JP2011200099A - インバータおよびそれを搭載した電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの電力変換効率を向上させる。
【解決手段】インバータ２００は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源Ｖ１、Ｖ２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ２００は制御部２０を備える。制御部２０は、第１の直流電源Ｖ１からの電源電圧Ｅ１、第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧Ｅ２と、２つの電源電圧の電位差（Ｅ１−Ｅ２）を用いて擬似正弦波を発生させる。制御部２０は、複数の直流電源Ｖ１、Ｖ２ごとに設けられるＨブリッジ回路を制御することで、擬似正弦波を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびそれを搭載した電力変換装置に関する。

近年、太陽光発電システムが急速に普及している。太陽光発電システムでは、太陽電池モジュールで発電された電力を、効率よく利用するためのパワーコンディショナを設置する必要がある。パワーコンディショナには、直流電力を交流電力に変換するためのインバータが搭載される。太陽光発電システムでより多くの電力を得るには、太陽電池セルでのエネルギー変換効率の向上と、パワーコンディショナでの電力変換効率の向上が重要である。後者を実現するには、電力損失の少ないインバータが求められる。

近年、従来のＰＷＭ型インバータと比較して、スイッチング損失を低減することができる階調制御型インバータが開発され、実用化されてきている（たとえば、特許文献１参照）。この階調制御型インバータは、２進数や３進数の電圧関係を持つ複数のインバータによって構成され、各インバータの出力電圧を組み合わせることにより擬似正弦波を生成するものである。

特開２００４−７９４１号公報

このような状況下、本発明者は、上述した階調制御型インバータより、さらにスイッチング損失を低減することができるインバータを見い出した。本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、インバータの電力変換効率を向上させる技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のインバータは、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータであって、擬似正弦波を発生させる制御部を備える。制御部は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差を用いて、擬似正弦波を発生させる。

本発明によれば、インバータの電力変換効率を向上させることができる。

本発明の実施の形態１に係るインバータの回路構成を示す図である。 第１＆２のＨブリッジ回路により負荷に順方向電圧が供給される状態を示す図である。 第１＆２のＨブリッジ回路により負荷に逆方向電圧が供給される状態を示す図である。 実施の形態１に係るインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。 実施の形態１に係るインバータにより七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。 本発明の実施の形態１と比較すべき、比較例に係るインバータの回路構成を示す図である。 第５の直流電源Ｖ５から負荷に順方向電圧が供給される状態を示す図である。 直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６から負荷に順方向電圧が供給される状態を示す図である。 比較例に係るインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。 比較例に係るインバータにより七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。 （ａ）は電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の値が近いときの階段波形を示す図であり、（ｂ）は電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の値が離れているときの階段波形を示す図である。 （ａ）は電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率を１０：９にしたときの階段波形を示す図であり、（ｂ）は電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率を１０：６にしたときの階段波形を示す図である。 最適比率の探索方法を説明するための図である。 補正した階段波形を示す図である。 （ａ）は最適比率に設定した電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２とを用いて生成した擬似正弦波を示す図であり、（ｂ）は第２の直流電源Ｖ２から負荷に供給される電圧を示す図であり、（ｃ）は第１の直流電源Ｖ１から負荷に供給される電圧を示す図である。 実施の形態１のインバータの実装回路を示す図である。 図１６に示すインバータにより四種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るインバータの回路構成を示す図である。 第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）、および第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）の関係を示す図である。 実施の形態２に係るインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。 実施の形態２に係るインバータにより十三種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。 （ａ）は最適比率に設定した電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３を用いて生成した擬似正弦波を示す図であり、（ｂ）は第３の直流電源Ｖ３から負荷に供給される電圧を示す図であり、（ｃ）は第２の直流電源Ｖ２から負荷に供給される電圧を示す図であり、（ｄ）は第１の直流電源Ｖ１から負荷に供給される電圧を示す図である。 実施の形態２のインバータの実装回路を示す図である。 図２３に示すインバータにより七種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。 図２３に示すインバータの出力波形の測定結果を示す図である。 実施の形態に係るインバータを搭載したパワーコンディショナを含む太陽光発電システムのシステム構成図である。 図２３に示した実施の形態２のインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用なし）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。（ａ）は時間軸データを示し、（ｂ）は周波数軸データを示している。 図２３に示した実施の形態２のインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。（ａ）は時間軸データを示し、（ｂ）は周波数軸データを示している。 図２３に示した実施の形態２のインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成する場合に必要なＰＷＭ波形データを説明するための図である。 図２３に示すインバータにより七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図に、印加電圧のレベルを追加した図である。 図３０に示すスイッチングパターンを用いて、ＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。 実施の形態２のインバータへの電圧供給に適した電源システムを説明するための図である。 インバータにより生成された擬似正弦波を示す図である。 第３電源装置の基本回路構成を示す図である。 第３電源装置の具体的な回路構成例を示す図である。 図３４に示した第３電源装置の回路構成と比較すべき回路構成を示す図である。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ２００の回路構成を示す図である。なお、図１には説明の便宜上、直流電源部１００および負荷３００も描いているが、直流電源部１００および負荷３００は、インバータ２００の構成要素には含まれない。インバータ２００は、直流電源部１００に含まれる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換する。直流電源部１００は、それぞれ電源電圧の異なる第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２とを含む。インバータ２００は、複数のＨブリッジ回路および制御部２０を備える。制御部２０は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の差分電圧（以下、「電位差」ともよぶ）を用いて、擬似正弦波を発生させる。

複数のＨブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路である。制御部２０は、複数のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。

以下、より具体的に説明する。実施の形態１では、二種類の直流電源（第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２）が設けられるため、実施の形態１に係るインバータ２００には、二つのＨブリッジ回路が設けられる。また、実施の形態１では、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１＞第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２の関係に設計されているとする。

第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第１−１スイッチＳ１１および第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。

より具体的には、第１−１スイッチＳ１１は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第１−２スイッチＳ１２は、第１の直流電源Ｖ１の高電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第１共通スイッチＳ３は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第２共通スイッチＳ４は、第１の直流電源Ｖ１の低電位側端子と負荷３００の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。

第１のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に順方向電圧を印加する場合、制御部２０により第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオンに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオフに制御される。一方、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、第１−１スイッチＳ１１および第２共通スイッチＳ４がオフに、第１−２スイッチＳ１２および第１共通スイッチＳ３がオンに制御される。

第２のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、第２の直流電源Ｖ２の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第２の直流電源Ｖ２の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。

このように、実施の形態１では第１のＨブリッジ回路を構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と、第２のＨブリッジ回路を構成する第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４とが共通化されている。すなわち、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路と、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路とが共通化されている。

