JP2010161842A

JP2010161842A - 電力変換装置

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Publication number: JP2010161842A
Application number: JP2009001204A
Authority: JP
Inventors: Masatoshi Tsuyuki; 正年露木; Ryuji Yamada; 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2009-01-06
Filing date: 2009-01-06
Publication date: 2010-07-22
Anticipated expiration: 2029-01-06
Also published as: JP5282576B2

Abstract

【課題】変圧器に流れる電流の直流成分に起因する偏磁のみならず、過電流保護のためのパルスオフによって生じる偏磁に対してもすばやく応答して偏磁を抑制すること。
【解決手段】インバータを構成する半導体スイッチング素子のゲートパルスのうち変圧器に正の電圧を印加するパルスである正側パルスのパルス幅を加算／減算し、負の電圧を印加するパルスである負側パルスのパルス幅を減算／加算していって、正側パルスと負側パルスのパルス幅の差分を累積加算し、当該差分の累積値を出力するパルス幅積分部と、変圧器の入力電流の直流成分を検出する直流分検出部と、パルス幅積分部から出力される累積値と、直流分検出部から出力される直流成分値に基づいて、パルス幅制御部で決定されたパルス幅指令値を調整するパルス幅指令調整部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁形直流-直流電力変換装置における変圧器の偏磁に対する保護技術に係り、特に過電流検出によりインバータのゲートを強制的にオフする際の偏磁の発生を防ぐことのできる電力変換装置に関する。

図８に従来の電力変換装置の回路を示す。図８において、電力変換装置５１は、直流電圧を印加する直流電圧入力端子１９、この直流電圧入力端子１９を介して供給される入力電流を平滑する入力側平滑コンデンサ１、半導体スイッチング素子２，３の直列接続回路、半導体スイッチング素子４，５の直列接続回路、半導体スイッチング素子２，３の直列接続接点と、半導体スイッチング素子４，５の直列接続接点との間に一次巻線が接続された変圧器６、変圧器６の二次巻線に接続され、変圧器二次側から出力される交流電流を整流するダイオード７〜１０からなる整流回路、この整流回路の出力を平滑する平滑リアクトル１１、この平滑リアクトル１１に接続する負荷１２、負荷１２にかかる直流出力電圧を検出し、内蔵する誤差増幅器により直流出力電圧と指令値との誤差に基づいて、ゲートパルス信号のパルス幅指令値を決定するパルス幅制御部１６、このパルス幅指令値にしたがって、半導体スイッチング素子２〜５のゲートのオン，オフを行うゲートパルス信号を出力するゲートパルス信号発生部１５、変圧器６の一次側に接続された電流検出器１３を介して入力される変圧器６の入力電流を監視し、過電流を検出する過電流検出部１４、および、過電流検出部１４が過電流を検出したときに、ゲートパルス信号発生部１５から出力されるゲートパルス信号を強制的にオフする過電流保護部１７から構成されている。

この構成において、図中上側の直流電圧入力端子１９を正にして直流電圧を印加し、半導体スイッチング素子３と４とをオフにして半導体スイッチング素子２と５とをオンすると変圧器６に正の電圧が印加され、逆に半導体スイッチング素子２と５とをオフにして半導体スイッチング素子３と４とをオンすると負の電圧が印加される。正負の電圧を交互に印加することで高周波の交流を変圧器６に入力する。

変圧器６によってこれを変圧、絶縁した後ダイオード整流器７〜１０により整流し、平滑リアクトル１１により平滑することで負荷１２に直流電圧が印加される。負荷１２に印加される電圧はパルス幅制御部１６、ゲートパルス信号発生部１５により半導体スイッチング素子２〜５がオンする時比率(デューティ比)を変えることで制御可能である。

ここで、負荷１２の急変などによって大きな電流が流れ、スイッチング素子が破壊されるのを防ぐために、電流検出器１３によって変圧器６に流れる電流を監視し、過電流検出部１４で大きな電流が流れたことを検知して過電流保護部１７でゲートパルスを強制オフして電流を絞るという方法が一般的に行われている。

