CN102648576A - 逆变器以及搭载了该逆变器的电力转换装置 - Google Patents

逆变器以及搭载了该逆变器的电力转换装置 Download PDF

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CN102648576A CN2010800385339A CN201080038533A CN102648576A CN 102648576 A CN102648576 A CN 102648576A CN 2010800385339 A CN2010800385339 A CN 2010800385339A CN 201080038533 A CN201080038533 A CN 201080038533A CN 102648576 A CN102648576 A CN 102648576A
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高野洋
山本哲也
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Sanyo Electric Co Ltd
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels

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Abstract

本发明能够提高逆变器的电力转换效率。逆变器(20)将来自电压分别不同的多个直流电源(V1、V2)的直流电力转换为交流电力。逆变器(200)包括控制部(20)。控制部(20)使用来自第一直流电源(V1)的电源电压(E1)、来自第二直流电源(V2)的电源电压(E2)、以及两个电源电压的电位差(E1-E2)，产生模拟正弦波。控制部(20)通过控制对多个直流电源(V1、V2)分别设置的H桥电路，从而生成模拟正弦波。

Description

逆变器以及搭载了该逆变器的电力转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电力转换为交流电力的逆变器以及搭载了该逆变器的电力转换装置。
背景技术
近年来，迅速地普及了太阳光发电系统。在太阳光发电系统中，需要设置用于将在太阳电池模块中发电的电力有效地利用的功率调节器。在功率调节器中，搭载了用于将直流电力转换为交流电力的逆变器。在太阳光发电系统中，为了获得更多的电力，在太阳电池单元中的能量转换效率的提高和在功率调节器中的电力转换效率的提高都是重要的。为了实现后者，要求电力损耗少的逆变器。
近年来，开发出能够比以往的PWM型的逆变器降低开关损耗的层次控制型逆变器(階調制御型インバ一タ)，并已应用(例如，参照专利文献1)。该层次控制型逆变器由具有2进制数或3进制数的电压关系的多个逆变器构成，通过组合各个逆变器的输出电压而生成模拟正弦波。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：(日本)特开2004-7941号公报
发明内容
发明要解决的课题
在这样的状况下，本发明人发现了能够比上述的层次控制型逆变器进一步降低开关损耗的逆变器。本发明是鉴于这样的状况而完成的，其目的在于，提供能够提高逆变器的电力转换效率的技术。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本发明的一个方式的逆变器将来自电压分别不同的多个直流电源的直流电力转换为交流电力，所述逆变器包括产生模拟正弦波的控制部。控制部使用来自各个直流电源的电源电压以及两个电源电压的电位差，产生模拟正弦波。
发明效果
根据本发明，能够提高逆变器的电力转换效率。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的逆变器的电路结构的图。
图2是表示通过第一&二H桥电路对负载供给正向电压的状态的图。
图3是表示通过第一&二H桥电路对负载供给反向电压的状态的图。
图4是表示通过实施方式1的逆变器生成的模拟正弦波的图。
图5是表示通过实施方式1的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。
图6是表示应该与本发明的实施方式1比较的、比较例的逆变器的电路结构的图。
图7是表示从第五直流电源V5对负载供给正向电压的状态的图。
图8是表示从串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6对负载供给正向电压的状态的图。
图9是表示通过比较例的逆变器生成的模拟正弦波的图。
图10是表示通过比较例的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。
图11(a)是表示电源电压E1和电源电压E2的值接近时的阶段波形的图，(b)是表示电源电压E1和电源电压E2的值差得远时的阶段波形的图。
图12(a)是表示将电源电压E1和电源电压E2的比率设为10∶9时的阶段波形的图，(b)是表示将电源电压E1和电源电压E2的比率设为10∶6时的阶段波形的图。
图13是用于说明最佳比率的查找方法的图。
图14是表示校正后的阶段波形的图。
图15(a)是表示使用设定为最佳比率的电源电压E1和电源电压E2而生成的模拟正弦波的图，(b)是表示从第二直流电源V2对负载供给的电压的图，(c)是从第一直流电源V1对负载供给的电压的图。
图16是表示实施方式1的逆变器的安装电路的图。
图17是表示通过图16所示的逆变器生成4种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。
图18是表示本发明的实施方式2的逆变器的电路结构的图。
图19是表示第一直流电源V1的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、第三直流电源V3的电压E3、第一直流电源V1的电压E1和第二直流电源V2的电压E2的第一电位差(E1-E2)、第一直流电源V1的电压E1和第三直流电源V3的电压E3的第二电位差(E1-E3)、以及第二直流电源V2的电压E2和第三直流电源V3的电压E3的第三电位差(E2-E3)的关系的图。
图20是表示通过实施方式2的逆变器生成的模拟正弦波的图。
图21是表示通过实施方式2的逆变器生成13种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。
图22(a)是表示使用设定为最佳比率的电源电压E1、电源电压E2以及电源电压E3而生成的模拟正弦波的图，(b)是表示从第三直流电源V3对负载供给的电压的图，(c)是从第二直流电源V2对负载供给的电压的图，(d)是从第一直流电源V1对负载供给的电压的图。
图23是表示实施方式2的逆变器的安装电路的图。
图24是表示通过图23所示的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。
图25是表示图23所示的逆变器的输出波形的测定结果的图。
图26是包括搭载了实施方式的逆变器的功率调节器的太阳光发电系统的系统结构图。
图27是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成了模拟正弦波(不使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。(a)表示时间轴数据，(b)表示频率轴数据。
图28是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成了模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。(a)表示时间轴数据，(b)表示频率轴数据。
图29是用于说明使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下所需的PWM波形数据的图。
图30是在通过图23所示的逆变器生成7种层次等级时的开关的接通断开状态的图上追加了施加电压的等级的图。
图31是表示使用图30所示的开关模式，生成了PWM信号的结果的图。
图32是用于说明适合对于实施方式2的逆变器的电压供给的电源系统的图。
图33是表示通过逆变器生成的模拟正弦波的图。
图34是表示第三电源装置的基本电路结构的图。
图35是表示第三电源装置的具体的电路结构例的图。
图36是表示应与图34所示的第三电源装置的电路结构比较的电路结构的图。
具体实施方式
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1的逆变器200的电路结构的图。另外，为了便于说明，在图1中还描画了直流电源部100和负载300，但直流电源部100和负载300并不包含在逆变器200的结构元素中。逆变器200将来自在直流电源部100中包含的多个直流电源的直流电力转换为交流电力。直流电源部100包括电源电压分别不同的第一直流电源V1和第二直流电源V2。逆变器200包括多个H桥电路和控制部20。控制部20使用来自各个直流电源的电源电压和2个电源电压的差分电压(以下，也称为“电位差”)，产生模拟正弦波。