実施の形態１では第１の直流電源Ｖ１の低電位側電圧および第２の直流電源Ｖ２の低電位側電圧を所定の固定電圧（たとえば、グラウンド電圧）で共通にすることにより、両者の低電位側の配線を共通化することができる。これにより、インバータ２００に含まれるスイッチの数を減らすことができる。

第２のＨブリッジ回路に含まれる第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、第１のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と同様であるため、その説明を省略する。

第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）またはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を採用することができる。

実施の形態１では、制御部２０は、第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。より具体的には、第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路を制御することにより、負荷３００に供給される電圧を時分割に切り換える。この電圧の数（本明細書では、階調数ともいう）が多いほど、滑らかな正弦波を生成することができる。

二つの直流電源および二つのＨブリッジ回路を用いるインバータ２００では、正負合わせて四種類の電圧（Ｅ１，Ｅ２，−Ｅ２，−Ｅ１）を生成することができる。負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、五種類の電圧を生成することができる。実施の形態１では、直流電源およびＨブリッジ回路を増やさずに、さらに別の二種類の電圧を生成する。したがって、合計七種類の電圧を生成する。

以下、別の二種類の電圧の生成方法について説明する。制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にし、かつ第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にする。すなわち、制御部２０は、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御する。また、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路と第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効にする。以上により、別のＨブリッジ回路（以下、第１＆２のＨブリッジ回路と表記する）を形成する。すなわち、第１＆２のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。

当該第１＆２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２を含む。

図２は、第１＆２のＨブリッジ回路により負荷３００に順方向電圧が供給される状態を示す。図３は、第１＆２のＨブリッジ回路により負荷３００に逆方向電圧が供給される状態を示す。図２、３にて、太線で描かれている経路は、電流が流れる経路である。

図２にて、制御部２０は、第１−１スイッチＳ１１および第２−２スイッチＳ２２をオンに、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御することにより、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１−Ｅ２）を、負荷３００に対して順方向に供給することができる。

図３にて、制御部２０は、第１−２スイッチＳ１２および第２−１スイッチＳ２１をオンに、第１−１スイッチＳ１１、第２−２スイッチＳ２２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４をオフに制御することにより、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差（Ｅ１−Ｅ２）を、負荷３００に対して逆方向に供給することができる。

以上のように制御部２０は、第１の直流電源Ｖ１からの電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧Ｅ２と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）とを用いて、七種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。

図４は、実施の形態１に係るインバータ２００により生成される擬似正弦波を示す図である。上述したように、実施の形態１では七種類の電圧を生成することができる。制御部２０は、ゼロ電圧、上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、ゼロ電圧、上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、ゼロ電圧の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。

このように制御部２０は、交流出力の位相０からπ／２までの間、すなわち１／４周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、電圧Ｅ２、電圧Ｅ１の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相π／２からπまでの間、出力電圧を、電圧Ｅ１、電圧Ｅ２、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、ゼロ電圧の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相πから（３／２）πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ２−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電圧（−Ｅ１）の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相（３／２）πから２πまでの間、出力電圧を、電圧（−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電圧（Ｅ２−Ｅ１）、ゼロ電圧の順に変化させる。このようにして制御部２０は、擬似正弦波を発生させる。

たとえば、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との比を、３：２に設定すれば、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と、上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）との比を、３：２：１に設定することができる。このように、各階調レベル間の差を、一致または小さくすることにより、より滑らかな擬似正弦波を生成することができる。

図５は、実施の形態１に係るインバータ２００により七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０は上記ゼロ電圧、階調レベル１は上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、階調レベル−１は上記電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、階調レベル−２は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、および階調レベル−３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図５に示すように、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３、第２共通スイッチＳ４、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２をオンオフ制御する。

図１に戻り、実施の形態１では第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、双方向に電流が流れる。したがって、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２には、双方向スイッチング素子を採用する必要がある。たとえば、双方向に対応したパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを用いる。または、単方向のパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを、直列または並列に二つ並べて一つの双方向スイッチング素子を構成してもよい。

第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、一方向にしか電流が流れない。したがって、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４には、一般的な単方向スイッチング素子を採用することができる。

双方向に電流が流れるスイッチは、第１＆２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチ（すなわち、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチ）が該当する。すなわち、第１の直流電源Ｖ１および第２の直流電源Ｖ２のうち電圧が低い第２の直流電源Ｖ２と、負荷３００とを結ぶ二本の経路にそれぞれ挿入される第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２は、第２のＨブリッジ回路を形成するときと、第１＆２のＨブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。

（比較例）
図６は、本発明の実施の形態１と比較すべき、比較例に係るインバータ２５０の回路構成を示す図である。図６には説明の便宜上、直流電源部１００および負荷３００も描いているが、直流電源部１００および負荷３００は、インバータ２５０の構成要素には含まれない。

インバータ２５０は、複数のスイッチおよび制御部２５を備える。第５の直流電源Ｖ５と負荷３００との間に、第５−１スイッチＳ５１、第５−２スイッチＳ５２、第５−３スイッチＳ５３および第５−４スイッチＳ５４を備える。第６の直流電源Ｖ６と負荷３００との間に、第６−１スイッチＳ６１、第６−２スイッチＳ６２、第６−３スイッチＳ６３および第６−４スイッチＳ６４を備える。なお、比較例では、第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５＜第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６の関係に設計されているとする。

第５−１スイッチＳ５１と第５−３スイッチＳ５３とは第１の直列回路を形成し、当該第１の直列回路の両端子はそれぞれ、第５の直流電源Ｖ５の両端子に接続される。第５−２スイッチＳ５２と第５−４スイッチＳ５４とは第２の直列回路を形成し、当該第２の直列回路の両端子は、第５の直流電源Ｖ５の両端子に、第１の直列回路と並列に接続される。

第６−１スイッチＳ６１と第６−３スイッチＳ６３とは第３の直列回路を形成し、当該第３の直列回路の両端子はそれぞれ、第６の直流電源Ｖ６の両端子に接続される。第６−２スイッチＳ６２と第６−４スイッチＳ６４とは第４の直列回路を形成し、当該第４の直列回路の両端子は、第６の直流電源Ｖ６の両端子に、第３の直列回路と並列に接続される。

第１の直列回路の中点と第３直列回路の中点とが接続され、第２の直列回路の中点と負荷３００の高電位側端子とが接続され、第４の直列回路の中点と負荷３００の低電位側端子とが接続される。

比較例では、制御部２５は、第５−１スイッチＳ５１、第５−２スイッチＳ５２、第５−３スイッチＳ５３、第５−４スイッチＳ５４、第６−１スイッチＳ６１、第６−２スイッチＳ６２、第６−３スイッチＳ６３および第６−４スイッチＳ６４を制御することにより擬似正弦波を発生させる。

