JP2014171272A - インバータおよびそれを搭載した電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの電力変換効率を向上させる。
【解決手段】インバータ２００は、複数の直流電圧を階調制御により擬似正弦波による交流電力に変換し、切換え部２２０を介して接続される負荷３００に供給する。インバータ２００は、切換え部２２０を介して接続される交流電源４００からの交流電圧をインバータ２００に含まれるＨブリッジ回路４０により直流電力に変換し、電源システム１４０の経路１０２および直流双方向コンバータ１２０を介して直流電源部１００に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧と交流電圧とを相互に変換するインバータ、およびそれを搭載した電力変換装置に関する。

近年、太陽光発電システムと蓄電システムとを組み合わせ、各家庭で分散発電・蓄電するシステムが注目されている。このシステムは、太陽光発電モジュールと、蓄電池と、制御部から構成される。太陽光モジュールで発電された直流電力は制御部に搭載されたインバータで交流電力に変換され、家庭内に供給される。また、太陽光発電モジュールで過剰に発電された電力は、蓄電池に蓄電される。蓄電池は、安価な夜間電力を蓄電し、昼間に家庭内に供給する機能も有する。このため、系統から供給される交流電力を、蓄電池に充電するために直流電力に変換するコンバータも制御部には搭載されている。このように、太陽光発電システムと蓄電システムとを組み合わせた分散発電・蓄電システムでは、交流電力と直流電力とを効率よく交互に変換できる双方向インバータが必要となる（例えば特許文献１）。

特開２００７−１１６８０６号公報

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、損失をさらに低減することによりインバータの電力変換効率を向上させる技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のインバータは、擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、直流から交流に変換する第１モードと、交流から直流に変換する第２モードとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、インバータの電力変換効率を向上させることができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す図である。 本発明の実施の形態１に係るインバータを示す図である。 実施の形態１に係るインバータにより生成される擬似正弦波を示す図である。 図２に示すインバータにより十三種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す図である。 本発明の実施の形態１と比較すべき、比較例に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 図２に示すインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用なし）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。（ａ）は時間軸データを示し、（ｂ）は周波数軸データを示している。 図２に示すインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。（ａ）は時間軸データを示し、（ｂ）は周波数軸データを示している。 図２に示すインバータの実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成する場合に必要なＰＷＭ波形データを説明するための図である。 図２に示すインバータにより七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図に、印加電圧のレベルを追加した図である。 図９に示すスイッチングパターンを用いて、ＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。 生成したい理想的な正弦波の１／４周期と、階調電圧の関係を示す図である。 ウィンドウを説明するための図である。 ＰＷＭ制御を説明するための図である。 ウィンドウの変形例を示す図である。 シミュレーション結果を示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置を示す図である。 実施の形態３に係る電源システムの具体的な回路構成例を示す図である。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１０を示す図である。なお、図１には説明の便宜上、直流電源部１００、負荷３００および交流電源４００も描いているが、それらは電力変換装置１０の構成要素には含まれない。直流電源部１００は、太陽電池等の発電装置や、リチウムイオン電池等の二次電池を含む。

電力変換装置１０は、直流電力を交流電力に変換する第１モードと交流電力を直流電力に変換する第２モードが切りかえ可能に構成される。第１モードにおいて、電力変換装置１０は、直流電源部１００からの直流電力を交流電力に変換し、負荷３００に供給する。また、第２モードにおいて電力変換装置１０は、交流電源４００からの交流電力を直流電力に変換し、直流電源部１００に供給する。すなわち、交流電源４００からの電力によって直流電源部１００が充電される。以上が電力変換装置１０の概要である。

続いて、電力変換装置１０の具体的な構成を説明する。電力変換装置１０は、直流双方向コンバータ１２０、電源システム１４０、インバータ２００、切換え部２２０を備える。

直流双方向コンバータ１２０は、一般的な直流双方向コンバータで構成される。直流双方向コンバータ１２０は、第１モードにおいて、その１次側に直流電源部１００からの直流電圧を受け、２次側から直流電圧を出力する。また直流双方向コンバータ１２０は、第２モードにおいて、その２次側にインバータ２００からの直流電圧を受け、その１次側に接続される直流電源部１００に直流電圧を供給して充電する。

電源システム１４０は、直流双方向コンバータを経由して供給される直流電源部１００からの一種類の直流電圧をもとに複数種類の直流電圧を生成する。電源システム１４０は、直流電源部１００からの直流電圧をそのまま出力する経路１０２と、当該直流電圧をそれぞれ異なる二種類の電圧レベルに変換する第１電源装置１０４、第２電源装置１０６を含む。第１電源装置１０４および第２電源装置１０６は、昇圧型あるいは降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（昇圧チョッパともいう）を含む。以降、本実施の形態１では、経路１０２から出力される直流電圧を第１直流電圧Ｅ１、第１電源装置、第２電源装置から出力される直流電圧をそれぞれ第２直流電圧Ｅ２、第３直流電圧Ｅ３とよぶ。本実施の形態１では、第１直流電圧Ｅ１を９６Ｖ、第２直流電圧Ｅ２を８２Ｖ、第３直流電圧Ｅ３を３２Ｖに設定している。なお、直流電圧の電圧値は特に限定されない。