多个H桥电路按电压分别不同的多个直流电源的每个设置，是用于从该多个直流电源的每个对负载300供给正向电压和反向电压的电路。控制部20通过控制多个H桥电路，从而产生模拟正弦波。
以下，更具体地进行说明。由于在实施方式1中，设置了2种直流电源(第一直流电源V1、第二直流电源V2)，所以在实施方式1的逆变器200中，设置了2个H桥电路。此外，设为在实施方式1中设计为如下关系：第一直流电源V1的电源电压E1＞第二直流电源V2的电源电压E2。
第一H桥电路是用于从第一直流电源V1对负载300供给正向电压和反向电压的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3以及第二共同开关S4。第1-1开关S11和第1-2开关S12并列设置在第一直流电源V1的高电位侧和负载300之间。第一共同开关S3和第二共同开关S4并列设置在第一直流电源V1的低电位侧和负载300之间。
更具体地说，第1-1开关S11插入将第一直流电源V1的高电位侧端子和负载300的高电位侧端子连接的路径，第1-2开关S12插入将第一直流电源V1的高电位侧端子和负载300的低电位侧端子连接的路径。第一共同开关S3插入将第一直流电源V1的低电位侧端子和负载300的高电位侧端子连接的路径，第二共同开关S4插入将第一直流电源V1的低电位侧端子和负载300的低电位侧端子连接的路径。
第一H桥电路在从第一直流电源V1对负载300施加正向电压的情况下，通过控制部20进行控制，使得第1-1开关S11和第二共同开关S4接通、第1-2开关S12和第一共同开关S3断开。另一方面，在从第一直流电源V1对负载300施加反向电压的情况下，通过控制部20进行控制，使得第1-1开关S11和第二共同开关S4断开、第1-2开关S12和第一共同开关S3接通。
第二H桥电路是用于从第二直流电源V2对负载300供给正向电压和反向电压的电路，包括第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4。第2-1开关S21和第2-2开关S22并列设置在第二直流电源V2的高电位侧和负载300之间。第一共同开关S3和第二共同开关S4并列设置在第二直流电源V2的低电位侧和负载300之间。
由此，在实施方式1中，构成第一H桥电路的第一共同开关S3和第二共同开关S4、构成第二H桥电路的第一共同开关S3和第二共同开关S4被共同化。即，形成第一H桥电路的2条低电位侧路径和形成第二H桥电路的2条低电位侧路径被共同化。
在实施方式1中，通过第一直流电源V1的低电位侧电压和第二直流电源V2的低电位侧电压共同使用规定的固定电压(例如，地电压)，从而能够将两者的低电位侧的布线共同化。由此，能够减少在逆变器200中包含的开关的数目。
由于在第二H桥电路中包含的第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4的详细的连接关系的接通断开动作与在第一H桥电路中包含的第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3以及第二共同开关S4相同，所以省略其说明。
在第1-1开关S11、第1-2开关S12、第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4中，分别能够采用功率MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化半导体场效晶体管)或者IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。
在实施方式1中，通过控制部20控制第一H桥电路和第二H桥电路，从而产生模拟正弦波。更具体地说，通过控制第一H桥电路和第二H桥电路，从而通过时分方式切换对负载300供给的电压。该电压的数目(在本说明书中，也称为层次数目)越多，则能够生成越平滑的正弦波。
在使用2个直流电源和2个H桥电路的逆变器200中，能够生成正负共4种电压(E1、E2、-E2、-E1)。若对负载300施加未供给电压的状态的零电压，则能够生成5种电压。在实施方式1中，不增加直流电源和H桥电路而生成其他的不同的2种电压。因此，共计生成7种电压。
以下，说明其他的2种电压的生成方法。控制部20将形成第一H桥电路的2条低电位侧路径无效且将形成第二H桥电路的2条低电位侧路径无效。即，控制部20进行控制，使得第一共同开关S3和第二共同开关S4断开。此外，将形成第一H桥电路的2条高电位侧路径和形成第二H桥电路的2条高电位侧路径有效。通过以上，形成其他的H桥电路(以下，书写为第一&二H桥电路)。即，第一&二H桥电路是将第一H桥电路的高电位侧的一半和第二H桥电路的高电位侧的一半进行了组合的电路。
该第一&二H桥电路是将第一直流电源V1和第二直流电源V2的电位差对负载300以正向和反向供给的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第2-1开关S21以及第2-2开关S22。
图2表示通过第一&二H桥电路对负载300供给正向电压的状态。图3表示通过第一&二H桥电路对负载300供给反向电压的状态。在图2、3中，用粗线描画的路径是电流流过的路径。
在图2中，控制部20将第1-1开关S11和第2-2开关S22控制为接通、将第1-2开关S12、第2-1开关S21、第一共同开关S3以及第二共同开关S4控制为断开，从而能够将第一直流电源V1和第二直流电源V2的电位差(E1-E2)对负载300以正向供给。
在图3中，控制部20将第1-2开关S12和第2-1开关S21控制为接通、将第1-1开关S11、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4控制为断开，从而能够将第一直流电源V1和第二直流电源V2的电位差(E1-E2)对负载300以反向供给。
如上所述，控制部20使用来自第一直流电源V1的电源电压E1、来自第二直流电源V2的电源电压E2、电源电压E1和电源电压E2的电位差(E1-E2)，生成7种电压，并产生模拟正弦波。
图4是表示通过实施方式1的逆变器200生成的模拟正弦波的图。如上所述，在实施方式1中，能够生成7种电压。控制部20按照零电压、上述电位差(E1-E2)(正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、第一直流电源V1的电压E1(正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、上述电位差(E1-E2)(正)、零电压、上述电位差(E1-E2)(负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、第一直流电源V1的电压E1(负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、上述电位差(E1-E2)(负)、零电压的顺序，切换对负载300供给的电压，从而生成模拟正弦波。
由此，控制部20在交流输出的相位从0至π/2的期间、即1/4周期的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E1-E2)、电压E2、电压E1的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从π/2至π的期间，将输出电压按照电压E1、电压E2、电位差(E1-E2)、零电压的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从π至(3/2)π的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E2-E1)、电压(-E2)、电压(-E1)的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从(3/2)π至2π的期间，将输出电压按照电压(-E1)、电压(-E2)、电位差(E2-E1)、零电压的顺序变化。由此，控制部20产生模拟正弦波。
例如，若将第一直流电源V1的电压E1和第二直流电源V2的电压E2的比设定为3∶2，则能够将第一直流电源V1的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、上述电位差(E1-E2)的比设定为3∶2∶1。由此，通过将各个层次等级之间的差设为一致或者减少，从而能够生成更平滑的模拟正弦波。
图5是表示通过实施方式1的逆变器200生成7种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。层次等级0对应于上述零电压，层次等级1对应于上述电位差(E1-E2)(正)，层次等级2对应于第二直流电源V2的电压E2(正)，层次等级3对应于第一直流电源V1的电压E1(正)，层次等级-1对应于上述电位差(E1-E2)(负)，层次等级-2对应于第二直流电源V2的电压E2(负)，层次等级-3对应于第一直流电源V1的电压E1(负)。如图5所示，控制部20进行第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3、第二共同开关S4、第2-1开关S21以及第2-2开关S22的接通断开控制。