インバータ２５０は、二つの直流電源から、正負合わせて四種類の電圧を生成することができる。負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、五種類の電圧を生成することができる。比較例では、第５の直流電源Ｖ５と第６の直流電源Ｖ６とが直列接続された状態を作り出すことにより、さらに別の二種類の電圧を生成する。したがって、合計七種類の電圧を生成する。

図７は、第５の直流電源Ｖ５から負荷３００に順方向電圧が供給される状態を示す。図８は、直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６から負荷３００に順方向電圧が供給される状態を示す。図７、８にて、太線で描かれている経路は、電流が流れる経路である。

図７にて、制御部２５は、第５−２スイッチＳ５２、第５−３スイッチＳ５３、第６−１スイッチＳ６１および第６−２スイッチＳ６２をオンに、第５−１スイッチＳ５１、第５−４スイッチＳ５４、第６−３スイッチＳ６３および第６−４スイッチＳ６４をオフに制御することにより、第５の直流電源Ｖ５から負荷３００に順方向電圧を供給することができる。

図８にて、制御部２５は、第５−２スイッチＳ５２、第５−３スイッチＳ５３、第６−１スイッチＳ６１および第６−４スイッチＳ６４オンに、第５−１スイッチＳ５１、第５−４スイッチＳ５４、第６−２スイッチＳ６２および第６−３スイッチＳ６３をオフに制御することにより、直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６から負荷３００に順方向電圧を供給することができる。

図９は、比較例に係るインバータ２５０により生成される擬似正弦波を示す図である。上述したように、比較例でも七種類の電圧を生成することができる。制御部２５は、ゼロ電圧、第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（正）、第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（正）、直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６の合成電圧（正）、第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（正）、第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（正）、ゼロ電圧、第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（負）、第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（負）、直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６の合成電圧（負）、第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（負）、第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（負）の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。

図１０は、比較例に係るインバータ２５０により七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０は上記ゼロ電圧、階調レベル１は第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（正）、階調レベル２は第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（正）、階調レベル３は直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６の合成電圧（正）、階調レベル−１は第５の直流電源Ｖ５の電圧Ｅ５（負）、階調レベル−２は第６の直流電源Ｖ６の電圧Ｅ６（負）、および階調レベル−３は直列接続された第５の直流電源Ｖ５および第６の直流電源Ｖ６の合成電圧（負）に、それぞれ対応する。制御部２５は、図１０に示すように、第５−１スイッチＳ５１、第５−２スイッチＳ５２、第５−３スイッチＳ５３、第５−４スイッチＳ５４、第６−１スイッチＳ６１、第６−２スイッチＳ６２、第６−３スイッチＳ６３および第６−４スイッチＳ６４をオンオフ制御する。

以下、図１に示した実施の形態１に係るインバータ２００と、図６に示した比較例に係るインバータ２５０とを比較する。スイッチの数は、前者では六つであり、後者では八つである。また、各閉ループにおいて電流が通過するスイッチの数は、前者では常に二つであり、後者では常に四つである。また、二つの直流電源は、前者では低電位側が共通であり、後者では二つの直流電源が独立している。また、二つの直流電源により生成される階調レベル１の電圧は、前者が第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差であり、後者では、第５の直流電源Ｖ５である。

以下、これを踏まえて本発明の実施の形態１の効果を説明する。実施の形態１によれば、インバータの電力変換効率を向上させることができる。すなわち、階調制御により擬似正弦波を生成するため、従来のＰＷＭ方式と比較し、スイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損失を低減することができる。また、大規模な出力フィルタを必要とせずに滑らかな交流出力波形を得ることができる。

また、実施の形態１によれば、比較例と比較し、各閉ループにおいて電流が通過するスイッチの数を減らすことができる。したがって、さらに電力損失を低減することができる。また、比較例と比較し、スイッチの数を減らすことができ、回路規模の縮小化および低コスト化を図ることができる。

また、比較例では、二つの直流電源を直列接続する回路形態を使用するため、二つの直流電源の低電位側（たとえば、グラウンド）を共通化することができない。たとえば、一次巻線を一つ、二次巻線を複数備えるトランスを用いて、複数の直流電源を独立化させる。これに対し、実施の形態１では二つの直流電源の低電位側（たとえば、グラウンド）を共通化することができる。したがって、回路構成を単純化することができ、回路規模も低減することができる。もちろん、上記トランスを設ける必要もない。

上記の例では、各階調レベル間の差を一致または小さくすることで滑らかな擬似正弦波を生成するという方針のもとで、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２との比を、３：２に設定した。実施の形態１では、正の領域で３種類の電圧（Ｅ１−Ｅ２，Ｅ２，Ｅ１）を生成できる。本発明者は、より滑らかな擬似正弦波を生成するべく、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率について考察した。上記したとおり、Ｅ１＞Ｅ２である。

図１１は、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の設定比率に応じて形成される階調レベルを示す。図１１（ａ）は、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の値が近いときの階段波形を示し、図１１（ｂ）は、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の値が離れているときの階段波形を示す。図１１（ａ）に示されるように、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２とが近すぎると、位相０からπ／４の間において、正弦波からのズレ量が大きくなる。一方、図１１（ｂ）に示されるように、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２とが離れすぎると、位相π／４からπ／２の間において、正弦波からのズレ量が大きくなる。以上の理由から、差分電圧（Ｅ１−Ｅ２）を効果的に利用するためには、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２との比率を最適化することが好ましい。

図１２（ａ）は、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率を１０：９にしたときの階段波形を示し、図１２（ｂ）は、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率を１０：６にしたときの階段波形を示す。位相０からπ／２の間でみると、図１２（ａ）に示される階段波形は、位相０からπ／４の間で正弦波からのズレ量が大きく、一方、図１２（ｂ）に示される階段波形は、位相π／４からπ／２の間で正弦波からのズレ量が大きくなる。以下、正弦波からのズレ量を小さくするべく、最適な電源電圧間の比率を導出する。

図１３は、最適比率の探索方法を説明するための図である。ここでは正弦波の位相０からπ／２までの１／４周期で最適解を探索する。実施の形態１では、正の領域で３種類の電圧（Ｅ１−Ｅ２，Ｅ２，Ｅ１）を生成するため、この探索方法では、ｓｉｎ（ｘ）上に３点をプロットし、正弦波とｘ軸（ｙ＝０）とｘ＝π／２で囲まれる面積Ｓ１と、プロットした３点による階段波形とｘ軸（ｙ＝０）とｘ＝π／２で囲まれる面積Ｓ２とが最も近くなる３点の組み合わせを探索する。なお、図示されるように、階段波形は正弦波の内側にあるため、必ず面積Ｓ１＞面積Ｓ２となる。そこで、３点の組み合わせを探索した後、各点を適宜補正して、面積Ｓ２を面積Ｓ１に近づける処理も行う。

