においてはスイッチング制御
の単位パルス幅、或いは単位周波数変動に対する出力の
比、つまりゲイン（利得）が高くなり、不安定になりや
すい傾向にある。つまり、３６Ｖの電池電圧から０Ｖ〜
１２Ｖを出力制御する場合と、１２Ｖの電池電圧から０
Ｖ〜１２Ｖを出力制御する場合では、前者の方が３倍程
ループゲインが高くなりそれだけ不安定になりやすいこ
とになる。このことを少し詳しく説明すると、ＭＯＳＦ
ＥＴを含めたスイッチング制御回路全体の利得をＡ、出
力と制御指令値であるところの基準電圧の比（基準／出
力）を帰還比βとすると、この制御系の安定性はループ
ゲインＡβの周波数特性から判断できる。この場合、出
力を０Ｖ〜１２Ｖと変化させる手法としては基準電圧を
変化させて行う。こうすると帰還比βは一定となり出力
値に関係なく制御系は安定となる。問題は電池の電圧が
１２Ｖから３６Ｖへ変化するとスイッチング制御回路の
誤差増幅器の利得は一定でも、ＭＯＳＦＥＴでの利得が
３倍増加することになり不安定になりやすくなる。そこ
でその対策としてＡに係数α＝１／３を乗じることによ
りループゲインＡβを一定にすることができる。つま
り、係数α＝（定格電圧／電池電圧）を誤差増幅器の利
得に乗ずるように工夫すれば、電池電圧が刻一刻と変化
する場合でも、それに対応した係数αが打ち消すように
変化し、ループゲインＡβが一定に保たれることにな
る。その構成を示したのが図１１である。

【００３５】図１１において、１は電池電圧検出部、２
は設定部、３は演算部、４はＰＷＭ制御部又はＰＦＭ制
御部とＭＯＳＦＥＴドライバ、５は作用部、６は誤差増
幅器を示す。設定部２は、負荷ＲＬの連続定格電圧値を
設定するものであり、演算部３は、電池電圧検出部１の
検出値と設定部の設定値からα＝（定格電圧／電池電
圧）を算出するものである。作用部５は、誤差増幅器６
の出力をアッテネートすることによって係数αを作用さ
せるものであるが、他に係数αを作用させる方法として
は、誤差増幅器の利得を変化させてもよいし、またＰＷ
Ｍ回路の三角波形やランプ波形の振幅に作用させて変調
利得を変化させても実現が可能である。また、図１１の
演算部３の出力である係数αは図８に示す時比率と同等
であるので、図示されていないが、演算部３の出力でＰ
ＷＭスイッチング制御ＩＣのデッドタイムコントロール
等に介入することにより電池電圧に対応したパルス幅以
上の制御出力が出ないよう、出力制限し負荷に定格以上
の電圧、電流、電力が印加されないようにした保護装置
を構成することができる。

【００３６】なお、この安定化回路で効果のある負荷
は、スイッチング周期Ｔに対して、負荷を制御する場合
の時定数τ或いは、負荷の目標値に達するまでの応答時
間τがはるかに大きいことが条件となる。そのために、
負荷の種類等に合わせてパルス発生部１３でスイッチン
グ周期Ｔの選択、切り換えを行う手段を設けるようにし
てもよい。スイッチング周期Ｔと時定数τや応答時間τ
との定量的な関係は、負荷や用途によっても異なるが一
般的には、τ≧１０Ｔ〜１００Ｔで表現される。しか
し、この条件式に限定するものではない。何故なら、負
荷の制御に要する時定数や、負荷の目標値に達するまで
の応答時間がこの条件式を満足していない場合であって
も、スイッチング手段と負荷との間にこの条件式を満足
する遅れ回路、１例を上げればローパス・フィルターを
挿入すればよいからである。この場合には、負荷単体で
条件式を満足しなくとも、フィルターを含む負荷システ
ム全体として条件を満たすことによって所望の効果が発
揮できる。