返回到图1，在实施方式1中，在第2-1开关S21和第2-2开关S22中双向流过电流。因此，在第2-1开关S21和第2-2开关S22中，需要采用双向开关元件。例如，使用对应于双向的功率MOSFET或者IGBT。或者，也可以将单向的功率MOSFET或者IGBT串联或者并联排列2个而构成1个双向的开关元件。
在第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3和第二共同开关S4中，仅向一个方向流过电流。因此，第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3和第二共同开关S4能够采用一般的单向开关元件。
双向流过电流的开关对应于在形成第一&二H桥电路的2条低电位侧路径中分别插入的开关(即，在形成第二H桥电路的2条高电位侧路径中分别插入的开关)。即，将在第一直流电源V1和第二直流电源V2中电压低的第二直流电源V2与负载300连接的2条路径中分别插入的第2-1开关S21和第2-2开关S22，在形成第二H桥电路时和形成第一&二H桥电路时，电流的方向变化。
(比较例)
图6是表示应与本发明的实施方式1比较的、比较例的逆变器250的电路结构的图。为了便于说明，在图6中还描画了直流电源部100和负载300，但直流电源部100和负载300并不包含在逆变器250的结构元素中。
逆变器250包括多个开关和控制部25。在第五直流电源V5和负载300之间，包括第5-1开关S51、第5-2开关S52、第5-3开关S53以及第5-4开关S54。在第六直流电源V6和负载300之间，包括第6-1开关S61、第6-2开关S62、第6-3开关S63以及第6-4开关S64。另外，设为在比较例中设计为如下关系：第五直流电源V5的电压E5＜第六直流电源V6的电压E6。
第5-1开关S51和第5-3开关S53形成第一串联电路，该第一串联电路的两个端子分别连接到第五直流电源V5的两个端子。第5-2开关S52和第5-4开关S54形成第二串联电路，该第二串联电路的两个端子与第一串联电路并联地连接到第五直流电源V5的两个端子。
第6-1开关S61和第6-3开关S63形成第三串联电路，该第三串联电路的两个端子分别连接到第六直流电源V6的两个端子。第6-2开关S62和第6-4开关S64形成第四串联电路，该第四串联电路的两个端子与第三串联电路并联地连接到第六直流电源V6的两个端子。
第一串联电路的中点和第三串联电路的中点连接，第二串联电路的中点和负载300的高电位侧端子连接，第四串联电路的中点和负载300的低电位侧端子连接。
在比较例中，控制部25通过控制第5-1开关S51、第5-2开关S52、第5-3开关S53、第5-4开关S54、第6-1开关S61、第6-2开关S62、第6-3开关S63以及第6-4开关S64，从而产生模拟正弦波。
逆变器250根据2个直流电源，能够生成正负共4种电压。若对负载300施加未供给电压的状态的零电压，则能够生成5种电压。在比较例中，通过生成第五直流电源V5和第六直流电源V6串联连接的状态，从而生成其他的不同的2种电压。因此，共计生成7种电压。
图7表示从第五直流电源V5对负载300供给正向电压的状态。图8表示从串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6对负载300供给正向电压的状态。在图7、8中，用粗线描画的路径是电流流过的路径。
在图7中，控制部20将第5-2开关S52、第5-3开关S53、第6-1开关S61以及第6-2开关S62控制为接通、将第5-1开关S51、第5-4开关S54、第6-3开关S63以及第6-4开关S64控制为断开，从而能够从第五直流电源V5对负载300供给正向电压。
在图8中，控制部25将第5-2开关S52、第5-3开关S53、第6-1开关S61以及第6-4开关S64控制为接通、将第5-1开关S51、第5-4开关S54、第6-2开关S62以及第6-3开关S63控制为断开，从而能够从串联连接的第五直流电源V5和第六串联电源V6对负载300供给正向电压。
图9是表示通过比较例的逆变器250生成的模拟正弦波的图。如上所述，在比较例中也能够生成7种电压。控制部25按照零电压、第五直流电源V5的电压E5(正)、第六直流电源V6的电压E6(正)、串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(正)、第六直流电源V6的电压E6(正)、第五直流电源V5的电压E5(正)、零电压、第五直流电源V5的电压E5(负)、第六直流电源V6的电压E6(负)、串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(负)、第六直流电源V6的电压E6(负)、第五直流电源V5的电压E5(负)的顺序，切换对负载300供给的电压，从而生成模拟正弦波。
图10是表示通过比较例的逆变器250生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。层次等级0对应于上述零电压，层次等级1对应于第五直流电源V5的电压E5(正)，层次等级2对应于第六直流电源V6的电压E6(正)，层次等级3对应于串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(正)，层次等级-1对应于第五直流电源V5的电压E5(负)，层次等级-2对应于第六直流电源V6的电压E6(负)，层次等级-3对应于串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(负)。如图10所示，控制部25进行第5-1开关S51、第5-2开关S52、第5-3开关S53、第5-4开关S54、第6-1开关S61、第6-2开关S62、第6-3开关S63以及第6-4开关S64的接通断开控制。
以下，比较图1所示的实施方式1的逆变器200和图6所示的比较例的逆变器250。开关的数目在前者中是6个，在后者中是8个。此外，在各个闭环中电流通过的开关的数目在前者中始终是2个，在后者中始终是4个。此外，2个直流电源在前者中是低电位侧共享，在后者中2个直流电源独立。此外，通过2个直流电源生成的层次等级1的电压，前者是第一直流电源V1和第二直流电源V2的电位差，后者是第五直流电源V5。
以下，基于此，说明本发明的实施方式1的效果。根据实施方式1，能够提高逆变器的电力转换效率。即，由于通过层次控制来生成模拟正弦波，所以与以往的PWM方式相比，能够减少开关次数，能够降低开关损耗。此外，能够获得平滑的交流输出波形而不需要大规模的输出滤波器。
此外，根据实施方式1，与比较例相比，能够减少在各个闭环中电流通过的开关的数目。因此，能够进一步降低电力损耗。此外，与比较例相比，能够减少开关的数目，能够实现电路规模的缩小化和低成本化。
此外，在比较例中，由于使用将2个直流电源串联连接的电路方式，所以不能将2个直流电源的低电位侧(例如，地)共同化。例如，使用具有1个初级线圈、多个次级线圈的变压器，将多个直流电源独立化。相对于此，在实施方式1中，能够将2个直流电源的低电位侧(例如，地)共同化。因此，能够简化电路结构，还能够降低电路规模。当然，也不需要设置上述变压器。
在上述的例子中，基于通过将各个层次等级之间的差设为一致或者减少而生成平滑的模拟正弦波的方针，将第一直流电源V1的电源电压E1和第二直流电源V2的电源电压E2的比设定为3∶2。在实施方式1中，能够在正的区域中生成3种电压(E1-E2、E2、E1)。本发明人为了生成更平滑的模拟正弦波，考察了电源电压E1和电源电压E2的比率。如上所述，E1＞E2。
图11表示根据电源电压E1和电源电压E2的设定比率而形成的层次等级。图11(a)表示在电源电压E1和电源电压E2接近时的阶段波形，图11(b)表示在电源电压E1和电源电压E2的值差得远时的阶段波形。如图11(a)所示，若电源电压E1和电源电压E2过于接近，则在相位0至π/4的期间，离正弦波的偏离量大。另一方面，如图11(b)所示，若电源电压E1和电源电压E2过于远离，则在相位π/4至π/2的期间，离正弦波的偏离量大。根据以上的理由，为了有效地利用差分电压(E1-E2)，优选将电源电压E1和电源电压E2的比率设为最佳化。
图12(a)是将电源电压E1和电源电压E2的比率设为10∶9时的阶段波形，图12(b)是将电源电压E1和电源电压E2的比率设为10∶6时的阶段波形。在相位0至π/2期间来看，图12(a)所示的阶段波形在相位0至π/4期间离正弦波的偏离量大，而图12(b)所示的阶段波形在相位π/4至π/2的期间离正弦波的偏离量大。以下，为了减小离正弦波的偏离量，导出最合适的电源电压之间的比率。
图13是用于说明最佳比率的查找方法的图。这里，在正弦波的相位0至π/2为止的1/4周期中查找最佳解。在实施方式1中，由于在正的区域中生成3种电压(E1-E2、E2、E1)，所以在这个查找方法中，在sin(x)上画上3个点，查找由正弦波、x轴(y＝0)以及x＝π/2包围的面积S1与由画上的3个点产生的阶段波形、x轴(y＝0)以及x＝π/2包围的面积S2最接近的3个点的组合。另外，如图所示，由于阶段波形位于正弦波的内侧，所以必须设为面积S1＞面积S2。这里，在查找3个点的组合之后，适当地校正各个点，进行面积S2接近面积S1的处理。
首先，在0≤y≤1的范围中选择2个值Y1、Y2。接着，将选择出的Y1、Y2、|Y1-Y2|按大小顺序排列，求出对应的x的值。
【数1】
Figure BDA0000139353730000111