インバータ２００は、第１モードにおいて、電源システム１４０からの複数の直流電圧を階調制御により擬似正弦波による交流電力に変換し、負荷３００に供給する。また、インバータ２００は第２モードにおいて、交流電源４００からの交流電力をインバータ２００に含まれるＨブリッジ回路４０により直流電力に変換し、直流電源部１００に供給する。インバータ２００の詳細については後述する。

切換え部２２０は、インバータ２００の接続先を交流電源と負荷との間で切り換える。具体的には、第１モードにおいて、インバータ２００を負荷３００と接続し、第２モードにおいてインバータ２００を交流電源４００と接続する。

続いて実施の形態１に係るインバータ２００の詳細を説明する。図２は、本発明の実施の形態１に係るインバータ２００の回路構成を示す図である。図２には説明の便宜上、負荷３００、交流電源４００および切換え部２２０も描いているが、それらはインバータ２００の構成要素には含まれない。

第１モードにおいて、インバータ２００は前段の電源システム１４０からの複数の直流電圧を擬似正弦波による交流電圧に変換し、切換え部２２０を介して接続される負荷３００に供給する。また、第２モードにおいてインバータ２００は、切換え部２２０を介して接続される交流電源４００からの交流電圧を直流電圧に変換し、電源システム１４０の経路１０２および直流双方向コンバータ１２０を介して直流電源部１００に供給する。

インバータ２００は、制御部２０、Ｈブリッジ回路４０、第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第１スイッチＳ２１、第２スイッチＳ２２、入力端子６０および入力端子８０を備える。

Ｈブリッジ回路４０は４つのスイッチＳＷ０〜ＳＷ３を含む。Ｈブリッジ回路４０の高電位側端子４２には、第１モードにおいて、第１直流電圧Ｅ１が印加される。Ｈブリッジ回路４０の第１出力端子４４および第２出力端子４６は、切換え部２２０を介して負荷３００または交流電源４００に接続される。第２モードにおいて、Ｈブリッジ回路４０の２つの出力端子の間には、交流電源４００からの交流電圧が印加される。

入力端子６０および入力端子８０にはそれぞれ、第１直流電圧Ｅ１とは異なるレベルの第２直流電圧Ｅ２、第３直流電圧Ｅ３が印加される。

第１スイッチ、第２スイッチは、入力端子ごとに設けられている。第１スイッチＳ１１およびＳ２１は、それぞれ、それと対応する入力端子とＨブリッジ回路の第１出力端子４４との間に接続される。また、第２スイッチＳ１２およびＳ２２は、それぞれ、それと対応する入力端子とＨブリッジ回路の第２出力端子４６との間に接続される。

制御部２０は、Ｈブリッジ回路４０、第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第１スイッチＳ２１、第２スイッチＳ２２に含まれる各スイッチング素子をオンオフ制御して、直流電圧と交流電圧とを相互に変換する。

具体的には、第１モードにおいて、Ｈブリッジ回路の高電位側端子４２には第１直流電圧が印加され、前記入力端子には前記第１直流電圧と異なる第２直流電圧が印加され、前記制御部は、前記Ｈブリッジ回路、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御することにより、前記第１出力端子４４と第２出力端子４６の間に擬似正弦波を発生させる。

また、第２モードにおいて、前記第１出力端子４４と第２出力端子４６の間には交流電圧が印加され、前記制御部は、前記第１スイッチおよび第２スイッチをオフした状態で、前記Ｈブリッジ回路を制御することにより、前記Ｈブリッジの高電位側端子４２とグラウンドに接続される低電位側端子の間に直流電圧を発生させる。

第１スイッチＳ１１はスイッチＳＷ４およびＳＷ５を、第２スイッチＳ１２はスイッチＳＷ６およびＳＷ７をそれぞれ含む。また第１スイッチＳ２１はスイッチＳＷ８およびＳＷ９を、第２スイッチＳ２２はスイッチＳＷ１０およびＳＷ１１をそれぞれ含む。

Ｈブリッジ回路４０、第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第１スイッチＳ２１、第２スイッチＳ２２に含まれるスイッチング素子には、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＴＲＩＡＣ（Triode AC Switch）、ＧａＮトランジスタ、ＳｉＣ−ＦＥＴを採用することができる。本実施の形態１では、特に明示した場合を除き、スイッチング素子はすべてパワーＭＯＳＦＥＴである。

また、上述したとおり、本実施の形態１では、第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第１スイッチＳ２１、第２スイッチＳ２２はそれぞれ２つのスイッチング素子を含む。これは、これらのスイッチには双方向に電流が流れるため、単方向のパワーＭＯＳＦＥＴを直列に二つ並べて一つの双方向スイッチング素子を形成しているためである。したがって、双方向に対応したパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＴＲＩＡＣ、ＧａＮトランジスタ、ＳｉＣ−ＦＥＴを用いてこれらのスイッチを構成してもよい。

