CN112701937B - 一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其步骤如下：搭建偏磁校正电路；将直流开关稳压电源的逆变桥输出的原边电压和原边电流分别接入到偏磁校正电路的输入端，将逆变桥中IGBT模块的驱动信号与偏磁校正电路处理后的信号相与得到新的驱动信号；将新的驱动信号通过控制电路传送至驱动电路，驱动电路根据新的驱动信号驱动逆变桥；偏磁校正电路实时检测脉冲宽度修正信号，减少相应开关管的导通时间和占空比；脉冲宽度修正信号的值为0，逆变桥经过输出端整流滤波电路输出的直流信号中直流偏磁消失。本发明可以自动抑制变换器主变压器产生的直流偏磁，对改善电源系统可靠性具有重要现实意义，具有可推广性，效益显著。

Description

一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法
技术领域
本发明涉及电力电子电力变换的技术领域，尤其涉及一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，主要用于各种功率等级的DC/DC电源。
背景技术
变换器主变压器偏磁的起因与危害：主变压器的铁心偏磁是由于正、反两个方向的伏--秒面积不等所造成的。引起正、反两方向伏--秒面积不等的具体原因有：功率管开关速度的差异，功率管通态压降不同，各路信号传输延迟不同。变换器主变压器产生直流偏磁，直流分量加于总电阻很小的原边回路会产生很大的单方向的直流偏磁电流，从而造成桥臂的电流不平衡。直流偏磁引起激磁电流增加。直流偏磁会使主变和功率管的功耗增大，主变的机械噪声加剧，严重时还会损坏功率管。
传统抑制偏磁的方法：有效地控制主变直流偏磁，对变换器可靠性是至关重要。通常有二种方法。
第一种：对于频率较低，功率较小的变换器，由于变压器绕组的阻值较高，自平衡能力较强，可以采用增加铁心截面或使铁心保留一定气隙，并适当加大功率器件的容量，使偏磁的危害得到抑制或缓解。然而对于大功率高频变换器，这些措施不但经济上不合算，而且很难奏效。
第二种：最普通也是最简单的方法是在变压器的初级回路串联电容器，消除直流偏磁，但是，电容器要流过全部原边电流，高频大功率时损耗大，电容体积和重量也大，价格也高。由于正、反两个方向电压幅值不等而引起的偏磁，串入电容能完全消除，但正、反两方向脉冲宽度不同而引起的偏磁，串入电容后，虽受到很大抑制，但并不能完全消除。
发明内容
针对变换器主变压器产生直流偏磁，直流分量加于总电阻很小的原边回路会产生很大的单方向的直流偏磁电流，而造成桥臂的电流不平衡，且引起激磁电流增加；直流偏磁会使主变压器和功率管的功耗增大，主变压器的机械噪声加剧，严重时还会损坏功率管的技术问题，本发明提出一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，自动抑制变换器主变压器产生的直流偏磁。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其步骤如下：
步骤一：搭建偏磁校正电路；
步骤二：将直流开关稳压电源的逆变桥输出的原边电压和原边电流分别接入到偏磁校正电路的输入端，将逆变桥中IGBT模块的驱动信号与偏磁校正电路处理后的信号相与得到新的驱动信号；
步骤三：将新的驱动信号通过控制电路传送至驱动电路，驱动电路根据新的驱动信号驱动逆变桥；
步骤四：偏磁校正电路实时检测脉冲宽度修正信号并判断正半周电流和负半周电流的大小，若正半周电流大于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿前移，减少IGBT模块相应开关管正半周电流的导通时间，从而减少正半周电流的占空比；若正半周电流小于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿后移，减少IGBT模块相应开关管负半周电流的导通时间，从而减少负半周电流的占空比；
步骤五：脉冲宽度修正信号的值为0时，逆变桥按照最初始的占空比工作。
所述逆变桥的输入端与输入端滤波器相连接，输入端滤波器与三相全桥整流电路相连接，三相全桥整流电路与输入EMI滤波器相连接，输入EMI滤波器与三相交流输入信号相连接，三相交流输入信号为三相380V/50Hz；所述偏磁校正电路分别与逆变桥、控制电路相连接，控制电路与驱动电路相连接，驱动电路与逆变桥相连接，逆变桥与输出端整流滤波电路相连接，输出端整流滤波电路得到直流输出信号。