(式1)
求出阶段波形的下面的面积S2。
【数2】
S2＝y1(x2-x1)+y2(x3-x2)+y3(π/2-x3)
  ＝y1(sin-1(y2)-sin-1(y1))+y2(sin-1(y3)-sin-1(y2))+y3(π/2-sin-1(y3))     (式2)
接着，求出面积S1和面积S2的差。另外，面积S1是1。
【数3】
E(Y1，Y2)＝1-y1(sin-1(y2)-sin-1(y1))-y2(sin-1(y3)-sin-1(y2))-y3(π/2-sin-1(y3))(式3)
即，最佳解的查找归结于求出使式3的E(Y1，Y2)为极小的(Y1，Y2)的问题。解出这个问题，则成为如下。
(x1，y1)＝(0.289，0.285)
(x2，y2)＝(0.625，0.585)
(x3，y3)＝(1.055，0.870)
由于图13的阶段波形位于正弦波的内侧，所以为了将面积S2接近面积1，通过以下的式4，校正x1、x2、x3。
【数4】
x 3 ← x 3 - x 2 2 , x 2 ← x 2 - x 1 2 , x 1 ← x 1 2 (式4)
通过式4，成为如下。
(x1，y1)＝(0.145，0.285)
(x2，y2)＝(0.457，0.585)
(x3，y3)＝(0.840，0.870)
由此，阶段波形向左偏移。
图14表示校正后的阶段波形。阶段波形的下面的面积S2成为0.948，取非常接近正弦波的面积S1(＝1)的值。通过以上的查找，可导出电源电压E1∶电源电压E2＝0.870∶0.585的最佳比率。即，E1∶E2＝1.49∶1。
因此，通过将电源电压E1和电源电压E2的比率设定为导出的最佳比率，本实施方式的逆变器200能够生成更平滑的模拟正弦波。
图15(a)表示使用设定为最佳比率的电源电压E1和电源电压E2而生成的模拟正弦波。图15(b)表示从第二直流电源V2对负载300供给的电压，图15(c)表示从第一直流电源V1对负载300供给的电压。控制部20在从式4导出的定时x1、x2、x3，控制第一H桥电路和第二H桥电路而切换对负载300供给的电压，从而能够生成图15(a)所示的平滑的模拟正弦波。
图16表示实施方式1的逆变器200的安装电路。通过将第一直流电源V1的电源电压E1设定为74.5V、将第二直流电源V2的电源电压E2设定为50V，从而实现两者的最佳比率。与图1相比，在图16中，第1-1开关S11对应于开关SW0，第1-2开关S12对应于开关SW2，第一共同开关S3对应于开关SW1，第二共同开关S4对应于开关SW3，第2-1开关S21对应于开关SW4、SW5，第2-2开关S22对应于开关SW6、SW7。另外，在图1中，将从左到右的方向设为正向，但为了便于说明，在图16中，将从右到左的方向设为正向。
图17是表示通过图16所示的逆变器200生成4种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。层次等级0对应于零电压，层次等级1对应于电位差(E1-E2)(正)，层次等级2对应于第二直流电源V2的电压E2(正)，层次等级3对应于第一直流电源V1的电压E1(正)。如图17所示，控制部20对开关SW0～SW7进行接通断开控制。
另外，在各个开关SW(功率MOSFET)中，在源极漏极之间存在寄生二极管。在图17中，生成层次等级1时的开关SW7、生成层次等级2时的开关SW4被断开，这是因为经由寄生二极管而流过电流。另外，也可以接通这些开关SW，但为了减少开关损耗，优选将开关SW断开而电流流过寄生二极管。
(实施方式2)
图18是表示本发明的实施方式2的逆变器200的电路结构的图。逆变器200将来自在直流电源部100中包含的多个直流电源的直流电力转换为交流电力。直流电源部100包括电源电压分别不同的第一直流电源V1、第二直流电源V2以及第三直流电源V3。逆变器200包括多个H桥电路和控制部20。控制部20使用来自各个直流电源的电源电压和2个电源电压的电位差，产生模拟正弦波。在实施方式2的逆变器200中，设置了3个H桥电路。此外，设为在实施方式2中设计为如下关系：第一直流电源V1的电源电压E1＞第二直流电源V2的电源电压E2＞第三直流电源V3的电源电压E3。
第一H桥电路和第二H桥电路的结构与实施方式1相同。第三H桥电路是用于从第三直流电源V3对负载300供给正向电压和反向电压的电路，包括第3-1开关S31、第3-2开关S32、第一共同开关S3以及第二共同开关S4。第3-1开关S31和第3-2开关S32并列设置在第三直流电源V3的高电位侧和负载300之间。第一共同开关S3和第二共同开关S4并列设置在第三直流电源V3的低电位侧和负载300之间。
由于在第三H桥电路中包含的第3-1开关S31、第3-2开关S32、第一共同开关S3以及第二共同开关S4的详细的连接关系和接通断开动作与在第一H桥电路中包含的第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3以及第二共同开关S4相同，所以省略其说明。
第3-1开关S31和第3-2开关S32也能够分别采用功率MOSFET或者IGBT。此外，在第3-1开关S31和第3-2开关S32中也双向流过电流。因此，在第3-1开关S31和第3-2开关S32中，也采用双向开关元件。
在实施方式2中，控制部20通过控制第一H桥电路、第二H桥电路以及第三H桥电路，从而产生模拟正弦波。更具体地说，通过控制第一H桥电路、第二H桥电路以及第三H桥电路，从而通过时分方式切换对负载300供给的电压。该电压的数目越多，则能够生成越平滑的正弦波。
在使用3个直流电源和3个H桥电路的逆变器200中，能够生成正负共6种电压(E1、E2、E3、-E3、-E2、-E1)。若对负载300施加未供给电压的状态的零电压，则能够生成7种电压。在实施方式2中，不增加直流电源和H桥电路而生成其他的不同的6种电压。因此，共计生成13种电压。
以下，说明其他的6种电压的生成方法。控制部20将形成第一H桥电路的2条高电位侧路径和形成第二H桥电路的2条高电位侧路径有效、且将形成第一H桥电路的2条低电位侧路径、形成第二H桥电路的2条低电位侧路径以及第三H桥电路的全部路径无效，从而形成第一&二H桥电路。即，第一&二H桥电路是将第一H桥电路的高电位侧的一半和第二H桥电路的高电位侧的一半进行了组合的电路。
该第一&二H桥电路是将第一直流电源V1和第二直流电源V2的电位差对负载300以正向和反向供给的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第2-1开关S21以及第2-2开关S22。
此外，控制部20将形成第一H桥电路的2条高电位侧路径和形成第三H桥电路的2条高电位侧路径有效、且将形成第一H桥电路的2条低电位侧路径、形成第三H桥电路的2条低电位侧路径以及第二H桥电路的全部路径无效，从而形成第一&三H桥电路。即，第一&三H桥电路是将第一H桥电路的高电位侧的一半和第三H桥电路的高电位侧的一半进行了组合的电路。
该第一&三H桥电路是将第一直流电源V1和第三直流电源V3的电位差对负载300以正向和反向供给的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第3-1开关S31以及第3-2开关S32。
此外，控制部20将形成第二H桥电路的2条高电位侧路径和形成第三H桥电路的2条高电位侧路径有效、且将形成第二H桥电路的2条低电位侧路径、形成第三H桥电路的2条低电位侧路径以及第一H桥电路的全部路径无效，从而形成第二&三H桥电路。即，第二&三H桥电路是将第二H桥电路的高电位侧的一半和第三H桥电路的高电位侧的一半进行了组合的电路。
该第二&三H桥电路是将第二直流电源V2和第三直流电源V3的电位差对负载300以正向和反向供给的电路，包括第2-1开关S21、第2-2开关S22、第3-1开关S31以及第3-2开关S32。
图19是表示第一直流电源V1的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、第三直流电源V3的电压E3、第一直流电源V1的电压E1和第二直流电源V2的电压E2的第一电位差(E1-E2)、第一直流电源V1的电压E1和第三直流电源V3的电压E3的第二电位差(E1-E3)、以及第二直流电源V2的电压E2和第三直流电源V3的电压E3的第三电位差(E2-E3)的关系的图。
在图19中，描画了将第一直流电源V1的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、第三直流电源V3的电压E3的比设定为7∶5∶4的例子。此时，第一电位差(E1-E2)、第二电位差(E1-E3)、第三电位差(E2-E3)的比成为2∶3∶1。在整体上，第一直流电源V1的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、第三直流电源V3的电压E3、第二电位差(E1-E3)、第一电位差(E1-E2)、第三电位差(E2-E3)的比成为7∶5∶4∶3∶2∶1。