以上がインバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。まず、直流電力を交流電力に変換する第１モードの動作を説明する。この場合、第１出力端子４４および第２出力端子４６が、切換え部２２０を介して負荷３００に接続される。なお、以降では、第１出力端子４４を正側端子、第２出力端子４６を負側端子とする。

制御部２０は、Ｈブリッジ回路４０を制御して、第１直流電圧Ｅ１を負荷３００に供給する。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ０およびスイッチＳＷ３をオンに、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２をオンに、スイッチＳＷ０およびスイッチＳＷ３をオフにする。

さらに制御部２０は、第１スイッチＳ１１および第２スイッチＳ１２と、Ｈブリッジ回路４０を制御して、第２直流電圧Ｅ２を負荷３００に供給する。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ５をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６、ＳＷ７をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ７をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６をオフにする。

また制御部２０は、第１スイッチＳ２１および第２スイッチＳ２２と、Ｈブリッジ回路４０を制御して、第３直流電圧Ｅ３を負荷３００に供給する。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ９をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ８、ＳＷ１０、ＳＷ１１をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ１１をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ８、ＳＷ９、ＳＷ１０をオフにする。

第１直流電圧Ｅ１、第２直流電圧Ｅ２および第３直流電圧Ｅ３の三つの直流電圧を用いるインバータでは、スイッチの状態に応じて、第１出力端子４４および第２出力端子４６に、第１直流電圧Ｅ１、第２直流電圧Ｅ２、第３直流電圧Ｅ３または接地電圧（ゼロ電圧）のいずれかを選択的に発生させることができる。負荷の両端間に印加される電圧は、各出力端子の電圧の組み合わせで与えられ、それらは合計十三通り（極性の反転を含む）存在する。

以下、電圧の生成方法について説明する。制御部２０は、Ｈブリッジ回路４０と、第１スイッチＳ１１および第２スイッチＳ１２を制御することにより、第１直流電圧と第２直流電圧との電位差（Ｅ１−Ｅ２）を負荷３００に供給することができる。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ０およびスイッチＳＷ６をオンに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ７をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ４をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７をオフにする。

また、制御部２０は、Ｈブリッジ回路４０と、第１スイッチＳ２１および第２スイッチＳ２２を制御することにより、第１直流電圧と第３直流電圧との電位差（Ｅ１−Ｅ３）を負荷３００に供給することができる。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ０およびスイッチＳＷ１０をオンに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ８、ＳＷ９、ＳＷ１１をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ８をオンに、スイッチＳＷ０、ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ９、ＳＷ１０、ＳＷ１１をオフにする。

また、制御部２０は、第１スイッチＳ１１および第２スイッチＳ１２と、第１スイッチＳ２１および第２スイッチＳ２２を制御することにより、第２直流電圧Ｅ２と第３直流電圧Ｅ３との電位差（Ｅ２−Ｅ３）を負荷３００に供給することができる。負荷３００に順方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ５およびスイッチＳＷ１０をオンに、スイッチＳＷ４、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ９、ＳＷ１１をオフにする。一方、負荷３００に逆方向電圧を印加する場合、スイッチＳＷ７およびスイッチＳＷ８をオンに、スイッチＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ９、ＳＷ１０、ＳＷ１１をオフにする。

以上のように、制御部２０は、第１直流電圧Ｅ１と、第２直流電圧Ｅ２と、第３直流電圧Ｅ３と、第１直流電圧Ｅ１と第２直流電圧Ｅ２との第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）と、第１直流電圧と第３直流電圧との第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）と、第２直流電圧と第３直流電圧との第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）とを用いて、十三種類の電圧を生成する。

図３は、実施の形態１に係るインバータ２００により生成される擬似正弦波を示す図である。制御部２０は、ゼロ電圧、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、第３直流電圧Ｅ３（正）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、第２直流電圧Ｅ２（正）、第１直流電圧Ｅ１（正）、第２直流電圧Ｅ２（正）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、第３直流電圧Ｅ３（正）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、ゼロ電圧、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、第３直流電圧Ｅ３（負）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、第２直流電圧Ｅ２（負）、第１直流電圧Ｅ１（負）、第２直流電圧Ｅ２（負）、上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、第３直流電圧Ｅ３（負）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。なお、この電圧の数が多いほど、滑らかな正弦波を生成することができる。

図４は、実施の形態１に係るインバータ２００により十三種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル０は上記ゼロ電圧、階調レベル１は上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、階調レベル２は第３直流電圧Ｅ３（正）、階調レベル３は上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（正）、階調レベル４は上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（正）、階調レベル５は第２直流電圧Ｅ２（正）、階調レベル６は第１直流電圧Ｅ１（正）、階調レベル−１は上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、階調レベル−２は第３直流電圧Ｅ３（負）、階調レベル−３は上記第３電位差（Ｅ２−Ｅ３）（負）、階調レベル−４は上記第２電位差（Ｅ１−Ｅ３）（負）、階調レベル−５は第２直流電圧Ｅ２（負）、階調レベル−６は第１直流電圧Ｅ１（負）に、それぞれ対応する。制御部２０は、図４に示すように、スイッチＳＷ０〜ＳＷ１１をオンオフ制御する。