ところが、この過電流保護部１７が動作してゲートパルスを強制的にオフすると、これにより生じる正負のパルスのアンバランスに起因する変圧器６の偏磁が発生する。偏磁が起こると、場合によっては、変圧器６が磁気飽和を起こして装置に大きな電流が流れる。この場合には、たとえ過電流保護部１７がパルスをオフしたとしても電流を絞ることができずに装置が破壊されてしまう可能性があるので、この過電流保護部１７の動作に伴う偏磁の発生を防止する必要がある。

従来提案されている偏磁の防止技術としては、半導体スイッチング素子のばらつきによって変圧器に流れる直流電流分による偏磁を対象として、変圧器に流れる電流からローパスフィルタを用いて直流成分を検出してそれを零にするようにパルス幅を調整する手法が提案されている。（例えば、特許文献１，２を参照）。

特開平９−１６８２７８号公報特開２００４−１４１６５号公報

しかしながら、このようなパルスのアンバランスによる偏磁は、瞬時に発生し変動も大きい場合があるので、応答性が要求されるが、上述の従来の技術では応答が遅く、飽和を起こしてしまう虞がある。

本発明は、上述のかかる事情に鑑みてなされたものであり、素子の特性のばらつきにより発生する変圧器に流れる電流の直流成分に起因する緩やかな変化の偏磁のみならず、過電流保護のためのパルスオフによって生じる正負のゲートパルスのアンバランスに起因する瞬時的で変動の大きい偏磁に対してもすばやく応答して偏磁を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

この課題を解決するために、本発明に係わる電力変換装置は、半導体スイッチング素子により構成され、該半導体スイッチング素子のゲートをオン、オフすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を正負の電圧パルスとして交互に出力するインバータと、インバータの出力に接続され、電圧パルスを印加される変圧器と、変圧器の出力に接続される整流回路と、整流回路の出力に接続される平滑リアクトルと負荷との直列接続回路と、負荷にかかる直流出力電圧を検出し、誤差増幅器により直流出力電圧と指令値との誤差に基づき、電圧パルスのパルス幅指令値を決定するパルス幅制御部と、パルス幅指令値にしたがって、半導体スイッチング素子のゲートのオン、オフを行うゲートパルス信号を所定の周期で出力するゲートパルス信号発生部と、変圧器の入力電流を検出して所定のしきい値と比較して過電流を検出する過電流検出部と、過電流検出部が過電流を検出した時点の半周期の間、ゲートパルス信号の出力を強制的にオフする過電流保護部とを有し、ゲートパルス信号によって電圧パルスを発生させることにより直流出力電圧を制御する電力変換装置において、ゲートパルスのうち変圧器に正の電圧を印加するパルスである正側パルスのパルス幅を加算／減算し、負の電圧を印加するパルスである負側パルスのパルス幅を減算／加算していって、正側パルスと負側パルスのパルス幅の差分を累積加算し、当該差分の累積値を出力するパルス幅積分部と、変圧器の入力電流の直流成分を検出する直流分検出部と、パルス幅積分部から出力される累積値と、直流分検出部から出力される直流成分値に基づいて、パルス幅制御部で決定されたパルス幅指令値を調整するパルス幅指令調整部とを備えることを特徴とする。

本発明では、パルス幅のアンバランス分を累積するパルス幅積分部と、変圧器に流れる直流電流を検出する直流分検出部をそれぞれ設け、これらの出力を用いてパルス幅指令値を調整して偏磁を解消するようにしたので、素子の特性のばらつきにより発生する変圧器に流れる電流の直流成分に起因する緩やかな変化の偏磁に対応しつつ、過電流保護のためのパルスオフによって生じる正負のゲートパルスのアンバランスに起因する偏磁に対しても迅速に対応することができる。

好ましくは、パルス幅指令調整部は、直流成分を零にする調整をして生成したパルス幅指令値に対して、アンバランス分の累積値を零にする調整を行うようにすると良い。これにより、過電流保護によって生じる偏磁に対する調整の効果を低減することなく、変圧器の直流成分に対する調整を行うことができる。