图20是表示通过实施方式2的逆变器200生成的模拟正弦波的图。如上所述，在实施方式2中能够生成13种电压。控制部20按照零电压、上述第三电位差(E2-E3)(正)、上述第一电位差(E1-E2)(正)、上述第二电位差(E1-E3)(正)、第三直流电源V3的电压E3(正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、第一直流电源V1的电压E1(正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、第三直流电源V3的电压E3(正)、上述第二电位差(E1-E3)(正)、上述第一电位差(E1-E2)(正)、上述第三电位差(E2-E3)(正)、零电压、上述第三电位差(E2-E3)(负)、上述第一电位差(E1-E2)(负)、上述第二电位差(E1-E3)(负)、第三直流电源V3的电压E3(负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、第一直流电源V1的电压E1(负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、第三直流电源V3的电压E3(负)、上述第二电位差(E1-E3)(负)、上述第一电位差(E1-E2)(负)、上述第三电位差(E2-E3)(负)、零电压的顺序，切换对负载300供给的电压，从而生成模拟正弦波。由此，通过增加层次数，能够生成更平滑的模拟正弦波。
如上所述，控制部20通过使用来自第一直流电源V1的电源电压E1、来自第二直流电源V2的电源电压E2、来自第三直流电源V3的电源电压E3、电源电压E1和电源电压E2的第一电位差(E1-E2)、电源电压E1和电源电压E3的第二电位差(E1-E3)、电源电压E2和电源电压E3的第三电位差(E2-E3)，生成13种电压，并产生模拟正弦波。
图21是表示通过实施方式2的逆变器200生成13种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。层次等级0对应于上述零电压，层次等级1对应于上述第三电位差(E2-E3)(正)，层次等级2对应于上述第一电位差(E1-E2)(正)，层次等级3对应于上述第二电位差(E1-E3)(正)，层次等级4对应于第三直流电源V3的电压E3(正)，层次等级5对应于第二直流电源V2的电压E2(正)，层次等级6对应于第一直流电源V1的电压E1(正)，层次等级-1对应于上述第三电位差(E2-E3)(负)，层次等级-2对应于上述第一电位差(E1-E2)(负)，层次等级-3对应于上述第二电位差(E1-E3)(负)，层次等级-4对应于第三直流电源V3的电压E3(负)，层次等级-5对应于第二直流电源V2的电压E2(负)，层次等级-6对应于第一直流电源V1的电压E1(负)。如图21所示，控制部20对第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3、第二共同开关S4、第2-1开关S21、第2-2开关S22、第3-1开关S31以及第3-2开关S32进行接通断开控制。
如上所述，根据本发明的实施方式2，与实施方式1相比，能够生成更平滑的正弦波。即，通过在实施方式1的逆变器200中追加第三直流电源V3和第三H桥电路，从而实施方式2的逆变器200能够对实施方式1的逆变器200增加6个层次数。
在上述的例子中，基于通过将各个层次等级之间的差设为一致或者减少而生成平滑的模拟正弦波的方针，将第一直流电源V1的电源电压E1、第二直流电源V2的电源电压E2、第三直流电源V3的电源电压E3的比设定为7∶5∶4。关于实施方式1，使用图13和图14说明了将电源电压之间的比率设定为最佳的方法，但在直流电源的数目增加的实施方式2中，也能够相同地利用这个查找方法。若使用这个查找方法，则能够导出电源电压E1∶电源电压E2∶电源电压E3＝3∶2.56∶1的最佳比率。此时，与电源电压的最佳比率一同还导出切换电压的定时。
图22(a)表示使用设定为最佳比率的电源电压E1、电源电压E2、电源电压E3而生成的模拟正弦波。图22(b)表示从第三直流电源V3对负载300供给的电压，图22(c)表示从第二直流电源V2对负载300供给的电压，图22(d)表示从第一直流电源V1对负载300供给的电压。通过控制部20控制第一H桥电路、第二H桥电路以及第三H桥电路而切换对负载300供给的电压，从而能够生成如图22(a)所示的平滑的模拟正弦波。
图23是表示实施方式2的逆变器200的安装电路的图。将第一直流电源V1的电源电压E1设定为96V、将第二直流电源V2的电源电压E2设定为82V、将第三直流电源V3的电源电压E3设定为32V，实现3个电源电压的最佳比率。与图18相比，在图23中，第1-1开关S11对应于开关SW0，第1-2开关S12对应于开关SW2，第一共同开关S3对应于开关SW1，第二共同开关S4对应于开关SW3，第2-1开关S21对应于开关SW4、SW5，第2-2开关S22对应于开关SW6、SW7，第3-1开关S31对应于开关SW8、SW9，第3-2开关S32对应于开关SW10、SW11。
图24是表示通过图23所示的逆变器200生成7种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。层次等级0对应于零电压，层次等级1对应于电位差(E1-E2)(正)，层次等级2对应于第三直流电源V3的电压E3(正)，层次等级3对应于电位差(E2-E3)(正)，层次等级4对应于电位差(E1-E3)(正)，层次等级5对应于第二直流电源V2的电压E2(正)，层次等级6对应于第一直流电源V1的电压E1(正)。在3个电源电压设定为最佳比率的情况下，如图24所示，控制部20对开关SW0～SW7进行接通断开控制。
由此，控制部20在交流输出的相位从0至π/2的期间、即1/4周期的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E1-E2)、电压E3、电位差(E2-E3)、电位差(E1-E3)、电压E2、电压E1的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从π/2至π的期间，将输出电压按照电压E1、电压E2、电位差(E1-E3)、电位差(E2-E3)、电压E3、电位差(E1-E2)、零电压的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从π至(3/2)π的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E2-E1)、电压(-E3)、电位差(E3-E2)、电位差(E3-E1)、电压(-E2)、电压(-E1)的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从(3/2)π至2π的期间，将输出电压按照电压(-E1)、电压(-E2)、电位差(E3-E1)、电位差(E3-E2)、电压(-E3)、电位差(E2-E1)、零电压的顺序变化。由此，控制部20产生模拟正弦波。
图25表示图23所示的逆变器200的输出波形的测定结果。输出到负载300的电压成为负载右侧的输出电压(OUTR)和负载左侧的输出电压(OUTL)的差分电压(OUTR-OUTL)。虽然差分电压波形为模拟正弦波，但如图所示，可知在实施方式2中，通过将电源电压E1、E2、E3的比率设定为最佳比率，成为接近正弦波的输出。
在实施方式2中，说明了将在逆变器200中使用的直流电源的数目和H桥电路的数目设定为3个的例子。这一点上，能够将直流电源的数目和H桥电路的数目设定为4个以上。在将直流电源的数目和H桥电路的数目设定为4个的情况下，能够产生21种电压。
以下，一般记载在逆变器200中使用的直流电源的数目和H桥电路的数目、与层次数的关系。即，在使用n(n为2以上的整数)个直流电源的情况下，该逆变器200包括n个H桥电路。控制部20通过n个H桥电路产生(n×2)种电压，且形成
Figure BDA0000139353730000181
个其他的H桥电路，从而产生
Figure BDA0000139353730000182
种电压。在这些(n×2)种电压和
Figure BDA0000139353730000183
种电压上加上零电压，能够产生
Figure BDA0000139353730000184
种电压。在n＝5的情况下，能够产生31种电压，在n＝6的情况下，能够产生43种电压。
图26是包括搭载了实施方式的逆变器200的功率调节器210的太阳光发电系统500的系统结构图。太阳光发电系统500包括太阳电池模块100a、连接箱100b以及功率调节器210。功率调节器210作为将直流电力转换为交流电力的电力转换装置起作用。
太阳电池模块100a包括多个太阳光面板，且设置在建筑物的屋顶等。太阳电池模块100a将太阳光转换为直流电力并输出到连接箱100b。
连接箱100b将来自在太阳电池模块100a中包含的多个太阳光面板的布线集中。连接箱100b将与在实施方式的逆变器200中使用的直流电源的数目对应的多个直流电压提供给功率调节器210。在能够从多个太阳面板直接取得该多个直流电压的情况下，能够原样提供给功率调节器400。在不能从多个太阳面板取得该多个直流电压的全部的情况下，使用升压电路而生成不能直接取得的直流电压。
功率调节器210包括实施方式的逆变器200和滤波器205。逆变器200使用从连接箱100b供给的多个直流电压，生成模拟正弦波。滤波器205将通过逆变器200生成的模拟正弦波进行平滑化。