まず、０≦ｙ≦１の範囲で、２つの値Ｙ１、Ｙ２を選ぶ。次に、選んだＹ１、Ｙ２、｜Ｙ１−Ｙ２｜を大きさの順に並べ、対応するｘの値を求める。

階段波形の下の面積Ｓ２を求める。

次に、面積Ｓ１と面積Ｓ２の差を求める。なお、面積Ｓ１は、１である。

すなわち、最適解の探索は、式３のＥ（Ｙ１，Ｙ２）を極小にする（Ｙ１，Ｙ２）を求める問題に帰着する。この問題を解くと、
（ｘ_１，ｙ_１）＝（０．２８９，０．２８５）
（ｘ_２，ｙ_２）＝（０．６２５，０．５８５）
（ｘ_３，ｙ_３）＝（１．０５５，０．８７０）
となる。

図１３の階段波形は正弦波の内側にあるため、面積Ｓ２を面積１に近づけるべく、以下の式４により、ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３を補正する。
式４により、
（ｘ_１，ｙ_１）＝（０．１４５，０．２８５）
（ｘ_２，ｙ_２）＝（０．４５７，０．５８５）
（ｘ_３，ｙ_３）＝（０．８４０，０．８７０）
となる。これにより、階段波形が左にずらされる。

図１４は、補正した階段波形を示す。階段波形の下の面積Ｓ２は、０．９４８となり、正弦波の面積Ｓ１（＝１）に非常に近似した値をとる。以上の探索により、
電源電圧Ｅ１：電源電圧Ｅ２＝０．８７０：０．５８５
の最適比率が導き出せる。つまり、Ｅ１：Ｅ２＝１．４９：１である。
そこで、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の比率を、導出した最適比率に設定することで、本実施の形態のインバータ２００が、より滑らかな擬似正弦波を生成できる。

図１５（ａ）は、最適比率に設定した電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２とを用いて生成した擬似正弦波を示す。図１５（ｂ）は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に供給される電圧を示し、図１５（ｃ）は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に供給される電圧を示す。制御部２０が、式４から導出されたタイミングｘ_１，ｘ_２，ｘ_３で、第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路を制御して、負荷３００に供給する電圧を切り換えることで、図１５（ａ）に示す滑らかな擬似正弦波を生成することが可能となる。

図１６は、実施の形態１のインバータ２００の実装回路を示す。第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１を７４．５Ｖ、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２を５０Ｖに設定して、両者の最適比率を実現する。図１と比較すると、図１６において、第１−１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ０、第１−２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ２、第１共通スイッチＳ３はスイッチＳＷ１、第２共通スイッチＳ４はスイッチＳＷ３、第２−１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ４、ＳＷ５、第２−２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ６、ＳＷ７に、それぞれ対応する。なお、図１においては、左から右方向を順方向としていたが、説明の便宜上、図１６においては、右から左を順方向としている。

図１７は、図１６に示すインバータ２００により四種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル３は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図１７に示すように、スイッチＳＷ０〜ＳＷ７をオンオフ制御する。

なお、各スイッチＳＷ（パワーＭＯＳＦＥＴ）には、ソースドレイン間に寄生ダイオードが存在している。図１７においては、階調レベル１を生成する際のスイッチＳＷ７、階調レベル２を生成する際のスイッチＳＷ４がオフされているが、これは寄生ダイオードを経由して電流が流れるためである。なお、これらのスイッチＳＷをオンしてもよいが、スイッチングロスを減らすためには、オフして電流が寄生ダイオードを流れるようにすることが好ましい。

（実施の形態２）
図１８は、本発明の実施の形態２に係るインバータ２００の回路構成を示す図である。インバータ２００は、直流電源部１００に含まれる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換する。直流電源部１００は、それぞれ電源電圧の異なる第１の直流電源Ｖ１、第２の直流電源Ｖ２および第３の直流電源Ｖ３とを含む。インバータ２００は、複数のＨブリッジ回路および制御部２０を備える。制御部２０は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差を用いて、擬似正弦波を発生させる。実施の形態２に係るインバータ２００には、三つのＨブリッジ回路が設けられる。また、実施の形態２では、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１＞第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２＞第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３の関係に設計されているとする。

第１のＨブリッジ回路および第２のＨブリッジ回路の構成は、実施の形態１と同様である。第３のＨブリッジ回路は、第３の直流電源Ｖ３から負荷３００に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４を備える。第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２は、第３の直流電源Ｖ３の高電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４は、第３の直流電源Ｖ３の低電位側と負荷３００との間に並列に設けられる。

第３のＨブリッジ回路に含まれる第３−１スイッチＳ３１、第３−２スイッチＳ３２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、第１のＨブリッジ回路に含まれる第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３および第２共通スイッチＳ４と同様であるため、その説明を省略する。

第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２も、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを採用することができる。また、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２も、双方向に電流が流れる。したがって、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２にも、双方向スイッチング素子を採用する。

実施の形態２では、制御部２０は、第１のＨブリッジ回路、第２のＨブリッジ回路および第３のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。より具体的には、第１のＨブリッジ回路、第２のＨブリッジ回路および第３のＨブリッジ回路を制御することにより、負荷３００に供給される電圧を時分割に切り換える。この電圧の数が多いほど、滑らかな正弦波を生成することができる。

三つの直流電源および三つのＨブリッジ回路を用いるインバータ２００では、正負合わせて六種類の電圧（Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，−Ｅ３，−Ｅ２，−Ｅ１）を生成することができる。負荷３００に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、七種類の電圧を生成することができる。実施の形態２では、直流電源およびＨブリッジ回路を増やさずに、さらに別の六種類の電圧を生成する。したがって、合計十三種類の電圧を生成する。

以下、別の六種類の電圧の生成方法について説明する。制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第３のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第１＆２のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１＆２のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。

当該第１＆２のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第２の直流電源Ｖ２との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第２−１スイッチＳ２１および第２−２スイッチＳ２２を含む。

また、制御部２０は、第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第２のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第１＆３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第１＆３のＨブリッジ回路は、第１のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。

当該第１＆３のＨブリッジ回路は、第１の直流電源Ｖ１と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。

また、制御部２０は、第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路および第３のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路、第３のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路および第１のＨブリッジ回路のすべての経路を無効とすることにより、第２＆３のＨブリッジ回路を形成する。すなわち、第２＆３のＨブリッジ回路は、第２のＨブリッジ回路の高電位側の半分と、第３のＨブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。