所述偏磁校正电路包括第一反相器、第二反相器、第一跟随器、第二跟随器、第一求和积分电路、第二求和积分电路、第一窗口比较器、第二窗口比较器、第一高速光耦和第二高速光耦，原边电流分别与第一反相器和第二反相器相连接，第一反相器与第一跟随器相连接，第二反相器与第二跟随器相连接，第一跟随器和第二跟随器均与第一求和积分电路相连接，第一求和积分电路和原边电压均与第二求和积分电路相连接，第二求和积分电路输出脉冲宽度修正信号；所述第二求和积分电路分别与第一窗口比较器和第二窗口比较器相连接，第一窗口比较器与第一高速光耦相连接，第一高速光耦和一个开关管的驱动信号均与第一与门电路相连接，第一与门电路输出一个新的驱动信号；第二窗口比较器与第二高速光耦相连接，第二高速光耦和另一开关管的驱动信号均与第二与门电路相连接，第二与门电路输出另一个新的驱动信号。
所述原边电流分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极相连接；所述第一反相器包括运算放大器U1D，运算放大器U1D的同相输入端与电阻R5相连接，电阻R5接地，运算放大器U1D的反相输入端与电阻R1相连接，电阻R1与二极管D1的负极相连接，运算放大器U1D的反相输入端通过电阻R3与运算放大器U1D的输出端相连接，运算放大器U1D的输出端与第一跟随器相连接；所述第二反相器包括运算放大器U1B，运算放大器U1B的同相输入端通过电阻R6接地，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R2与二极管D2的正极相连接，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R4与运算放大器U1B的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端与第二跟随器相连接。
所述第一跟随器包括运算放大器U1C，运算放大器U1C的同相输入端分别与电阻R7和电容C1相连接，电阻R7与第一反相器的运算放大器U1D的输出端相连接，电容C1接地，运算放大器U1C的反相输入端与输出端相连接；所述第二跟随器包括运算放大器U2B，运算放大器U2B的同相输入端分别与电阻R8和电容C2相连接，电阻R8与第二反相器的运算放大器U1B的输出端相连接，电容C2接地，运算放大器U2B的反相输入端与输出端相连接，运算放大器U1C的输出端和运算放大器U2B的输出端均与第一求和积分电路相连接。
所述第一求和积分电路包括运算放大器U2C，运算放大器U2C的同相输入端通过电阻R10与地相连接，运算放大器U2C的反相输入端分别与电阻R9、电阻R18和电容C3相连接，电阻R9与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R18与运算放大器U2B的输出端相连接，电容C3与运算放大器U2C的输出端相连接；所述第二求和积分电路包括运算放大器U2D，运算放大器U2D的同相输入端通过电阻R12与地相连接，运算放大器U2D的反相输入端分别与电阻R11、电阻R21和电容C4相连接，电阻R11与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R21分别电阻R22和电阻R20相连接，电阻R22接地，电阻R20与原边电压相连接，电容C4与运算放大器U2D的输出端相连接，运算放大器U2D的输出端输出脉冲宽度修正信号Vd1。
所述脉冲宽度修正信号Vd1与电阻R13相连接，电阻R13分别与第一窗口比较器和第二窗口比较器相连接，所述第一窗口比较器包括运算放大器U3B，运算放大器U3B的同相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的反相输入端与可调电阻R23的中间端相连接，可调电阻R23的两端分别与地和电源+Vcc相连接，运算放大器U3B的输出端分别与电阻R14和第一高速光耦相连接，电阻R14与电源+Vcc相连接；所述第二窗口比较器包括运算放大器U3C，运算放大器U3C的反相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的同相输入端与可调电阻R24的中间端相连接，可调电阻R24的两端分别与地和电源-Vcc相连接，运算放大器U3C的输出端分别与电阻R15和第二高速光耦相连接，电阻R15与电源-Vcc相连接。