如上所述，在想要通过逆变器200生成更平滑的正弦波的情况下，需要增加在逆变器200中使用的直流电源的数目和H桥电路的数目。其中，在逆变器200中生成越平滑的正弦波，越能够降低后级的滤波器205的强度。因此，逆变器200的电路规模和滤波器205的电路规模成为折衷的关系。
通过功率调节器210生成的交流电力被提供给负载300。例如，在家庭用的太阳光发电系统500中，通过配电板提供给家庭内的电器设备，或者提供给送电线网。
如以上所说明，通过将实施方式的逆变器200应用于太阳光发电系统500用的功率调节器210中，从而能够构筑能量转换效率高的太阳光发电系统500。
以上，基于若干个实施方式说明了本发明。本领域的技术人员应该理解这样的实施方式是例示，在这些各个结构元素和各个处理步骤的组合中存在各种变形例，且这样的变形例也属于本发明的范围。
在上述的实施方式中，说明了通过增加层次数而将模拟正弦波平滑化的方法。在以下的说明中，说明不增加层次数而将模拟正弦波平滑化的方法。
控制部20产生将构成模拟正弦波的至少一个层次的电压和其相邻的层次的电压设为高电平和低电平的PWM(脉宽调制)信号，并提供给构成逆变器200的各个开关。
图27(a)、(b)是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器200的安装电路，生成了模拟正弦波(不使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。图27(a)表示时间轴数据，图27(b)表示频率轴数据。如上所述，在实施方式2中，使用13种层次等级而生成模拟正弦波。在图27(b)所示的仿真中，成为信号所占的39次的高次谐波失真为4.84％的结果。
图28(a)、(b)是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器200的安装电路，生成了模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。图28(a)表示时间轴数据，图28(b)表示频率轴数据。在图28(b)所示的仿真中，成为信号所占的39次的高次谐波失真为0.11％的结果。由此，可知若是相同的层次数，则使用PWM信号表现各个层次，模拟正弦波会变得更加平滑。
图29是用于说明使用图23所示的实施方式2的逆变器200的安装电路，生成模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下所需的PWM波形数据的图。为了使用13种层次等级而生成模拟正弦波，需要6种PWM波形数据(A-F)。
在模拟正弦波的相位0至π/2为止的期间，将零电压和6种PWM波形数据(A-F)在零电压的使用之后，从PWM波形数据F到PWM波形数据A的顺序切换使用。在相位π/2至π为止的期间，将6种PWM波形数据(A-F)的左右反转，从而从PWM波形数据A’到PWM波形数据F’的顺序切换使用。
在相位π至(3/2)π为止的期间，将6种PWM波形数据(A-F)的上下反转，从而从PWM波形数据F到PWM波形数据A的顺序切换使用。在相位(3/2)π至2π为止的期间，将6种PWM波形数据(A-F)的上下和左右反转，从而从PWM波形数据A’到PWM波形数据F’的顺序切换使用。
在控制部20的外部或者内部中设置了未图示的表，在该表中以构成模拟正弦波的层次为单位保持了PWM波形数据。各个层次的PWM波形数据使用已有的最佳化算法而设计成高频失真最小的波形。
另外，在该表中，也可以仅保持生成模拟正弦波所必须的基本的PWM波形数据，也可以保持生成模拟正弦波所必须的全部PWM波形数据。在图29的例子中，也可以仅保持6种PWM波形数据(A-F)，也可以保持24种PWM波形数据。
控制部20使用在该表中保持的PWM波形数据，生成用于产生模拟正弦波的PWM信号。在该表中只保持有基本的PWM波形数据的情况下，将该PWM波形数据上下/左右反转而生成PWM信号。
图30是在通过图23所示的逆变器200生成7种层次等级时的开关的接通断开状态的图上追加了施加电压的等级的图。如1层次和2层次之间、2层次和3层次之间那样，往返相邻的层次的施加电压之间，从而能够生成PWM信号。另外，在以下的说明中，将如上所述的电压E1书写为高电压HV、将电压E2书写为中电压MV、将电压E3书写为低电位LV。
图31是表示使用图30所示的开关模式，生成了PWM信号的结果的图。另外，图表中的“A”-“F”表示用于生成图29的PWM波形数据(A-F)的开关模式。图表中的“/A”-“/F”是将“A”-“F”的正和负反转的模式。例如，在“2层次”中SW3、SW9在图30中为“O”、在图31中为“E”。在图30的“1层次”中SW0、SW6为“O”。在图31的“2层次”中该SW0、SW6为“/E”。
若关注图31的“2层次”，则在“E”的PWM模式中高电平时SW3、SW9接通、在“E”的PWM模式中低电平时“/E”成为高电平，所以SW0、SW6接通。由此，能够实现图30的“1层次”和“2层次”的往返动作。
接着，说明适合对实施方式2的逆变器200供给的高电压HV、中电压MV以及低电压LV的生成的电源系统100c。
图32是用于说明适合对于实施方式2的逆变器200的电压供给的电源系统100c的图。在电源系统100c中，从直流电源(例如，太阳电池或者锂离子、镍氢、铅等的二次电池)供给一种直流电压。电源系统100c基于该直流电压，生成高电压HV、中电压MV以及低电压LV。电源系统100c包括第一电源装置101(也称为HV电源装置)、第二电源装置102(也称为MV电源装置)以及第三电源装置103(也成为LV电源装置)的3个电源装置。
第一电源装置101、第二电源装置102以及第三电源装置103分别生成高电压HV、中电压MV以及低电压LV，并提供给逆变器200。以下，说明将高电压HV、中电压MV以及低电压LV分别设定为48V、41V以及16V的例子。
第一电源装置101和第二电源装置102由包括升压型DC-DC转换器(也称为升压斩波器)的一般的电源装置构成。关于第三电源装置103的结构在后面叙述。
图33是表示通过逆变器200生成的模拟正弦波的图。在如上所述的本设定例子中，高电压HV∶中电压MV∶低电压LV＝48V∶41V∶16V＝3∶2.56∶1。应维持在低电压LV的节点中，从高电压HV和中电压MV的系统中流入电流(参照图33的斜线部分)。即，若取平均，则成为流入电流＞流出电流的关系。应维持在中电压MV的节点中，从高电压HV的系统流入电流，但为了向应维持地GND和低电压LV的节点流出电流，若在一个周期中取平均，则成为流入电流＜流出电流的关系。
图34是表示第三电源装置103的基本电路结构的图。第三电源装置103包括比较器CP1和升压型DC-DC转换器10。比较器CP1比较从中电压MV的系统流入电流的节点的电压与用于将该节点维持在低电压LV的参照电压Vref。
在图34的电路结构中，比较器CP1由运算放大器构成，在其同相输入端子中施加上述节点的电压，在其反相输入端子中施加参照电压Vref。在该节点的电压超出参照电压Vref时，输出高电平信号，在不超出时，输出低电平信号。
升压型DC-DC转换器10接受在比较器CP1中输入的节点的电压，将该电压升压为比中电压MV高的电压，并施加到中电压MV的系统。升压型DC-DC转换器10在比较器CP1的比较结果，在该节点的电压高于参照电压Vref时将升压功能有效化，在该节点的电压为参照电压Vref以下时将升压功能无效化。在图34的电路结构中，若从比较器CP1输入高电平信号，则升压型DC-DC转换器10的升压功能有效化，若输入低电平信号，则无效化。
通过升压型DC-DC转换器10升压的电压施加到第二电源装置102的输出系统，从而应维持在低电位LV的节点中储存的电荷返回到中电压MV的系统中。因此，需要升压型DC-DC转换器10升压至超出中电压(在本设定例中41V)的电压，并从升压型DC-DC转换器10对第二电源装置102的输出系统流过电流。
图35是表示第三电源装置103的具体电路结构例子的图。第三电源装置103包括比较器CP1、可变电阻器VR、升压型DC-DC转换器10、脉冲产生器11、“与”门12以及光耦合器13。
通过对图35所示的电路结构的电源电压(例如，5V)进行未图示的电阻分割，从而生成对比较器CP1的反相输入端子施加的参照电压Vref。例如，设定为2.5V。低电压LV通过可变电阻器VR而进行电阻分割，并施加到比较器CP1的同相输入端子。可变电阻器VR被电阻分割为在低电压LV为理想值时与参照电压Vref一致。
脉冲产生器11(例如，函数产生器)生成脉冲信号。“与”门12接受通过脉冲产生器11生成的脉冲信号和从比较器CP1输出的比较结果信号(作为使能信号而利用)。
“与”门12在比较器CP1的输出信号为高电平时，直接输出脉冲产生器11的输出信号，在比较器CP1的输出信号为低电平时，输出低电平。“与”门12的输出信号经由光耦合器13而输入到后述的开关元件M1。
由此，“与”门12在上述节点的电压(更严格地说，通过可变电阻器VR分割的低电压VL)高于参照电压Vref时，将脉冲信号提供给开关元件M1，在该节点的电压为参照电压Vref以下时，对开关元件M1供给断开信号(低电平)。
升压型DC-DC转换器10包括电感器L1、二极管D1、开关元件M1、第一电容器C1以及第二电容器C2。电感器L1和二极管D1的串联电路设置在，在电流流入的节点(被控制为维持低电压LV)上连接的输入端子与在流出电流的中电压MV的系统上连接的输出端子之间。