当該第２＆３のＨブリッジ回路は、第２の直流電源Ｖ２と第３の直流電源Ｖ３との電位差を、負荷３００に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２を含む。

図１９は、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２との第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）、および第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）の関係を示す図である。

図１９では、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３との比を、７：５：４に設定する例を描いている。その場合、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）との比は、２：３：１となる。全体では、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３と、第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）との比が７：５：４：３：２：１となる。

図２０は、実施の形態２に係るインバータ２００により生成される擬似正弦波を示す図である。上述したように、実施の形態２では十三種類の電圧を生成することができる。制御部２０は、ゼロ電圧、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、ゼロ電圧、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）、第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、ゼロ電圧の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。このように、階調数を増やすことにより、より滑らかな擬似正弦波を生成することができる。

以上のように、制御部２０は、第１の直流電源Ｖ１からの電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２からの電源電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３からの電源電圧Ｅ３と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ３の第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３の第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）とを用いて、十三種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。

図２１は、実施の形態２に係るインバータ２００により十三種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０は上記ゼロ電圧、階調レベル１は上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル２は上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル３は上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル４は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、階調レベル５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）、階調レベル−１は上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、階調レベル−２は上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、階調レベル−３は上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、階調レベル−４は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（負）、階調レベル−５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（負）、階調レベル−６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（負）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図２１に示すように、第１−１スイッチＳ１１、第１−２スイッチＳ１２、第１共通スイッチＳ３、第２共通スイッチＳ４、第２−１スイッチＳ２１、第２−２スイッチＳ２２、第３−１スイッチＳ３１および第３−２スイッチＳ３２をオンオフ制御する。

以上説明したように本発明の実施の形態２によれば、実施の形態１と比較し、より滑らかな正弦波を生成することができる。すなわち、実施の形態１に係るインバータ２００に、第３の直流電源Ｖ３および第３のＨブリッジ回路を追加することにより、実施の形態２に係るインバータ２００は、実施の形態１に係るインバータ２００に対して、階調数を六つ増やすことができる。

上記の例では、各階調レベル間の差を一致または小さくすることで滑らかな擬似正弦波を生成するという方針のもとで、第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１と、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２と、第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３との比を、７：５：４に設定した。実施の形態１に関連して、図１３および図１４を用いて、電源電圧間の比率を最適に設定する方法を説明したが、直流電源の数が増えた実施の形態２においても、同じく、この探索方法を利用できる。この探索方法を用いると、
電源電圧Ｅ１：電源電圧Ｅ２：電源電圧Ｅ３＝３：２．５６：１
の最適比率が導き出される。このとき、電源電圧の最適比率とともに、電圧を切り換えるタイミングも導出される。

図２２（ａ）は、最適比率に設定した電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３を用いて生成した擬似正弦波を示す。図２２（ｂ）は、第３の直流電源Ｖ３から負荷３００に供給される電圧を示し、図２２（ｃ）は、第２の直流電源Ｖ２から負荷３００に供給される電圧を示し、図２２（ｄ）は、第１の直流電源Ｖ１から負荷３００に供給される電圧を示す。制御部２０が、第１のＨブリッジ回路、第２のＨブリッジ回路および第３のＨブリッジ回路を制御して、負荷３００に供給する電圧を切り換えることで、図２２（ａ）に示す滑らかな擬似正弦波を生成することが可能となる。

図２３は、実施の形態２のインバータ２００の実装回路を示す。第１の直流電源Ｖ１の電源電圧Ｅ１を９６Ｖ、第２の直流電源Ｖ２の電源電圧Ｅ２を８２Ｖ、第３の直流電源Ｖ３の電源電圧Ｅ３を３２Ｖに設定して、３つの電源電圧の最適比率を実現する。図１８と比較すると、図２３において、第１−１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ０、第１−２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ２、第１共通スイッチＳ３はスイッチＳＷ１、第２共通スイッチＳ４はスイッチＳＷ３、第２−１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ４、ＳＷ５、第２−２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ６、ＳＷ７、第３−１スイッチＳ３１はスイッチＳＷ８、ＳＷ９、第３−２スイッチＳ３２はスイッチＳＷＳ１０、ＳＷ１１に、それぞれ対応する。

図２４は、図２３に示すインバータ２００により七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０はゼロ電圧、階調レベル１は電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第３の直流電源Ｖ３の電圧Ｅ３（正）、階調レベル３は電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル４は電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル５は第２の直流電源Ｖ２の電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１の直流電源Ｖ１の電圧Ｅ１（正）に、それぞれ対応する。３つの電源電圧が最適比率に設定されている場合、制御部２０は、図２４に示すように、スイッチＳＷ０〜ＳＷ７をオンオフ制御する。

このように制御部２０は、交流出力の位相０からπ／２までの間、すなわち１／４周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、電圧Ｅ３、電位差（Ｅ２−Ｅ３）、電位差（Ｅ１−Ｅ３）、電圧Ｅ２、電圧Ｅ１の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相π／２からπまでの間、出力電圧を、電圧Ｅ１、電圧Ｅ２、電位差（Ｅ１−Ｅ３）、電位差（Ｅ２−Ｅ３）、電圧Ｅ３、電位差（Ｅ１−Ｅ２）、ゼロ電圧に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相πから（３／２）πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差（Ｅ２−Ｅ１）、電圧（−Ｅ３）、電位差（Ｅ３−Ｅ２）、電位差（Ｅ３−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電圧（−Ｅ１）の順に変化させる。続いて制御部２０は、交流出力の位相（３／２）πから２πまでの間、出力電圧を、電圧（−Ｅ１）、電圧（−Ｅ２）、電位差（Ｅ３−Ｅ１）、電位差（Ｅ３−Ｅ２）、電圧（−Ｅ３）、電位差（Ｅ２−Ｅ１）、ゼロ電圧に変化させる。このようにして制御部２０は、擬似正弦波を発生させる。

図２５は、図２３に示すインバータ２００の出力波形の測定結果を示す。負荷３００に出力される電圧は、負荷右側の出力電圧（ＯＵＴＲ）と負荷左側の出力電圧（ＯＵＴＬ）の差分電圧（ＯＵＴＲ−ＯＵＴＬ）となる。差分電圧波形は、擬似正弦波であるが、図示されるように、実施の形態２では、電源電圧Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の比率を最適比率に設定していることで、正弦波に近い出力となっていることが分かる。

実施の形態２では、インバータ２００で使用される直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を三つに設定する例を説明した。この点、直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を四つ以上設定することもできる。直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を四つ設定した場合、二十一種類の電圧を発生させることができる。