本実施の形態１では、インバータ２００で使用される直流電圧の数を三つに設定する例を説明した。この点、直流電圧の数を二つに設定することも、四つ以上設定することもできる。

一方、第２モードにおいて、交流電圧を直流電圧に変換する場合の動作について説明する。Ｈブリッジ回路の２つの出力端子間に交流電圧が供給される。制御部２０は、第１スイッチＳ１１、第２スイッチＳ１２、第１スイッチＳ２１、第２スイッチＳ２２に含まれる全てのスイッチング素子をオフに制御するとともに、Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子を交流電圧を直流電圧に変換するように制御して、Ｈブリッジ回路の上端電圧における直流電圧に変換する。

あるいは、効率を妥協する場合、Ｈブリッジ回路のすべてのスイッチをオフで固定してもよい。この場合、Ｈブリッジ回路の各スイッチのボディダイオード（フライホイールダイオード）により形成されるダイオードブリッジ回路によって、交流電圧が全波整流される。

（比較例）
図５は、本発明の実施の形態１と比較すべき、比較例に係る電力変換装置１５を示す図である。電力変換装置１５は、直流双方向コンバータ１２５と、ブリッジ回路４５と、フィルタ３５と、切換え部２２５とを有する。なお、図５には説明の便宜上、直流電源部１００、負荷３００および交流電源４００も描いているが、それらは電力変換装置１５の構成要素には含まれない。

比較例では、直流電源部１００からの直流電力をブリッジ回路４５により交流電力に変換する。比較例では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式により擬似正弦波を発生させる。また、比較例では、交流電源４００からの交流電力をブリッジ回路４５により直流に変換し、直流電源部１００に供給する。すなわち、交流電源４００からの電力によって直流電源部１００が充電される。

また、比較例では、ＰＷＭ方式を利用しているため、平滑化のためのフィルタが必要であり、当該フィルタは負荷（交流電力）とブリッジ回路の間に配置されている。そのため、交流電力を直流電力に変換する場合にも、（不要であるにもかかわらず、）フィルタを通ることになる。

以下、これを踏まえて本実施の形態１の効果を説明する。本実施の形態１によれば、第１モードにおいて直流電力を交流電力に変換する場合、階調制御により擬似正弦波を生成するため、比較例のような従来のＰＷＭ方式と比較しスイッチング振幅を減らすことができ、スイッチング損失を低減することができる。その結果、インバータの電力変換効率を向上させることができる。電源部として二次電池を用いる場合には、常時電力が供給される系統電源と違い限られた充電容量を効率的に使用することが必要となるため、このような効果は特に重要となる。

比較例のようなＰＷＭ方式のインバータを用いた回路では、その出力と負荷（交流電源）の間に、平滑化用の大規模なフィルタが必要である。これに対して、本実施の形態１によれば、大規模な出力フィルタを必要とせずに滑らかな交流出力波形を得ることができるため、電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。また、出力フィルタでの電力の消費を低減でき、発熱量を低減することができる。これにより、放熱用のファンや放熱用フィンを簡略化し、あるいはそれらを省略できる。

さらに、大規模な出力フィルタが不要となれば、直流電力を交流電力に変換する場合に当該出力フィルタを通らずに済むため、直流電力を交流電力に変換する場合の電力変換効率も向上させることができる。

反対に、第２モードにおいても、比較例では交流電力を直流電力に変換する場合に出力フィルタを通らざるを得ないのに対し、当該出力フィルタを通らずに済むため、電力変換効率も向上させることができる。

（実施の形態２）
実施の形態２は、実施の形態１の階調制御にＰＷＭ制御を組み合わせた実施例である。構成および階調制御の動作については実施の形態１と同様である。実施の形態２のインバータも図２に示した構成を有する。以下、ＰＷＭ制御の動作について説明する。

制御部２０は、擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ信号を発生させ、インバータ２００を構成する各スイッチに供給する。

図６（ａ）、（ｂ）は、図２に示したインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用なし）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。図６（ａ）は時間軸データを示し、図６（ｂ）は周波数軸データを示す。実施の形態２では実施の形態１と同様、十三種類の階調レベルを用いて擬似正弦波を生成する。図６（ｂ）に示すシミュレーションでは、信号に占める３９次の高調波歪が４．８４％という結果になった。

図７（ａ）、（ｂ）は、図２に示したインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成した場合のシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）は時間軸データを示し、図７（ｂ）は周波数軸データを示す。図７（ｂ）に示すシミュレーションでは、信号に占める３９次の高調波歪が０．１１％という結果になった。このように、同じ階調数であれば、各階調をＰＷＭ信号で表現したほうが、擬似正弦波がより滑らかになることが分かる。