所述第一高速光耦包括高速光耦U5，高速光耦U5的第一引脚与运算放大器U3B的输出端相连接，高速光耦U5的第二引脚与接地，高速光耦U5的第六引脚连接电源+Vcc，高速光耦U5的第五引脚与第二高速光耦相连接，高速光耦U5的第四引脚分别与电阻R16和第一与门电路的与门U4A的一个输入端相连接，与门U4A的另一输入端与一个开关管的驱动信号相连，与门U4A的输出端输出一个新的驱动信号；所述第二高速光耦包括高速光耦U6，高速光耦U6的第一引脚与运算放大器U3C的输出端相连接，高速光耦U6的第二引脚与接地，高速光耦U6的第六引脚连接电源-Vcc，高速光耦U6的第五引脚与高速光耦U5的第五引脚相连接，高速光耦U6的第四引脚分别与电阻R17和第二与门电路的与门U4B的一个输入端相连接，与门U4B的另一输入端与另一个开关管的驱动信号相连，与门U4B的输出端输出另一个新的驱动信号。
与现有技术相比，本发明的有益效果：结构简单、实现方便，极易在开关电源系统设计上使用，且带来优良的控制效果；对改善电源系统可靠性具有重要现实意义，通过实验和在大功率直流开关电源设计中的实际应用，显示出了良好的应用效果，效益显著，具有可推广性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的原理框图。
图2为本发明主电路的电路拓扑结构。
图3为本发明的偏磁校正电路的电路图。
图4为本发明的图3中驱动信号和输出电压的波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其步骤如下：
步骤一：搭建偏磁校正电路。
如图3所示，所述偏磁校正电路包括第一反相器、第二反相器、第一跟随器、第二跟随器、第一求和积分电路、第二求和积分电路、第一窗口比较器、第二窗口比较器、第一高速光耦和第二高速光耦，原边电流分别与第一反相器和第二反相器相连接，第一反相器与第一跟随器相连接，第二反相器与第二跟随器相连接，第一跟随器和第二跟随器均与第一求和积分电路相连接，第一求和积分电路和原边电压均与第二求和积分电路相连接，第二求和积分电路输出脉冲宽度修正信号；所述第二求和积分电路分别与第一窗口比较器和第二窗口比较器相连接，第一窗口比较器与第一高速光耦相连接，第一高速光耦和一个开关管的驱动信号均与第一与门电路相连接，第一与门电路输出一个新的驱动信号；第二窗口比较器与第二高速光耦相连接，第二高速光耦和另一开关管的驱动信号均与第二与门电路相连接，第二与门电路输出另一个新的驱动信号。
所述原边电流ip分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极相连接，原边电流由二极管D1和二极管D2分别检测正、负值。不同组的IGBT模块的VT1, VT4或者VT2, VT3开关管得到一个交流电流，再通过互感器得到ip交流信号。开关管VT1、VT4G关断，开关管VT2、VT3导通，电流经过VT3、电感Lr、TV2构成回路，原边电流ip为正；开关管VT2、VT3关断开关管，VT1、VT4导通，电流经过VT1、Lr、VT4构成回路，原边电流ip为负。当原边电流ip为正值时通过二极管D1进入第一反相器，当原边电流ip为负值时通过二极管D2进入第二反相器；所述第一反相器包括运算放大器U1D，运算放大器U1D的同相输入端与电阻R5相连接，电阻R5接地，运算放大器U1D的反相输入端与电阻R1相连接，电阻R1与二极管D1的负极相连接，运算放大器U1D的反相输入端通过电阻R3与运算放大器U1D的输出端相连接，运算放大器U1D的输出端与第一跟随器相连接；放大倍数是电阻R1、R5、R3的比值，典型的反相放大器实现采样电压的反相。所述第二反相器包括运算放大器U1B，运算放大器U1B的同相输入端通过电阻R6接地，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R2与二极管D2的正极相连接，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R4与运算放大器U1B的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端与第二跟随器相连接。第一反相器和第二反相器分别将采样电压反相。