以下、インバータ２００で使用される直流電源の数およびＨブリッジ回路の数と、階調数との関係を一般的に記載する。すなわち、ｎ（ｎは２以上の整数）個の直流電源が使用される場合、当該インバータ２００は、ｎ個のＨブリッジ回路を備える。制御部２０は、ｎ個のＨブリッジ回路により（ｎ×２）種類の電圧を発生させるとともに、_ｎＣ_２個の別のＨブリッジ回路を形成することにより（_ｎＣ_２×２）種類の電圧を発生させる。これら（ｎ×２）種類の電圧および（_ｎＣ_２×２）種類の電圧に、ゼロ電圧を加えると、（ｎ×２＋_ｎＣ_２×２＋１）種類の電圧を発生させることができる。ｎ＝５の場合、３１種類の電圧を発生させることができ、ｎ＝６の場合、４３種類の電圧を発生させることができる。

図２６は、実施の形態に係るインバータ２００を搭載したパワーコンディショナ２１０を含む太陽光発電システム５００のシステム構成図である。太陽光発電システム５００は、太陽電池モジュール１００ａ、接続箱１００ｂおよびパワーコンディショナ２１０を備える。パワーコンディショナ２１０は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として機能する。

太陽電池モジュール１００ａは、複数の太陽光パネルを含み、建物の屋根などに設置される。太陽電池モジュール１００ａは、太陽光を直流電力に変換して接続箱１００ｂに出力する。

接続箱１００ｂは、太陽電池モジュール１００ａに含まれる複数の太陽光パネルからの配線をまとめる。接続箱１００ｂは、実施の形態に係るインバータ２００で使用される直流電源の数に応じた複数の直流電圧を、パワーコンディショナ２１０に供給する。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧を直接取得できる場合、そのままパワーコンディショナ４００に供給することができる。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧のすべてを取得できない場合、昇圧回路を用いて直接取得できない直流電圧を生成する。

パワーコンディショナ２１０は、実施の形態に係るインバータ２００、およびフィルタ２０５を備える。インバータ２００は、接続箱１００ｂから供給される複数の直流電圧を用いて、擬似正弦波を生成する。フィルタ２０５は、インバータ２００により生成された擬似正弦波を平滑化する。

上述したように、インバータ２００で、より滑らかな正弦波を生成しようとする場合、インバータ２００で使用される直流電源の数およびＨブリッジ回路の数を増やす必要がある。ただし、インバータ２００で滑らかな正弦波が生成されるほど、後段のフィルタ２０５の強度を低くすることができる。したがって、インバータ２００の回路規模と、フィルタ２０５の回路規模とは、トレードオフの関係となる。

パワーコンディショナ２１０により生成された交流電力は、負荷３００に供給される。たとえば、家庭用の太陽光発電システム５００では、分電盤を通じて、家庭内の電気機器に供給されるか、送電線網に供給される。

以上説明したように、実施の形態に係るインバータ２００を、太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用することにより、エネルギー変換効率の高い太陽光発電システム５００を構築することができる。

以上、本発明をいくつかの実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述した実施の形態では、階調数を増やすことにより擬似正弦波を滑らかにする手法を説明した。以下の説明では、階調数を増やすことなく擬似正弦波を滑らかにする手法を説明する。

制御部２０は、擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生させ、インバータ２００を構成する各スイッチに供給する。

図２７（ａ）、（ｂ）は、図２３に示した実施の形態２のインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用なし）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。図２７（ａ）は時間軸データを示し、図２７（ｂ）は周波数軸データを示す。上述したように実施の形態２では、十三種類の階調レベルを用いて擬似正弦波を生成している。図２７（ｂ）に示すシミュレーションでは、信号に占める３９次の高調波歪が４．８４％という結果になった。

図２８（ａ）、（ｂ）は、図２３に示した実施の形態２のインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。図２８（ａ）は時間軸データを示し、図２８（ｂ）は周波数軸データを示す。図２８（ｂ）に示すシミュレーションでは、信号に占める３９次の高調波歪が０．１１％という結果になった。このように、同じ階調数であれば、各階調をＰＷＭ信号で表現したほうが、擬似正弦波がより滑らかになることが分かる。

図２９は、図２３に示した実施の形態２のインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成する場合に必要なＰＷＭ波形データを説明するための図である。十三種類の階調レベルを用いて擬似正弦波を生成するには、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）が必要がある。

擬似正弦波の位相０からπ／２までの間、ゼロ電圧と六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）を、ゼロ電圧の使用の後、ＰＷＭ波形データＦからＰＷＭ波形データＡの順に切り替えて使用する。位相π／２からπまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の左右を反転させて、ＰＷＭ波形データＡ’からＰＷＭ波形データＦ’の順に切り替えて使用する。

位相πから（３／２）πまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の上下を反転させて、ＰＷＭ波形データＦからＰＷＭ波形データＡの順に切り替えて使用する。位相（３／２）πから２πまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の上下および左右を反転させて、ＰＷＭ波形データＡ’からＰＷＭ波形データＦ’の順に切り替えて使用する。

制御部２０の外部または内部に図示しないテーブルが設けられ、当該テーブルには、擬似正弦波を構成する階調単位で、ＰＷＭ波形データが保持される。各階調のＰＷＭ波形データは、既存の最適化アルゴリズムを用いて高周波歪が最も小さくなる波形に設計される。
なお、当該テーブルには、擬似正弦波の生成に必要な基本となるＰＷＭ波形データのみが保持されてもよいし、擬似正弦波の生成に必要なすべてのＰＷＭ波形データが保持されてもい。図２９の例では、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）のみが保持されてもよいし、二十四種類のＰＷＭ波形データが保持されてもよい。

制御部２０は、当該テーブルに保持されるＰＷＭ波形データを使用して擬似正弦波を発生させるためのＰＷＭ信号を生成する。当該デーブルに基本となるＰＷＭ波形データのみしか保持されていない場合、そのＰＷＭ波形データを上下および／または左右に反転してＰＷＭ信号を生成する。

図３０は、図２３に示すインバータ２００により七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図に、印加電圧のレベルを追加した図である。１階調と２階調間、２階調と３階調間といったように、隣り合う階調の印加電圧間を往復することにより、ＰＷＭ信号を生成することができる。なお、以下の説明では上述した、電圧Ｅ１を高電圧ＨＶ、電圧Ｅ２を中電圧ＭＶおよび電圧Ｅ３を低電圧ＬＶと表記する。