开关元件M1(在图35中，由功率MOSFET构成)设置在，电感器L1和二极管D1的连接点与规定的固定电位(在图35中，地)之间。若在开关元件M1(在图35中，功率MOSFET的栅极端子)中输入脉冲信号，则升压型DC-DC转换器10开始升压动作，若输入断开信号则停止。
第一电容器C1设置在，升压型DC-DC转换器10的输入端子与该固定电位之间，对该输入端子的电压进行平滑化。第二电容器C2设置在，升压型DC-DC转换器10的输出端子与该固定电位之间，对该输出端子的电压进行平滑化。
如以上所说明，第三电源装置103将利用升压型DC-DC转换器的输入侧而流入电流的节点的电压保持一定，且利用其升压功能而将多余的电荷回流到流出源，从而能够抑制多余的功耗的产生。
即，通过对于该节点的电荷的流入而该节点的电位上升，超出参照电位，则比较器的输出反转为有意的电平(在上述的例子中，高电平)。由此，升压型DC-DC转换器启动。即，比较器的输出成为升压型DC-DC转换器的使能信号。
若通过升压型DC-DC转换器的动作开始，升压型DC-DC转换器的输出电压超出所述流出源的电压，则电流流向该流出源，所述节点的电位降低。若该节点的电位低于比较器的参照电位，则升压型DC-DC转换器的动作停止。因此，能够将该节点的电位保持一定。此外，由于在该节点中多余地储存的电荷回流到流出源，所以原理上完全不会产生多余的功耗。
图36是表示应与图34所示的第三电源装置103的电路结构比较的电路结构的图。该比较例的第三电源装置103c也能够将电流流入的节点的电位保持一定。该第三电源装置103c包括比较器CP1c、开关元件M1c以及电阻Rc。
输入到比较器CP1c的电压与图36所示的电路结构相同。比较器CP1c的输出端子连接到开关元件M1c(在图36中，功率MOSFET的栅极端子)的控制端子。开关元件M1c的输入端子(在图36中，功率MOSFET的漏极端子)连接到上述节点，其输出端子(在图36中，功率MOSFET的源极端子)经由电阻Rc而接地。
若在该节点中流入多余的电荷，则开关元件M1c接通，该电荷流入电阻Rc，并作为焦耳热而放出。由此，若比较图36的电路结构和图34的电路结构，则可知前者消耗多余的能量，后者原理上不会产生能量损耗。
此外，在上述的实施方式1、2中，说明了将在逆变器200中包含的全部H桥电路的低电位侧的路径共同化的例子，但未共同化的电路结构也包含在本发明中。此外，将全部H桥电路的低电位侧路径的一部分共同化，将剩余的路径未共同化的电路结构也包含在本发明中。
此外，说明了将实施方式的逆变器200应用于太阳光发电系统500用的功率调节器210的例子，但并不限定于此，也能够应用于瞬低保护装置、无停电电源装置(Uninterruptible Power Supply：UPS)以及其他装置中。
标号说明
100直流电源部、200逆变器、V1第一直流电源、V2第二直流电源、V3第三直流电源、S11第1-1开关、S12第1-2开关、S21第2-1开关、S22第2-2开关、S31第3-1开关、S32第3-2开关、S3第一共同开关、S4第二共同开关、20控制部、100a太阳电池模块、100b连接箱、205滤波器、210功率调节器、300负载、500太阳光发电系统。

Claims (13)

1.一种逆变器，将来自电压分别不同的多个直流电源的直流电力转换为交流电力，其特征在于，
所述逆变器包括产生模拟正弦波的控制部，
所述控制部使用来自各个直流电源的电源电压以及两个电源电压的电位差，产生模拟正弦波。
2.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，
所述控制部使用来自第一直流电源的电源电压E1、来自第二直流电源的电源电压E2、以及电源电压E1和电源电压E2的电位差(E1-E2)，产生模拟正弦波，其中，E1＞E2。
3.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于，
所述控制部在交流输出的1/4周期的期间，将输出电压按照电源电压E1和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压E2、电源电压E1的顺序变化，从而产生模拟正弦波。
4.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于，
所述控制部使用来自第一直流电源的电源电压E1、来自第二直流电源的电源电压E2、来自第三直流电源的电源电压E3、电源电压E1和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压E1和电源电压E3的电位差(E1-E3)、以及电源电压E2和电源电压E3的电位差(E2-E3)，产生模拟正弦波，其中，E1＞E2＞E3。
5.如权利要求4所述的逆变器，其特征在于，
所述控制部在交流输出的1/4周期的期间，将输出电压按照电源电压E1和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压E3、电源电压E2和电源电压E3的电位差(E2-E3)、电源电压E1和电源电压E3的电位差(E1-E3)、电源电压E2、电源电压E1的顺序变化，从而产生模拟正弦波。
6.如权利要求1至5的任一项所述的逆变器，其特征在于，还包括：
多个H桥电路，按多个直流电源分别设置，用于从该多个直流电源的每个向负载供给正向电压和反向电压，
所述控制部通过控制所述多个H桥电路，从而产生模拟正弦波，
所述控制部通过在所述多个直流电源中，将形成用于连接第一直流电源和所述负载的第一H桥电路的两条低电位侧路径设为无效，且将形成用于连接不同于第一直流电源的第二直流电源和所述负载的第二H桥电路的两条低电位侧路径设为无效，且将形成所述第一H桥电路的两条高电位侧路径和形成所述第二H桥电路的两条高电位侧路径设为有效，从而形成与所述多个H桥电路不同的其他的H桥电路。
7.如权利要求6所述的逆变器，其特征在于，
形成所述多个H桥电路的两条低电位侧路径成为共同化。
8.如权利要求6或7所述的逆变器，其特征在于，
在所述第一直流电源的电源电压高于所述第二直流电源的电源电压的情况下，分别插入形成所述其他的H桥电路的两条低电位侧路径中的开关由双向开关元件构成。
9.如权利要求6至8的任一项所述的逆变器，其特征在于，
在使用n个直流电源的情况下，该逆变器包括n个H桥电路，其中，n为2以上的整数，
所述控制部通过所述n个H桥电路而产生n×2种电压，且通过形成
Figure FDA0000139353720000021
个其他的H桥电路而产生
Figure FDA0000139353720000022
种电压。
10.如权利要求1至9的任一项所述的逆变器，其特征在于，
所述控制部产生将构成所述模拟正弦波的至少一个层次的电压和其相邻的层次的电压设为高电平和低电平的PWM(脉宽调制)信号。
11.如权利要求10所述的逆变器，其特征在于，还包括：
表，以构成所述模拟正弦波的层次为单位，保持PWM波形数据，
所述控制部使用在所述表中保持的PWM波形数据，生成用于产生所述模拟正弦波的PWM信号。
12.一种电力转换装置，其特征在于，包括权利要求1至11的任一项所述的逆变器。
13.如权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，还包括：
滤波器，对通过所述逆变器生成的模拟正弦波进行平滑化。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103532421A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 单相在线拓扑可切换型逆变器
CN103532420A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 双三电平在线拓扑可切换型逆变器
CN104348435A (zh) * 2013-07-25 2015-02-11 亚德诺半导体集团 多层次的输出共源共栅级
CN107437889A (zh) * 2016-05-26 2017-12-05 松下知识产权经营株式会社 电力变换电路及电力传送系统

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2296244B1 (de) * 2009-08-06 2015-02-18 SMA Solar Technology AG Verfahren und Schaltungsanordnung zum Verbinden mindestens eines Strings einer Photovoltaikanlage mit einem Wechselrichter
FR2977986B1 (fr) 2011-07-13 2014-04-25 Commissariat Energie Atomique Batterie avec architecture en briques disposees en serie ou en parallele
US11901810B2 (en) 2011-05-08 2024-02-13 Koolbridge Solar, Inc. Adaptive electrical power distribution panel