所述第一跟随器包括运算放大器U1C，运算放大器U1C的同相输入端分别与电阻R7和电容C1相连接，电阻R7与第一反相器的运算放大器U1D的输出端相连接，电容C1接地，运算放大器U1C的反相输入端与输出端相连接。所述第二跟随器包括运算放大器U2B，运算放大器U2B的同相输入端分别与电阻R8和电容C2相连接，电阻R8与第二反相器的运算放大器U1B的输出端相连接，电容C2接地，运算放大器U2B的反相输入端与输出端相连接，运算放大器U1C的输出端和运算放大器U2B的输出端均与第一求和积分电路相连接。由电阻R7、电容C1或者电阻R8、电容C2取幅值(τ=RC＞＞T)，即电容的充电时间τ远远大于它的周期T。
所述第一求和积分电路包括运算放大器U2C，运算放大器U2C的同相输入端通过电阻R10与地相连接，运算放大器U2C的反相输入端分别与电阻R9、电阻R18和电容C3相连接，电阻R9与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R18与运算放大器U2B的输出端相连接，电容C3与运算放大器U2C的输出端相连接；第一求和积分电路是典型的求和积分电路。所述第二求和积分电路包括运算放大器U2D，运算放大器U2D的同相输入端通过电阻R12与地相连接，运算放大器U2D的反相输入端分别与电阻R11、电阻R21和电容C4相连接，电阻R11与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R21分别电阻R22和电阻R20相连接，电阻R22接地，电阻R20与原边电压相连接，电容C4与运算放大器U2D的输出端相连接，运算放大器U2D的输出端输出脉冲宽度修正信号Vd1。第二求和积分电路是典型的求和积分电路。正、负幅值再由第一求和积分电路的运算放大器U2C求和再积分。运算放大器U2C输出即为直流偏磁的误差电压Vd，由于变换器A、B两端的原边电压Uab为准矩形波，所以，运算放大器U2D的输出为梯形波。
所述脉冲宽度修正信号Vd1与电阻R13相连接，电阻R13分别与第一窗口比较器和第二窗口比较器相连接，电阻R13的作用是限流。所述第一窗口比较器包括运算放大器U3B，运算放大器U3B的同相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的反相输入端与可调电阻R23的中间端相连接，可调电阻R23的两端分别与地和电源+Vcc相连接，运算放大器U3B的输出端分别与电阻R14和第一高速光耦相连接，电阻R14与电源+Vcc相连接；所述第二窗口比较器包括运算放大器U3C，运算放大器U3C的反相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的同相输入端与可调电阻R24的中间端相连接，可调电阻R24的两端分别与地和电源-Vcc相连接，运算放大器U3C的输出端分别与电阻R15和第二高速光耦相连接，电阻R15与电源-Vcc相连接。由于误差电压Vd为直流电压，所以使运算放大器U2D输出的梯形波向上或向下平移。运算放大器U2D输出形波与第一窗口比较器或第二窗口比较器比较，产生一脉冲宽度修正信号Vd1。可调电阻R23和可调电阻R24为上下限基准电阻，实现的功能是分压；电阻R14与电阻R15均为上拉电阻，实现的功能是供电。
所述第一高速光耦包括高速光耦U5，高速光耦U5的第一引脚与运算放大器U3B的输出端相连接，高速光耦U5的第二引脚与接地，高速光耦U5的第六引脚连接电源+Vcc，高速光耦U5的第五引脚与第二高速光耦相连接，高速光耦U5的第四引脚分别与电阻R16和第一与门电路的与门U4A的一个输入端相连接，与门U4A的另一输入端与一个开关管的驱动信号相连，与门U4A的输出端输出一个新的驱动信号；所述第二高速光耦包括高速光耦U6，高速光耦U6的第一引脚与运算放大器U3C的输出端相连接，高速光耦U6的第二引脚与接地，高速光耦U6的第六引脚连接电源-Vcc，高速光耦U6的第五引脚与高速光耦U5的第五引脚相连接，高速光耦U6的第四引脚分别与电阻R17和第二与门电路的与门U4B的一个输入端相连接，与门U4B的另一输入端与另一个开关管的驱动信号相连，与门U4B的输出端输出另一个新的驱动信号。高速光耦U5和高速光耦U6的1脚为阳极，2脚为阴极，4脚为开路集电极输出，5脚为接地，6脚为供电端。电阻R16与电阻R17均为上拉电阻，实现的功能是供电。