図３１は、図３０に示すスイッチングパターンを用いて、ＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。なお、グラフ内の「Ａ」−「Ｆ」は、図２９のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）を生成するためのスイッチングパターンを示す。グラフ内の「／Ａ」−「／Ｆ」は、「Ａ」−「Ｆ」の正と負を反転させたパターンである。たとえば、「２階調」ではＳＷ３、ＳＷ９が図３０では「○」、図３１では「Ｅ」である。図３０の「１階調」ではＳＷ０、ＳＷ６が「○」である。図３１の「２階調」ではこのＳＷ０、ＳＷ６が「／Ｅ」である。

図３１の「２階調」に注目すると、「Ｅ」のＰＷＭパターンでハイレベルのときはＳＷ３、ＳＷ９がオンし、「Ｅ」のＰＷＭパターンでローレベルのときは「／Ｅ」がハイレベルとなるので、ＳＷ０、ＳＷ６がオンする。これにより、図３０の「１階調」と「２階調」の往復動作が実現できる。

つぎに、実施の形態２のインバータ２００に供給する高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶおよび低電圧ＬＶの生成に適した電源システム１００ｃについて説明する。

図３２は、実施の形態２のインバータ２００への電圧供給に適した電源システム１００ｃを説明するための図である。電源システム１００ｃには、直流電源（たとえば、太陽電池またはリチウムイオン、ニッケル水素、鉛などの二次電池）から一種類の直流電圧が供給される。電源システム１００ｃは、この直流電圧をもとに高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶおよび低電圧ＬＶを生成する。電源システム１００ｃは、第１電源装置１０１（ＨＶ電源装置ともいう）、第２電源装置１０２（ＭＶ電源装置ともいう）および第３電源装置１０３（ＬＶ電源装置ともいう）の三つの電源装置を備える。

第１電源装置１０１、第２電源装置１０２および第３電源装置１０３はそれぞれ、高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶ、低電圧ＬＶを生成し、インバータ２００に供給する。以下、高電圧ＨＶ、中電圧ＭＶおよび低電圧ＬＶをそれぞれ４８Ｖ、４１Ｖおよび１６Ｖに設定する例で説明する。

第１電源装置１０１および第２電源装置１０２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ（昇圧チョッパともいう）を含む、一般的な電源装置で構成される。第３電源装置１０３の構成については後述する。

図３３は、インバータ２００により生成された擬似正弦波を示す図である。上述したように本設定例では、高電圧ＨＶ：中電圧ＭＶ：低電圧ＬＶ＝４８Ｖ：４１Ｖ：１６Ｖ＝３：２．５６：１である。低電圧ＬＶに維持されるべきノードには、高電圧ＨＶおよび中電圧ＭＶの系統から電流が流れこむ（図３３の斜線部参照）。すなわち、平均すれば流入電流＞流出電流の関係になる。中電圧ＭＶに維持されるべきノードにも、高電圧ＨＶの系統から電流が流入するが、グラウンドＧＮＤ及び低電圧ＬＶに維持されるべきノードに電流を流出するため、一周期で平均すると流入電流＜流出電流の関係になる。

図３４は、第３電源装置１０３の基本回路構成を示す図である。第３電源装置１０３は、比較器ＣＰ１および昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を備える。比較器ＣＰ１は、中電圧ＭＶの系統から電流が流入するノードの電圧と、そのノードを低電圧ＬＶに維持するための参照電圧Ｖｒｅｆとを比較する。

図３４の回路構成では、比較器ＣＰ１はオペアンプで構成され、その非反転入力端子に上記ノードの電圧が印加され、その反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが印加される。当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えるときハイレベル信号を出力し、超えないときローレベル信号を出力する。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、比較器ＣＰ１に入力されるノードの電圧を受け、当該電圧を中電圧ＭＶより高い電圧に昇圧し、中電圧ＭＶの系統に印加する。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、比較器ＣＰ１による比較の結果、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき昇圧機能を有効化し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のとき昇圧機能を無効化する。図３４の回路構成では、比較器ＣＰ１からハイレベル信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧機能が有効化し、ローレベル信号が入力されると、無効化される。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０により昇圧された電圧が、第２電源装置１０２の出力系統に印加されることにより、低電圧ＬＶに維持されるべきノードに蓄積される電荷が中電圧ＭＶの系統に戻される。そのためには、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が中電圧ＭＶ（本設定例４１Ｖ）を超える電圧まで昇圧し、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０から第２電源装置１０２の出力系統に電流を流す必要がある。

図３５は、第３電源装置１０３の具体的な回路構成例を示す図である。第３電源装置１０３は、比較器ＣＰ１、可変抵抗器ＶＲ、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０、パルス発生器１１、ＡＮＤゲート１２およびフォトカプラ１３を含む。

比較器ＣＰ１の反転入力端子に印加される参照電圧Ｖｒｅｆは、図３５に示す回路構成の電源電圧（たとえば、５Ｖ）を図示しない抵抗分割により生成される。たとえば、２．５Ｖに設定される。低電圧ＬＶは可変抵抗器ＶＲにより抵抗分割されて、比較器ＣＰ１の非反転入力端子に印加される。可変抵抗器ＶＲは、低電圧ＬＶが理想値のとき参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように抵抗分割する。

パルス発生器１１（たとえば、ファンクションジェネレータ）は、パルス信号を生成する。ＡＮＤゲート１２は、パルス発生器１１により生成されるパルス信号と、比較器ＣＰ１から出力される比較結果信号（イネーブル信号として利用される）を受ける。

ＡＮＤゲート１２は、比較器ＣＰ１の出力信号がハイレベルのとき、パルス発生器１１の出力信号をそのまま出力し、比較器ＣＰ１の出力信号がローレベルのとき、ローレベルを出力する。ＡＮＤゲート１２の出力信号は、フォトカプラ１３を介して後述するスイッチング素子Ｍ１に入力される。

このように、ＡＮＤゲート１２は、上記ノードの電圧（より厳密には可変抵抗器ＶＲにより分割された低電圧ＶＬ）が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき、パルス信号をスイッチング素子Ｍ１に供給し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のときスイッチング素子Ｍ１にオフ信号（ローレベル）を供給する。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｍ１、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２を含む。インダクタＬ１とダイオードＤ１の直列回路は、電流が流入するノード（低電圧ＬＶを維持するよう制御されている）に接続される入力端子と、電流を流出している中電圧ＭＶの系統に接続される出力端子との間に設けられる。

スイッチング素子Ｍ１（図３５では、パワーＭＯＳＦＥＴで構成される）は、インダクタＬ１とダイオードＤ１の接続点と、所定の固定電位（図３５では、グラウンド）との間に設けられる。スイッチング素子Ｍ１（図３５では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子）にパルス信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は昇圧動作を開始し、オフ信号が入力されると停止する。