より好ましくは、パルス幅指令調整部は、直流成分を零にする調整をして生成したパルス幅指令値に対して、アンバランス分の累積値が、変圧器の飽和磁束に基づいてあらかじめ定められた上下限値を超えないように調整を行うと良い。累積値が上下限値を超えたことを検出したときにのみ調整することにより、変圧器の直流成分の監視によって自動的に偏磁を解消できるような場合は、過電流保護によって生じる偏磁に対する調整を行わないようできるので、安定した動作が可能となる。

以上、本発明によれば、素子の特性のばらつきにより発生する変圧器に流れる電流の直流成分に起因する緩やかな変化の偏磁のみならず、過電流保護のためのパルスオフによって生じる正負のゲートパルスのアンバランスに起因する瞬時的で変動の大きい偏磁にも応答して抑制することができる。

また、直流成分を零にする調整をした後に、アンバランス分の累積値があらかじめ定められた上下限値を超えないようにする調整を行うことにより、偏磁しているものの飽和に達する危険性のない間は緩やかに制御して本来の出力電圧制御への影響を少なくし、飽和に達しそうな危険域に入ったときは、すばやく応答して確実に偏磁を抑制して飽和を防止することができる。

本発明の一実施の形態による電力変換装置の構成図である。図１の各部の通常時の波形を示す図である。図１の各部の過電流発生時の波形図である。図１のパルス幅積分部１８の構成図である。図４の各入出力点の波形図である。図１のパルス幅指令調整部２１の構成図である。図１の他の実施例によるパルス幅指令調整部２１の構成図である。従来の電力変換装置の構成図である。

以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は、一実施の形態による電力変換装置５０の構成図である。図８の構成に対して、変圧器６の一次側に取り付けられた電流検出器１３を介して変圧器６の一次電流を入力し、その直流成分を検出する直流分検出部２０、過電流保護部１７から出力されるゲートパルスのうち変圧器６に正の電圧を印加するパルス（以下、正側パルス）のパルスと、負の電圧を印加するパルス（以下、負側パルス）の両パルス幅のアンバランス分を累積して、累積値を出力するパルス幅積分部１８、および、パルス幅積分部１８から出力される累積値と、直流分検出部２０から出力される直流成分値に基づいて、パルス幅制御部１６で決定されたパルス幅指令値を調整するパルス幅指令調整部２１とを追加している。

次に、上記の構成を有する電力変換装置５０の動作を説明する。
まず、通常動作においては、インバータを構成する半導体スイッチング素子２と５と半導体スイッチング素子３と４とを交互にオンすることによって高周波の交流を変圧器６に入力する。変圧器６によってこれを変圧、絶縁した後ダイオード整流器７〜１０により整流し、平滑リアクトル１１により平滑することで負荷１２に直流電圧を印加する。負荷１２に印加する電圧はパルス幅制御部１６により決定された指令値をもとにゲートパルス信号発生部１５が発生するゲートパルスによって半導体スイッチング素子２〜５がオンする時比率を変えることで制御を行う。また、過電流検出部１４は、変圧器６の一次電流を入力し、その電流値があらかじめ設定されている正負の過電流検出レベルを超えたか否かを監視する。

図２に正常時の各部の波形を示す。この図において、（１）は過電流保護部１７から出力される半導体スイッチング素子２，５へのゲートパルス（以下正側パルス２，５という。）、（２）は半導体スイッチング素子３，４へのゲートパルス（以下、負側パルス３，４という。）、（３）は変圧器６の一次電圧、（４）は変圧器６の一次電流、（５）は平滑リアクトル１１の出力電流を表している。

正常時は、変圧器６の一次電流は過電流検出レベルを超えないので、過電流保護部１７、ゲートパルス信号調整部１８は単にゲートパルス信号発生部１５から出力されるゲートパルスを順次そのまま伝達して、半導体スイッチング素子２〜５をオン・オフする。

次に、過電流が発生した場合の波形を図３に示す。この図では、時刻ｔ１で正側の電流が過電流検出レベルを超え（図３（４））、これによって過電流保護部１７がパルス２，５を強制的にオフにする。パルス幅が短くなったことにより、電流が抑えられ、次にパルス３，４を発生する時には負側の電流は過電流検出レベルを下回り、通常通りのパルスが発生する。電流が抑えられるので、保護の目的は達成しているが、時刻ｔ１を含む１周期分のパルス幅が正負アンバランスになり、ここで偏磁が起きる。