図８は、図２に示したインバータ２００の実装回路を用いて、擬似正弦波（ＰＷＭ信号の使用あり）を生成する場合に必要なＰＷＭ波形データを説明するための図である。十三種類の階調レベルを用いて擬似正弦波を生成するには、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）が必要である。

擬似正弦波の位相０からπ／２までの間、ゼロ電圧と六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）を、ゼロ電圧の使用の後、ＰＷＭ波形データＦからＰＷＭ波形データＡの順に切り替えて使用する。位相π／２からπまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の左右を反転させて、ＰＷＭ波形データＡ’からＰＷＭ波形データＦ’の順に切り替えて使用する。

位相πから（３／２）πまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の上下を反転させて、ＰＷＭ波形データＦからＰＷＭ波形データＡの順に切り替えて使用する。位相（３／２）πから２πまでの間、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）の上下および左右を反転させて、ＰＷＭ波形データＡ’からＰＷＭ波形データＦ’の順に切り替えて使用する。

制御部２０の外部または内部に図示しないテーブルが設けられ、当該テーブルには、擬似正弦波を構成する階調単位で、ＰＷＭ波形データが保持される。各階調のＰＷＭ波形データは、既存の最適化アルゴリズムを用いて高周波歪が最も小さくなる波形に設計される。

なお、当該テーブルには、擬似正弦波の生成に必要な基本となるＰＷＭ波形データのみが保持されてもよいし、擬似正弦波の生成に必要なすべてのＰＷＭ波形データが保持されてもよい。図８の例では、六種類のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）のみが保持されてもよいし、二十四種類のＰＷＭ波形データが保持されてもよい。

制御部２０は、当該テーブルに保持されるＰＷＭ波形データを使用して擬似正弦波を発生させるためのＰＷＭ信号を生成する。当該デーブルに基本となるＰＷＭ波形データのみしか保持されていない場合、そのＰＷＭ波形データを上下および／または左右に反転してＰＷＭ信号を生成する。

図９は、図２に示すインバータ２００により七種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図に、印加電圧のレベルを追加した図である。１階調と２階調間、２階調と３階調間といったように、隣り合う階調の印加電圧間を往復することにより、ＰＷＭ信号を生成することができる。なお、以下の説明では上述した、第１直流電圧Ｅ１を高電圧ＨＶ、第２直流電圧Ｅ２を中電圧ＭＶおよび第３直流電圧Ｅ３を低電圧ＬＶと表記する。

図１０は、図９に示すスイッチングパターンを用いて、ＰＷＭ信号を生成した結果を示す図である。なお、グラフ内の「Ａ」−「Ｆ」は、図８のＰＷＭ波形データ（Ａ−Ｆ）を生成するためのスイッチングパターンを示す。グラフ内の「／Ａ」−「／Ｆ」は、「Ａ」−「Ｆ」の正と負を反転させたパターンである。たとえば、「２階調」ではＳＷ３、ＳＷ９が図９では「○」、図１０では「Ｅ」である。図９の「１階調」ではＳＷ０、ＳＷ６が「○」である。図１０の「２階調」ではこのＳＷ０、ＳＷ６が「／Ｅ」である。

図１０の「２階調」に注目すると、「Ｅ」のＰＷＭパターンでハイレベルのときはＳＷ３、ＳＷ９がオンし、「Ｅ」のＰＷＭパターンでローレベルのときは「／Ｅ」がハイレベルとなるので、ＳＷ０、ＳＷ６がオンする。これにより、図９の「１階調」と「２階調」の往復動作が実現できる。

以下では、ＰＷＭ制御の変形例を説明する。図１１は、生成したい理想的な正弦波の１／４周期と、階調電圧の関係を示す。縦軸ｙは電圧であり、横軸ｘは時間である。正弦波の振幅を最大の階調電圧（９６Ｖ）とし、正弦波の周期をＴとすると、正弦波は、ｙ＝９６×ｓｉｎ（２π×ｘ／Ｔ）で表現される。各階調電圧をｙ０〜ｙ６で表現すると、ｙ０＝０Ｖ、ｙ１＝１４Ｖ、ｙ２＝３２Ｖ、ｙ３＝５０Ｖ、ｙ４＝６４Ｖ、ｙ５＝８２Ｖ、ｙ６＝９６Ｖとなる。このとき、各階調電圧となる時間は、ｘ０＝０、ｘ１＝ａｒｃｓｉｎ（１４／９６）×Ｔ／２π、ｘ２＝ａｒｃｓｉｎ（３２／９６）×Ｔ／２π、ｘ３＝ａｒｃｓｉｎ（５０／９６）×Ｔ／２π、ｘ４＝ａｒｃｓｉｎ（６４／９６）×Ｔ／２π、ｘ５＝ａｒｃｓｉｎ（８２／９６）×Ｔ／２π、ｘ６＝ａｒｃｓｉｎ（９６／９６）×Ｔ／２πで表現される。