第１キャパシタＣ１は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力端子と当該固定電位との設けられ、当該入力端子の電圧を平滑化する。第２キャパシタＣ２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子と当該固定電位との設けられ、当該出力端子の電圧を平滑化する。

以上説明しように第３電源装置１０３は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を利用して電流が流入するノードの電圧を一定に保ちつつ、その昇圧機能を利用して余分な電荷を流出元に還流させて、無駄な消費電力の発生を抑制することができる。

すなわち、当該ノードへの電荷の流入により当該ノードの電位が上昇し、参照電位を上回ると比較器の出力が有意なレベル（上述した例ではハイレベル）に反転する。これにより、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが起動する。すなわち、比較器の出力は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのイネーブル信号となる。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始により、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上記流出元の電圧を超えると、当該流出元に電流が流れ、上記ノードの電位が低下する。そのノードの電位が比較器の参照電位を下回ると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が停止する。したがって、当該ノードの電位を一定に保つことができる。また、当該ノードに余分に蓄積される電荷は、流出元に還元されるため、原理的には無駄な消費電力がまったく発生しないことになる。

図３６は、図３４に示した第３電源装置１０３の回路構成と比較すべき回路構成を示す図である。この比較例に係る第３電源装置１０３ｃも、電流が流入するノードの電位を一定に保つことができる。当該第３電源装置１０３ｃは、比較器ＣＰ１ｃおよびスイッチング素子Ｍ１ｃおよび抵抗Ｒｃを含む。

比較器ＣＰ１ｃに入力される電圧は、図３６に示した回路構成と同じである。比較器ＣＰ１ｃの出力端子は、スイッチング素子Ｍ１ｃ（図３６では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子）の制御端子に接続される。スイッチング素子Ｍ１ｃの入力端子（図３６では、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子）は上記ノードに接続され、その出力端子（図３６では、パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子）は抵抗Ｒｃを介して接地される。

当該ノードに余分な電荷が流入すると、スイッチング素子Ｍ１ｃがオンし、当該電荷が抵抗Ｒｃに流れ、ジュール熱として放出される。このように、図３６の回路構成と図３４の回路構成を比較すると、前者が無駄なエネルギーを消費しており、後者が原理的にエネルギーロスが発生しないことが分かる。

また、上述した実施の形態１、２では、インバータ２００に含まれるすべてのＨブリッジの回路の低電位側の経路を共通化する例を説明したが、共通化しない回路構成も本発明に含まれる。また、すべてのＨブリッジ回路の低電位側経路の一部を共通化し、残りを共通化しない回路構成も本発明に含まれる。

また、実施の形態に係るインバータ２００を太陽光発電システム５００用のパワーコンディショナ２１０に適用する例を説明したが、それに限定されることになく、瞬低保護装置、無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply：UPS）、その他の装置にも適用可能である。

１００ 直流電源部、 ２００ インバータ、 Ｖ１ 第１の直流電源、 Ｖ２ 第２の直流電源、 Ｖ３ 第３の直流電源、 Ｓ１１ 第１−１スイッチ、 Ｓ１２ 第１−２スイッチ、 Ｓ２１ 第２−１スイッチ、 Ｓ２２ 第２−２スイッチ、 Ｓ３１ 第３−１スイッチ、 Ｓ３２ 第３−２スイッチ、 Ｓ３ 第１共通スイッチ、 Ｓ４ 第２共通スイッチ、 ２０ 制御部、 １００ａ 太陽電池モジュール、 １００ｂ 接続箱、 ２０５ フィルタ、 ２１０ パワーコンディショナ、 ３００ 負荷、 ５００ 太陽光発電システム。

Claims (13)

1. それぞれ電圧が異なる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータであって、擬似正弦波を発生させる制御部を備え、
   前記制御部は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、２つの電源電圧の電位差を用いて、擬似正弦波を発生させることを特徴とするインバータ。
2. 前記制御部は、第１直流電源からの電源電圧Ｅ１と、第２直流電源からの電源電圧Ｅ２（Ｅ１＞Ｅ２）と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）とを用いて、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
3. 前記制御部は、交流出力の１／４周期の間において、出力電圧を、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）、電源電圧Ｅ２、電源電圧Ｅ１の順に変化させて、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項２に記載のインバータ。
4. 前記制御部は、第１直流電源からの電源電圧Ｅ１と、第２直流電源からの電源電圧Ｅ２と、第３直流電源からの電源電圧Ｅ３（Ｅ１＞Ｅ２＞Ｅ３）と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ２−Ｅ３）とを用いて、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
5. 前記制御部は、交流出力の１／４周期の間において、出力電圧を、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ２の電位差（Ｅ１−Ｅ２）、電源電圧Ｅ３、電源電圧Ｅ２と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ２−Ｅ３）、電源電圧Ｅ１と電源電圧Ｅ３の電位差（Ｅ１−Ｅ３）、電源電圧Ｅ２、電源電圧Ｅ１の順に変化させて、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項４に記載のインバータ。
6. 複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための複数のＨブリッジ回路とをさらに備え、
   前記制御部は、前記複数のＨブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させるものであって、
   前記制御部は、前記複数の直流電源のうち、第１直流電源と前記負荷を接続する第１のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にし、かつ第１直流電源と異なる第２直流電源と前記負荷を接続する第２のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にし、かつ前記第１のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路と前記第２のＨブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効にすることにより、前記複数のＨブリッジ回路と異なる別のＨブリッジ回路を形成することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のインバータ。
7. 前記複数のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路は、共通化されていることを特徴とする請求項６に記載のインバータ。
8. 前記第１直流電源の電源電圧が前記第２直流電源の電源電圧より高い場合、
   前記別のＨブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチが、双方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項６または７に記載のインバータ。
9. ｎ（ｎは２以上の整数）個の直流電源が使用される場合、当該インバータは、ｎ個のＨブリッジ回路を備え、
   前記制御部は、前記ｎ個のＨブリッジ回路により（ｎ×２）種類の電圧を発生させるとともに、_ｎＣ_２個の別のＨブリッジ回路を形成することにより（_ｎＣ_２×２）種類の電圧を発生させることを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載のインバータ。
10. 前記制御部は、前記擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生させることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のインバータ。
11. 前記擬似正弦波を構成する階調単位で、ＰＷＭ波形データを保持するテーブルをさらに備え、
    前記制御部は、前記テーブルに保持されるＰＷＭ波形データを用いて前記擬似正弦波を発生させるためのＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１０に記載のインバータ。
12. 請求項１から１１のいずれかに記載のインバータを備えることを特徴とする電力変換装置。
13. さらに、前記インバータにより生成された擬似正弦波を平滑化するフィルタとを備えたことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。