脉冲宽度修正信号Vd1经第一高速光耦或第二高速光耦反相输出，由与门U4A或与门U4B修正驱动信号Ug1或Ug3的后沿，得到新的输出驱动信号Uo1或Uo3，而驱动信号Ug2和Ug4不变，从而消除了直流偏磁，使误差电压Vd为零。
偏磁校正电路通过检测主回路的原边电流，经过运算放大器的放大，求和积分等转换变换之后得到一个电压信号。
步骤二：将直流开关稳压电源的逆变桥输出的原边电压和原边电流分别接入到偏磁校正电路的输入端，将逆变桥中IGBT模块的驱动信号与偏磁校正电路处理后的信号相与得到新的驱动信号。
本发明可以进行多种AC/DC-DC直流开关稳压电源的设计，成功应用于工程化产品设计，取得良好的设计效果。由于控制思想完全一致，在此，取AC/DC-DC直流开关稳压电源设计的一例说明。
DC28V/600A的AC/DC-DC直流开关稳压电源设计要求如下：输入电压：三相380V±20%/50Hz；额定输出电压：DC28V；额定输出电流：600A；启动电流达3000A。DC28V/300A的AC/DC-DC直流开关稳压电源的的技术方案原理框图如图1所示，逆变桥的输入端与输入端滤波器相连接，输入端滤波器与三相全桥整流电路相连接，三相全桥整流电路与输入EMI滤波器相连接，输入EMI滤波器与三相交流输入信号相连接，三相交流输入信号为三相380V/50Hz；所述偏磁校正电路分别与逆变桥、控制电路相连接，控制电路与驱动电路相连接，驱动电路与逆变桥相连接，逆变桥与输出端整流滤波电路相连接，输出端整流滤波电路得到直流输出信号。
DC28V/600A的AC/DC-DC直流开关稳压电源的主电路拓朴结构如图2所示，逆变桥采用全桥移相控制方式，开关管VT1～VT4为IGBT模块的主要部分，开关管VT1～VT4桥式连接。在实际电源的设计中采用3只变压器，输出绕组有4组，图2中仅画出了一组。逆变桥的主电路的IGBT模块包括开关管VT1～VT4，开关管VT1和开关管VT3串联连接，开关管VT2和开关管VT4串联连接，开关管VT1和开关管VT3串联之后的支路与开关管VT2和开关管VT4串联之后的支路并联连接且与电阻RD并联连接，电阻RD与电容CD并联连接，三相交流输入电压的每相电压的两端分别通过二极管与电容CD的两端相连接，电阻RD为放电电阻，电容CD为滤波电容。开关管VT1和开关管VT3的中点与电感Lr相连接，电感Lr与原边线圈串联连接，原边线圈与开关管VT1和开关管VT3的中点相连接，电感Lr是变压器原边漏感。原边线圈与副边线圈相耦合，副边线圈的两端分别与二极管VD5和二极管VD6相连接，二极管VD5和二极管VD6并联连接，副边线圈的中点分别与滤波电容Cf和负载RL相连接，滤波电容Cf和负载RL并连接后与滤波电感Lf相连接，滤波电感Lf分别与二极管VD5和二极管VD6相连接。开关管VT1～VT4的驱动信号分别是Ug1-Ug4。原边线圈上流过的电流为原边电流ip，原边线圈和电感Lr两端即开关管VT1和开关管VT3的中点与开关管VT2和开关管VT4中点之间的电压为原边电压Uab。
步骤三：将新的驱动信号通过控制电路传送至驱动电路，驱动电路根据新的驱动信号驱动逆变桥，增加或者减小占空比。
步骤四：偏磁校正电路实时检测脉冲宽度修正信号并判断正半周电流和负半周电流的大小，若正半周电流大于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿前移，减少IGBT模块相应开关管正半周电流的导通时间，从而减少正半周电流的占空比；若正半周电流小于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿后移，减少IGBT模块相应开关管负半周电流的导通时间，从而减少负半周电流的占空比；