US11460488B2 (en) 2017-08-14 2022-10-04 Koolbridge Solar, Inc. AC electrical power measurements
US8937822B2 (en) 2011-05-08 2015-01-20 Paul Wilkinson Dent Solar energy conversion and utilization system
FR2976724B1 (fr) * 2011-06-16 2013-07-12 Nanotec Solution Dispositif pour generer une difference de tension alternative entre des potentiels de reference de systemes electroniques.
JP2014171272A (ja) * 2011-06-30 2014-09-18 Sanyo Electric Co Ltd インバータおよびそれを搭載した電力変換装置
JP2013017262A (ja) * 2011-06-30 2013-01-24 Sanyo Electric Co Ltd インバータおよびそれを搭載した電力変換装置
JP2014171271A (ja) * 2011-06-30 2014-09-18 Sanyo Electric Co Ltd インバータおよびそれを搭載した電力変換装置
JP2014180066A (ja) 2011-06-30 2014-09-25 Sanyo Electric Co Ltd インバータ
KR101350532B1 (ko) * 2012-06-29 2014-01-15 전남대학교산학협력단 멀티 레벨 컨버터, 이를 갖는 인버터 및 이를 갖는 태양광 전원 공급 장치
DE102013212012A1 (de) * 2013-06-25 2015-01-08 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Mehr-Ebenen-Parallel Umrichter Kaskade
US9819304B2 (en) * 2014-01-21 2017-11-14 Aiguo Feng Portable solar panel system and method
US10386962B1 (en) 2015-08-03 2019-08-20 Apple Inc. Reducing touch node electrode coupling
CN114779956A (zh) 2016-07-29 2022-07-22 苹果公司 具有多电源域芯片配置的触摸传感器面板
WO2019067268A1 (en) 2017-09-29 2019-04-04 Apple Inc. MULTIMODAL TOUCH CONTROL DEVICE
US10990221B2 (en) 2017-09-29 2021-04-27 Apple Inc. Multi-power domain touch sensing
CN107872160A (zh) * 2017-12-12 2018-04-03 江苏恒茂再生能源有限公司 一种特殊的废白土处理设备电源控制结构
US11016616B2 (en) 2018-09-28 2021-05-25 Apple Inc. Multi-domain touch sensing with touch and display circuitry operable in guarded power domain
KR20210112542A (ko) * 2020-03-05 2021-09-15 엘지전자 주식회사 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
WO2022137117A1 (en) * 2020-12-21 2022-06-30 Phase Motion Control S.P.A. Battery pack comprising one or more electrochemical cells and a plurality of electronic control boards

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1042576A (ja) * 1996-07-25 1998-02-13 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換装置
JP2002359928A (ja) * 2001-03-30 2002-12-13 Mitsubishi Electric Corp 電圧変動補償装置
JP2004007941A (ja) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2006025518A (ja) * 2004-07-07 2006-01-26 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置、及びこれを搭載した２電源系車両

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5996876A (ja) 1982-11-25 1984-06-04 Daihen Corp インバ−タ装置
JPH0757097B2 (ja) * 1985-05-10 1995-06-14 株式会社日立製作所 多重化電流形インバ−タ装置
JPH1189242A (ja) 1997-09-08 1999-03-30 Yaskawa Electric Corp 電力変換装置
EP1615325B1 (en) 2004-07-07 2015-04-22 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion and vehicle
JP4520325B2 (ja) * 2005-02-25 2010-08-04 三菱電機株式会社 電力変換装置
US7719865B2 (en) 2005-02-25 2010-05-18 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion apparatus
JP4815996B2 (ja) * 2005-10-25 2011-11-16 三菱電機株式会社 電力変換装置
US7986538B2 (en) * 2008-06-03 2011-07-26 Hamilton Sundstrand Corporation Midpoint current and voltage regulation of a multi-level converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1042576A (ja) * 1996-07-25 1998-02-13 Matsushita Electric Works Ltd 電力変換装置
JP2002359928A (ja) * 2001-03-30 2002-12-13 Mitsubishi Electric Corp 電圧変動補償装置
JP2004007941A (ja) * 2002-04-05 2004-01-08 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2006025518A (ja) * 2004-07-07 2006-01-26 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置、及びこれを搭載した２電源系車両

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104348435A (zh) * 2013-07-25 2015-02-11 亚德诺半导体集团 多层次的输出共源共栅级
US9960760B2 (en) 2013-07-25 2018-05-01 Analog Devices Global Multi-level output cascode power stage
CN104348435B (zh) * 2013-07-25 2018-12-14 亚德诺半导体集团 功率级、放大器系统、方法以及多电平的输出功率级
CN103532421A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 单相在线拓扑可切换型逆变器
CN103532420A (zh) * 2013-10-31 2014-01-22 哈尔滨工业大学 双三电平在线拓扑可切换型逆变器
CN107437889A (zh) * 2016-05-26 2017-12-05 松下知识产权经营株式会社 电力变换电路及电力传送系统
CN107437889B (zh) * 2016-05-26 2020-06-12 松下知识产权经营株式会社 电力变换电路及电力传送系统

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