図４は、図１の構成における本発明の特徴のひとつであるパルス幅積分部１８を、アップダウンカウンタ１８ａと累積値保持ラッチ１８ｂで構成した具体例であり、図５は、その動作を示したものである。

図４において、アップダウンカウンタ１８ａは、正側パルス２，５がオンの間、装置５０の内部クロックによってカウントアップし、負側パルス３，４がオンの間カウントダウンし、カウント値（正負および零）を出力する。累積値保持ラッチ１８ｂは、パルス発生周期の始め(図５の時刻ｔ１, ｔ２など)に、その時点でのアップダウンカウンタ１８ａのカウント値を保持する。時刻ｔ１〜ｔ２のような通常時は、正側パルス２，５と、負側パルス３，４は幅が等しくバランスしているので、アップするカウント値と、ダウンするカウント値とは等しく、ラッチのタイミングである時刻ｔ２ではカウント値は０になる。

ところが、時刻ｔ２〜ｔ３のように、どちらか一方のパルス(図５の場合では正側パルス２，５)がオン状態で過電流を検出してパルスが途中でオフになると、アップするカウント値とダウンするカウント値が異なったものになり、ラッチのタイミングｔ３においては、カウント値は０にならない。図５の場合では、パルス発生周期Ｔに対して過電流検出で正側パルスのパルス幅が０.１Ｔ短くなったとすると、その分だけカウント値は負側が大きくなり、アンバランス累積値は、−０.１Ｔとなる。次の周期である時刻ｔ３〜ｔ４では、通常通り正負のパルス幅が等しいパルスが発生するが、カウントアップの初期値が−０.１Ｔになるので、次のラッチのタイミングである時刻ｔ４ではカウント値は０にならず、前の周期のアンバランスが引き継がれて−０.１Ｔとなる。同様に、時刻ｔ４〜ｔ５で正側パルスのタイミングで過電流が検出されて途中でオフすることによって、時刻ｔ５でラッチされるカウント値は、時刻ｔ２〜ｔ３で正側パルスが短くなった時間０.１Ｔに、時刻ｔ４〜ｔ５で正側パルスが短くなった時間０.１Ｔを加えた−０.２Ｔになり、アンバランス分が累積していくことになる。なお、図４の例では、パルス幅積分部１８はハードウェアの構成で示しているが、マイコンを用いて一部またはすべてをソフトウェアとして実現することも可能である。

図６は、本発明の特徴のひとつであるパルス幅指令調整部２１を、演算器を用いて具体的に構成した例である。図６の構成では、直流分検出部２０で検出された変圧器６の電流直流分に乗算器２１ａで適切な係数を掛けたものを、パルス幅制御部１６から入力されるパルス幅指令値から加算器２１ｂで減算することにより、直流分を０にするような調整を加える。なお、直流分の調整手法については、たとえば特許文献１または２に記載されている技術を用いることができる。

この調整を加えたパルス幅指令値に対して、さらにパルス幅積分部１８で得られたパルスのアンバランス累積値に乗算器２１ｃで適切な係数を掛けたものを、加算器２１ｄ，２１ｅでそれぞれ減算，加算することで、正側パルス２，５と、負側パルス３，４を、それぞれアンバランス累積値が０になるように調整する。