假设发生直流偏磁即脉冲宽度修正信号Vd1≠0，开关管正半周电流大于负半周电流，即：开关管VT1、VT4的导通其间电流大于开关管VT3、VT2导通其间电流，IGBT驱动信号Ug1，Ug2，Ug3，Ug4，脉冲宽度修正信号Vd1，分别是高速光耦U6的输出信号Vo1和驱动信号Ug1相与的结果得到新的驱动信号Uo3，高速光耦U5的输出信号Vo3和驱动信号Ug3相与的结果得到新的驱动信号Uo1的有关波形如图4所示。误差电压Vd、脉冲宽度修正信号Vd1、输出的驱动信号Uo1、Uo3；+V、-V分别为窗口比较器U3B、U3C的基准电压（+Vcc、-Vcc）。可见，新的驱动信号Uo1比原驱动信号Ug1的导通时间小，而驱动信号Uo3和驱动信号Ug3一样，驱动信号Ug2、Ug4没有调整。由于驱动信号Uo1后沿向前移动，即半周占空比变小，使正半周电流减小，最终使直流偏磁消失即脉冲宽度修正信号Vd1=0。该设计电路还有一个特点：哪个半周电流大就减小其占空比。
步骤五：脉冲宽度修正信号的值为0，逆变桥按照最初设置的占空比来工作。
主回路的原边电流经过处理之后得到一个电压Vd与电感Lr和主绕组之间的电压Uab，经过处理得到脉冲宽度修正信号即电压Vd1，再经过修正与原来的驱动信号相与得到一个全新的驱动信号，来改变占空比，从而消除直流偏磁。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，其步骤如下：
步骤一：搭建偏磁校正电路；
步骤二：将直流开关稳压电源的逆变桥输出的原边电压和原边电流分别接入到偏磁校正电路的输入端，将逆变桥中IGBT模块的驱动信号与偏磁校正电路处理后的信号相与得到新的驱动信号；
步骤三：将新的驱动信号通过控制电路传送至驱动电路，驱动电路根据新的驱动信号驱动逆变桥；
步骤四：偏磁校正电路实时检测脉冲宽度修正信号并判断正半周电流和负半周电流的大小，若正半周电流大于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿前移，减少IGBT模块相应开关管正半周电流的导通时间，从而减少正半周电流的占空比；若正半周电流小于负半周电流，偏磁校正电路使新的驱动信号的后沿后移，减少IGBT模块相应开关管负半周电流的导通时间，从而减少负半周电流的占空比；
步骤五：脉冲宽度修正信号的值为0时，逆变桥按照最初始的占空比工作；
所述偏磁校正电路包括第一反相器、第二反相器、第一跟随器、第二跟随器、第一求和积分电路、第二求和积分电路、第一窗口比较器、第二窗口比较器、第一高速光耦和第二高速光耦，原边电流分别与第一反相器的输入端和第二反相器的输入端相连接，第一反相器的输出端与第一跟随器的输入端相连接，第二反相器的输出端与第二跟随器的输入端相连接，第一跟随器和第二跟随器的输出端均与第一求和积分电路的输入端相连接，第一求和积分电路的输出端和原边电压均与第二求和积分电路的输入端相连接，第二求和积分电路输出脉冲宽度修正信号；所述第二求和积分电路的输出端分别与第一窗口比较器的输入端和第二窗口比较器的输入端相连接，第一窗口比较器的输出端与第一高速光耦的输入端相连接，第一高速光耦的输出端和一个开关管的驱动信号均与第一与门电路相连接，第一与门电路输出一个新的驱动信号；第二窗口比较器的输出端与第二高速光耦的输入端相连接，第二高速光耦的输出端和另一开关管的驱动信号均与第二与门电路相连接，第二与门电路输出另一个新的驱动信号；
所述原边电流分别与二极管D1的正极和二极管D2的负极相连接；二极管D1的负极与第一反相器的输入端相连接，二极管D2的正极与第二反相器的输入端相连接；
所述脉冲宽度修正信号Vd1与电阻R13的一端相连接，电阻R13的另一端分别与第一窗口比较器和第二窗口比较器的输入端相连接，所述第一窗口比较器包括运算放大器U3B，运算放大器U3B的同相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的反相输入端与可调电阻R23的中间端相连接，可调电阻R23的两端分别与地和电源+Vcc相连接，运算放大器U3B的输出端分别与电阻R14和第一高速光耦相连接，电阻R14与电源+Vcc相连接；所述第二窗口比较器包括运算放大器U3C，运算放大器U3C的反相输入端与电阻R13相连接，运算放大器U3B的同相输入端与可调电阻R24的中间端相连接，可调电阻R24的两端分别与地和电源-Vcc相连接，运算放大器U3C的输出端分别与电阻R15和第二高速光耦相连接，电阻R15与电源-Vcc相连接。