【００３７】なお、本発明は、上記の実施例に限定され
るものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記
の実施例では、電気二重層コンデンサ電池を用いた電源
について説明したが、例えばリチウム電池のように電源
の消費により端子電圧が大きく変動する電池や導電性ポ
リマー、例えばポリアニリン、ポリアセンなどの電荷蓄
積機能を利用したコンデンサ等その他のコンデンサにも
同様に適用できることはいうまでもない。また、降圧コ
ンバータを用いた電源装置について説明したが、昇圧コ
ンバータを用いた電源装置でも昇圧比が２までの範囲で
適用できるので、同様に比較的良い効率で使用すること
ができる。さらには、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の並列
回路からこれらの直列回路への切り換えを行う構成を示
したが、これらは、１個で代表して記載したものであっ
て、複数のコンデンサを並列にしたものや、並列モニタ
を設けて直列にしたものであってもよい。勿論、出力変
換・調整回路として、従来の降圧コンバータや昇圧コン
バータだけでなく、種々の出力安定化回路を組み合わせ
てもよいことはいうまでもない。

【００３８】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、複数個の電圧変動の大きい電池を電圧の低下
に従って並列接続から直列に切り換え、並列直列切り換
え接続される電池を電源としてスイッチング手段により
負荷に供給する電圧又は電流を制御するので、電気二重
層コンデンサ電池のように満充電状態からエネルギーを
取り出すに従って電圧が漸次低下する電圧変動の大きい
電池を用いた電源装置であっても、電源側電圧の低電圧
化を図ることができる。その結果、制御手段として、降
圧コンバータを用いても昇圧コンバータを用いても、降
圧比や昇圧比を小さくすることができるので、安全性の
みならず、電源の効率の向上を図ることができ、さらに
は、使用半導体の選択の自由度や設計の自由度を大きく
とることができるので、装置の経済性を高めることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置の１実施例を示す図である。

【図２】 本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置の他の実施例を示す図である。

【図３】 本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置の他の実施例を示す図である。

【図４】 本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置の他の実施例を示す図である。

【図５】 本発明に係る電圧変動の大きい電池を用いた
電源装置の他の実施例を示す図である。

【図６】 出力変換・調整回路の構成例を示す図であ
る。

【図７】 パルス幅変調制御におけるパルス波形の例を
示す図である。

【図８】 パルス幅変調制御における電池電圧と時比率
との関係例を示す図である。

【図９】 出力変換・調整回路の動作原理を説明するた
めの図である。

【図１０】 出力変換・調整回路の他の構成例を示す図
である。

【図１１】 電池電圧によりループゲインを制御するよ
うに構成した安定化回路の他の構成例を示す図である。

【図１２】 電気二重層コンデンサの蓄積エネルギー量
に対する端子電圧の変化特性の例を示す図である。

【図１３】 昇圧コンバータで出力電圧を安定化する回
路の構成例を示す図である。

【図１４】 降圧コンバータで出力電圧を安定化する回
路の構成例を示す図である。

【図１５】 コンバータに負荷ＲＬを接続した時の電池
電圧と出力電圧の時間経過に対する特性を示す図であ
る。

【符号の説明】

Ａ…出力変換・調整回路、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ電
池、Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ、ＲＬ…負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岡村 廸夫 神奈川県横浜市南区南太田町３丁目303番 の24

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 満充電状態からエネルギーを取り出すに
   従って電圧が漸次低下する電圧変動の大きい電池を用い
   た電源装置であって、複数個の電圧変動の大きい電池
   と、該電池を並列接続から直列に切り換える切り換え手
   段と、該切り換え手段により並列直列切り換え接続され
   る電池を電源としてスイッチング手段により負荷に供給
   する電圧又は電流を制御する制御手段とを備え、切り換
   え手段は、電池を電圧の低下にしたがって並列接続から
   直列接続に切り換えるように構成したことを特徴とする
   電圧変動の大きい電池を用いた電源装置。
2. 【請求項２】 電池は、電気二重層コンデンサからなる
   ことを特徴とする請求項１記載の電圧変動の大きい電池
   を用いた電源装置。
3. 【請求項３】 切り換え手段は、第１乃至第３の切り換
   えスイッチを有し、電池と第２の切り換えスイッチとの
   直列回路及び第３の切り換えスイッチと電池との直列回
   路を並列に接続し、それぞれの直列回路の直列接続点間
   に第１の切り換えスイッチを接続して、第１の切り換え
   スイッチに対し第２、第３の切り換えスイッチを相補的
   に動作させることを特徴とする請求項１記載の電圧変動
   の大きい電池を用いた電源装置。
4. 【請求項４】 切り換えスイッチとして、半導体素子を
   用いたことを特徴とする請求項３記載の電圧変動の大き
   い電池を用いた電源装置。