本実施の形態２において、制御部２０は、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内で、一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとするＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。図１１を参照して、交流出力（正弦波出力）の１／４周期の間において、正弦波電圧が階調電圧となる時間は、ｘ０〜ｘ６であり、制御部２０は、任意の２つの時間の範囲内で、一方の階調電圧をローレベルとし、他方の階調電圧をハイレベルとするＰＷＭ信号を生成する。なお制御部２０は、隣り合う階調電圧となる時間の範囲内で、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させることが好ましい。具体的に、隣り合う階調電圧となる時間の組み合わせは、ｘ０とｘ１、ｘ１とｘ２、ｘ２とｘ３、ｘ３とｘ４、ｘ４とｘ５、ｘ５とｘ６である。

図１２は、制御部２０によるＰＷＭ制御を説明するための図である。図１２では、隣り合う階調電圧と、正弦波電圧がそれぞれの階調電圧となる時間とを枠線で結んでおり、以下では、説明の便宜上、枠線で囲まれた領域をウィンドウと表現する。図示されるように、正弦波の１／４周期には、７つの階調電圧（ｙ０〜ｙ６）が存在するため、６つのウィンドウ３０ａ〜３０ｆが形成される。制御部２０は、各ウィンドウ３０において、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させる。

各ウィンドウ３０の枠線において、下線は、ＰＷＭ信号のローレベル、上線はＰＷＭ信号のハイレベルを表現し、また左線は、そのウィンドウ３０におけるＰＷＭ制御の開始時間、右線はＰＷＭ制御の終了時間を表現する。ＰＷＭ信号のレベルの切替タイミングは、ウィンドウ３０において一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとする三角波を生成し、その三角波と正弦波の交点を用いて決定される。ＰＷＭ信号の切替タイミングは、動的に決定されてもよいが、予め決定されてテーブルに格納されていてもよい。

図１３（ａ）は、ウィンドウ３０内に仮想的に三角波を生成した状態を示す。本実施の形態２では、三角波と正弦波が交差する時間を抽出し、その時間をＰＷＭ信号の電圧切替タイミングとして決定する。図１３（ａ）には、ウィンドウ３０ｅにおいて三角波を生成した状態が示されているが、他のウィンドウ３０においても同様に三角波と正弦波が交差する時間を抽出し、ＰＷＭ信号の電圧切替タイミングとして設定される。

図１３（ｂ）は、ウィンドウ３０ｅにおけるＰＷＭ制御によるローレベルとハイレベルの出力電圧を示す。この出力電圧は、ウィンドウ３０ｅの時間範囲における擬似正弦波を構成する。図１３（ａ）を参照して、制御部２０は、正弦波電圧よりも三角波電圧が高い場合に、ローレベルの階調電圧を出力し、正弦波電圧の方が三角波電圧よりも高い場合に、ハイレベルの階調電圧を出力するように、ＰＷＭ電圧を生成する。このように制御部２０は、ウィンドウ３０における一方の階調電圧をローレベル、他方の階調電圧をハイレベルとする三角波を生成したときに、三角波と正弦波の交点でＰＷＭ制御の電圧切替を行うことで、ウィンドウ３０の時間範囲内の平均電圧を、正弦波の平均電圧と同じにすることが可能となる。

なお、図１３（ａ）および図１３（ｂ）においては、ウィンドウ３０ｅについて説明したが、他のウィンドウ３０についても同様にＰＷＭ制御における電圧切替のタイミングを決定する。以上のように電圧の階調制御とＰＷＭ制御を組み合わせることで、制御部２０は、正弦波の振幅を最大の階調電圧で出力するとともに、高調波歪を低減した擬似正弦波を出力することが可能となる。

図１４は、生成するウィンドウの変形例を示す。図１２と比較すると、図１４では、ウィンドウ３０ａ、３０ｂをまとめてウィンドウ３０ｇとし、ウィンドウ３０ｃ、３０ｄをまとめてウィンドウ３０ｈとしている。ウィンドウ３０の時間幅をある程度長くすることでＰＷＭ制御を簡略化でき、スイッチングロスを低減しつつ、安定したＰＷＭ制御を実現できるようになる。図１２および図１４のいずれの場合であっても、交流出力の１／４周期において、複数のウィンドウ３０内でＰＷＭ制御を行うことにより、高調波成分を大幅に低減することが可能となる。なお、ＰＷＭ制御の各ウィンドウ３０の電圧切替パターンは、予め作成されて、テーブルに保持されてもよく、この場合、制御部２０は、テーブルの電圧パターンを参照して、各ＳＷのオンオフ制御を行う。なお、図１２および図１４は、交流出力の０〜１／４周期を示しているが、１／４周期〜１周期の間についても同様に各ウィンドウの電圧切替パターンが導出され、テーブルに保持される。