2.根据权利要求1所述的直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，所述逆变桥的输入端与输入端滤波器相连接，输入端滤波器与三相全桥整流电路相连接，三相全桥整流电路与输入EMI滤波器相连接，输入EMI滤波器与三相交流输入信号相连接，三相交流输入信号为三相380V/50Hz；所述偏磁校正电路分别与逆变桥、控制电路相连接，控制电路与驱动电路相连接，驱动电路与逆变桥相连接，逆变桥与输出端整流滤波电路相连接，输出端整流滤波电路得到直流输出信号。
3.根据权利要求1或2所述的直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，所述第一反相器包括运算放大器U1D，运算放大器U1D的同相输入端与电阻R5相连接，电阻R5接地，运算放大器U1D的反相输入端与电阻R1相连接，电阻R1与二极管D1的负极相连接，运算放大器U1D的反相输入端通过电阻R3与运算放大器U1D的输出端相连接，运算放大器U1D的输出端与第一跟随器相连接；所述第二反相器包括运算放大器U1B，运算放大器U1B的同相输入端通过电阻R6接地，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R2与二极管D2的正极相连接，运算放大器U1B的反相输入端通过电阻R4与运算放大器U1B的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端与第二跟随器相连接。
4.根据权利要求3所述的直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，所述第一跟随器包括运算放大器U1C，运算放大器U1C的同相输入端分别与电阻R7和电容C1相连接，电阻R7与第一反相器的运算放大器U1D的输出端相连接，电容C1接地，运算放大器U1C的反相输入端与输出端相连接；所述第二跟随器包括运算放大器U2B，运算放大器U2B的同相输入端分别与电阻R8和电容C2相连接，电阻R8与第二反相器的运算放大器U1B的输出端相连接，电容C2接地，运算放大器U2B的反相输入端与输出端相连接，运算放大器U1C的输出端和运算放大器U2B的输出端均与第一求和积分电路相连接。
5.根据权利要求4所述的直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，所述第一求和积分电路包括运算放大器U2C，运算放大器U2C的同相输入端通过电阻R10与地相连接，运算放大器U2C的反相输入端分别与电阻R9、电阻R18和电容C3相连接，电阻R9与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R18与运算放大器U2B的输出端相连接，电容C3与运算放大器U2C的输出端相连接；所述第二求和积分电路包括运算放大器U2D，运算放大器U2D的同相输入端通过电阻R12与地相连接，运算放大器U2D的反相输入端分别与电阻R11、电阻R21和电容C4相连接，电阻R11与运算放大器U2C的输出端相连接，电阻R21分别与电阻R22和电阻R20相连接，电阻R22接地，电阻R20与原边电压相连接，电容C4与运算放大器U2D的输出端相连接，运算放大器U2D的输出端输出脉冲宽度修正信号Vd1。
6.根据权利要求4或5所述的直流变换器变压器直流偏磁的抑制方法，其特征在于，所述第一高速光耦包括高速光耦U5，高速光耦U5的第一引脚与运算放大器U3B的输出端相连接，高速光耦U5的第二引脚接地，高速光耦U5的第六引脚连接电源+Vcc，高速光耦U5的第五引脚与第二高速光耦相连接，高速光耦U5的第四引脚分别与电阻R16和第一与门电路的与门U4A的一个输入端相连接，与门U4A的另一输入端与一个开关管的驱动信号相连，与门U4A的输出端输出一个新的驱动信号；所述第二高速光耦包括高速光耦U6，高速光耦U6的第一引脚与运算放大器U3C的输出端相连接，高速光耦U6的第二引脚接地，高速光耦U6的第六引脚连接电源-Vcc，高速光耦U6的第五引脚与高速光耦U5的第五引脚相连接，高速光耦U6的第四引脚分别与电阻R17和第二与门电路的与门U4B的一个输入端相连接，与门U4B的另一输入端与另一个开关管的驱动信号相连，与门U4B的输出端输出另一个新的驱动信号。
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