図１５は、階調制御とＰＷＭ制御とを組み合わせたときのシミュレーション結果を示す図である。図中、点線は正弦波を示し、実線はインバータ２００が生成した擬似正弦波を示す。このシミュレーションによると、信号に占める３９次の高調波歪が１．５２％、変換効率が９８．１％という結果を得ることができ、擬似正弦波における高調波成分が低減されていることが確認された。

（実施の形態３）
図１６は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置１０を示す図である。実施の形態１では直流電圧が三つの場合について示したが、ここでは、二つの場合について示す。なお、実施の形態１と共通する部分については同一の符号を付して説明を省略する。

電力変換装置１０は、実施の形態１と同じく、直流双方向コンバータ１２０、電源システム１４０、インバータ２００、切換え部２２０を備える。

電源システム１４０は直流電源部１００からの直流電圧をそのまま出力する経路１０２と、比較器ＣＰ１および昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２を含む第１電源装置１０４を備える。以降、本実施の形態３では、経路１０２から出力される高電圧の直流電圧を第１直流電圧Ｅ１、第１電源装置１０４により生成される低電圧の直流電圧を第２直流電圧Ｅ２とよぶ。比較器ＣＰ１は、経路１０２から電流が流入するノードの電圧と、そのノードを第２直流電圧Ｅ２に維持するための参照電圧Ｖｒｅｆとを比較する。

比較器ＣＰ１はオペアンプで構成され、その非反転入力端子に上記ノードの電圧が印加され、その反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが印加される。当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆを超えるときハイレベル信号を出力し、超えないときローレベル信号を出力する。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２は、比較器ＣＰ１に入力されるノードの電圧を受け、当該電圧を第１直流電圧Ｅ１より高い電圧に昇圧し、経路１０２のノードに印加する。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２は、比較器ＣＰ１による比較の結果、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき昇圧機能を有効化し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のとき昇圧機能を無効化する。比較器ＣＰ１からハイレベル信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２の昇圧機能が有効化し、ローレベル信号が入力されると、無効化される。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２の出力端子が経路１０２に接続されていることにより、第２直流電圧Ｅ２に維持されるべきノードに蓄積される電荷を第１直流電圧Ｅ１の系統に戻すことができる。そのためには、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２が第１直流電圧Ｅ１を超える電圧まで昇圧し、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２から経路１０２に電流を流す必要がある。

図１７は、第１電源装置１０４の具体的な構成例を示す図である。第１電源装置１０４は、比較器ＣＰ１、可変抵抗器ＶＲ、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２、パルス発生器１４４、ＡＮＤゲート１４６およびフォトカプラ１４８を含む。

比較器ＣＰ１の反転入力端子に印加される参照電圧Ｖｒｅｆは、図１７に示す回路構成の電源電圧（たとえば、５Ｖ）を図示しない抵抗分割により生成される。たとえば、２．５Ｖに設定される。第２直流電圧Ｅ２は可変抵抗器ＶＲにより抵抗分割されて、比較器ＣＰ１の非反転入力端子に印加される。可変抵抗器ＶＲは、第２直流電圧Ｅ２が理想値のとき参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように抵抗分割する。

パルス発生器１４４（たとえば、ファンクションジェネレータ）は、パルス信号を生成する。ＡＮＤゲート１４６は、パルス発生器１４４により生成されるパルス信号と、比較器ＣＰ１から出力される比較結果信号（イネーブル信号として利用される）を受ける。

ＡＮＤゲート１４６は、比較器ＣＰ１の出力信号がハイレベルのとき、パルス発生器１４４の出力信号をそのまま出力し、比較器ＣＰ１の出力信号がローレベルのとき、ローレベルを出力する。ＡＮＤゲート１４６の出力信号は、フォトカプラ１４８を介して後述するスイッチング素子Ｍ１に入力される。

このように、ＡＮＤゲート１４６は、上記ノードの電圧（より厳密には可変抵抗器ＶＲにより分割された低電圧ＶＬ）が参照電圧Ｖｒｅｆより高いとき、パルス信号をスイッチング素子Ｍ１に供給し、当該ノードの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ以下のときスイッチング素子Ｍ１にオフ信号（ローレベル）を供給する。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２は、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｍ１、第１キャパシタＣ１および第２キャパシタＣ２を含む。インダクタＬ１とダイオードＤ１の直列回路は、電流が流入するノード（第２直流電圧Ｅ２を維持するよう制御されている）に接続される入力端子と、電流を流出している中電圧ＨＶの系統に接続される出力端子との間に設けられる。

スイッチング素子Ｍ１（図１７では、パワーＭＯＳＦＥＴで構成される）は、インダクタＬ１とダイオードＤ１の接続点と、所定の固定電位（図１７では、グラウンド）との間に設けられる。スイッチング素子Ｍ１（図１７では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子）にパルス信号が入力されると、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２は昇圧動作を開始し、オフ信号が入力されると停止する。

第１キャパシタＣ１は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２の入力端子と当該固定電位との間に設けられ、当該入力端子の電圧を平滑化する。第２キャパシタＣ２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１４２の出力端子と当該固定電位との設けられ、当該出力端子の電圧を平滑化する。

以上説明したように第１電源装置１０４は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を利用して電流が流入するノードの電圧を一定に保ちつつ、その昇圧機能を利用して余分な電荷を流出元に還流させて、無駄な消費電力の発生を抑制することができる。

第１直流電圧Ｅ１および第２直流電圧Ｅ２の二つの直流電圧を用いるインバータでは、スイッチの状態に応じて、第１出力端子４４および第２出力端子４６に、第１直流電圧Ｅ１、第２直流電圧Ｅ２または接地電圧（ゼロ電圧）のいずれかを選択的に発生させることができる。負荷の両端間に印加される電圧は、各出力端子の電圧の組み合わせで与えられ、それらは合計七通り（極性の反転を含む）存在する。電圧の生成方法については、実施の形態１と同様であるため説明は省略する。

実施の形態１と同様、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。具体的には、制御部２０は、ゼロ電圧、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、第２直流電圧Ｅ２（正）、第１直流電圧Ｅ１（正）、第２直流電圧Ｅ２（正）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（正）、ゼロ電圧、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）、第２直流電圧Ｅ２（負）、第１直流電圧Ｅ１（負）、第２直流電圧Ｅ２（負）、上記第１電位差（Ｅ１−Ｅ２）（負）の順番に、負荷３００に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。

実施の形態３についても、実施の形態２と同様、擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ信号を発生させ、当該階調をＰＷＭ信号で表現することもできる。その手法については実施の形態２と同様であるため、説明は省略する。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。たとえば、実施の形態３の第１電源装置を実施の形態１の第１電源装置または第２電源装置に適用してもよい。本変形例によれば、実施の形態１と実施の形態２とを組み合わせた効果が得られる。

Ｓ１１ 第１スイッチ、 Ｓ１２ 第２スイッチ、 Ｓ２１ 第１スイッチ、 Ｓ２２ 第２スイッチ、 １０ 電力変換装置、 ２０ 制御部、 ４０ Ｈブリッジ回路、 １００ 直流電源部、 ２００ インバータ、 ２２０ 切換え部、３００ 負荷、 ４００ 交流電源。

Claims (8)

1. 擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、
   直流から交流に変換する第１モードと、交流から直流に変換する第２モードとを有することを特徴とするインバータ。
2. 高電位側端子と低電位側端子およびそれらの間に設けられた複数のスイッチを有するＨブリッジ回路と、
   直流電圧が印加される入力端子と、
   前記入力端子と前記Ｈブリッジ回路の第１出力端子との間に接続される第１スイッチと、
   前記入力端子と前記Ｈブリッジ回路の第２出力端子との間に接続される第２スイッチと、
   前記Ｈブリッジ回路、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御する制御部とを備え、
   前記第１モードにおいて、前記Ｈブリッジ回路の高電位側端子には第１直流電圧が印加され、前記入力端子には前記第１直流電圧と異なる第２直流電圧が印加され、前記制御部は、前記Ｈブリッジ回路、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを制御することにより、前記第１出力端子と第２出力端子の間に擬似正弦波を発生させるように構成され、
   前記第２モードにおいて、前記第１出力端子と第２出力端子の間には交流電圧が印加され、前記制御部は、前記第１スイッチおよび第２スイッチをオフした状態で、前記Ｈブリッジ回路を制御することにより、前記Ｈブリッジ回路の高電位側端子と低電位側端子の間に直流電圧を発生させるように構成されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
3. 前記入力端子は複数であり、前記第１モードにおいて、各入力端子には異なる直流電圧が印加され、前記第１スイッチおよび第２スイッチは入力端子ごとに設けられていることを特徴とする請求項２に記載のインバータ。
4. 前記制御部は、前記擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号として発生させることを特徴とする請求項２または３に記載のインバータ。
5. 前記擬似正弦波を構成する階調単位で、ＰＷＭ波形データを保持するテーブルをさらに備え、
   前記制御部は、前記テーブルに保持されるＰＷＭ波形データを用いて前記擬似正弦波を発生させるためのＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項４に記載のインバータ。
6. 前記制御部は、正弦波電圧が隣り合う階調電圧となる時間の範囲内で、ＰＷＭ信号を生成して、擬似正弦波を発生させることを特徴とする請求項２または３に記載のインバータ。
7. ＰＷＭ信号の切替タイミングは、正弦波電圧が２つの階調電圧となる時間の範囲内に一方の階調電圧および他方の階調電圧をそれぞれローレベルおよびハイレベルとする三角波を生成し、その三角波と正弦波の交点を用いることで決定されることを特徴とする請求項６に記載のインバータ。
8. 請求項２から７のいずれかに記載のインバータと、
   当該インバータの第１出力端子と第２出力端子の接続先を交流電源と負荷との間で切り換える切換え部とを備えることを特徴とする電力変換装置。