図７は、パルス幅指令調整部２１の他の実施例である。図７の構成において、パルス幅積分部１８で得られたアンバランス累積値は、まず加算器２１ｆであらかじめ定められた上限設定値(正の値)との差が求められてリミッタ２１ｈによって正の値に制限される(負の値の場合は０にする)。それと同時に加算器２１ｇであらかじめ定められた下限設定値(負の値)との差が求められてリミッタ２１ｉによって負の値に制限される(正の値の場合は０にする)。リミッタ２１ｈおよびリミッタ２１ｉからの出力は加算器２１ｊによって加算される。これらの演算によって、乗算器２１ｃへの入力は、アンバランス累積値が上限設定値を超えた場合または下限設定値を下回った場合の超過量になる。この超過量は、乗算器２１ｃで適切な係数が掛けられ、図６の場合と同様にパルス幅指令値に対して直流分検出部２０で検出された直流電流が０になるような調整が加えられたものに、加算器２１ｄ、２１ｅによって加減算される。これによって、パルス幅指令値を、アンバランス累積値が上限を超えないように、下限を下回らないように調整する。なお、上限設定値、下限設定値は、あらかじめ変圧器の磁気飽和を考慮して決定しておく。

図６、図７に示す例は、装置５０の他の部分と同様に、ハードウェアで構成することもできるし、ソフトウェアで実現することもできる。

以上、本実施の形態によれば、変圧器に流れる直流電流を検出する直流分検出部２０からの出力を用いてパルス幅指令値を調整し、この調整後のパルス幅指令値に対して、パルス幅のアンバランス分を累積するパルス幅積分部１８からの出力によってさらに調整するようにしたので、変圧器に流れる電流の直流成分に起因する緩やかな変化の偏磁に対応しつつ、過電流保護のためのパルスオフによって生じるゲートパルスのアンバランスに起因する偏磁に対して優先的に対応することができる。

また、累積値が上下限値を超えたときにのみ調整することにより、飽和に達する危険性のない偏磁に対しては本来の出力電圧制御への影響を少なくして安定した動作を可能にする一方、飽和に達しそうな危険域に入ったときは、すばやく応答して確実に偏磁を抑制して飽和を防止することができる。

１・・・・・・・・・入力側平滑コンデンサ
２〜５・・・・・・・・・電力変換半導体スイッチング素子
６・・・・・・・・・変圧器
７〜１０・・・・・・・・・出力側整流ダイオード
１１・・・・・・・・・平滑リアクトル
１２・・・・・・・・・負荷
１３・・・・・・・・・電流検出器
１４・・・・・・・・・過電流検出部
１５・・・・・・・・・ゲートパルス信号発生部
１６・・・・・・・・・パルス幅制御部
１７・・・・・・・・・過電流保護部
１８・・・・・・・・・パルス幅積分部
１９・・・・・・・・・入力電圧端子
２０・・・・・・・・・直流分検出部
２１・・・・・・・・・パルス幅指令調整部
５０・・・・・・・・・電力変換装置
５１・・・・・・・・・従来の電力変換装置

Claims

半導体スイッチング素子により構成され、該半導体スイッチング素子のゲートをオン、オフすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を正負の電圧パルスとして交互に出力するインバータと、
前記インバータの出力に接続され、前記電圧パルスを印加される変圧器と、
前記変圧器の出力に接続される整流回路と、
前記整流回路の出力に接続される平滑リアクトルと負荷との直列接続回路と、
前記負荷にかかる直流出力電圧を検出し、誤差増幅器により前記直流出力電圧と指令値との誤差に基づき、前記電圧パルスのパルス幅指令値を決定するパルス幅制御部と、
前記パルス幅指令値にしたがって、前記半導体スイッチング素子のゲートのオン、オフを行うゲートパルス信号を所定の周期で出力するゲートパルス信号発生部と、
前記変圧器の入力電流を検出して所定のしきい値と比較して過電流を検出する過電流検出部と、
前記過電流検出部が過電流を検出した時点の半周期の間、前記ゲートパルス信号の出力を強制的にオフする過電流保護部とを有し、
前記ゲートパルス信号によって前記電圧パルスを発生させることにより前記直流出力電圧を制御する電力変換装置において、
前記ゲートパルスのうち前記変圧器に正の電圧を印加するパルスである正側パルスのパルス幅を加算／減算し、負の電圧を印加するパルスである負側パルスのパルス幅を減算／加算していって、前記正側パルスと前記負側パルスのパルス幅の差分を累積加算し、当該差分の累積値を出力するパルス幅積分部と、
前記変圧器の入力電流の直流成分を検出する直流分検出部と、
前記パルス幅積分部から出力される累積値と、前記直流分検出部から出力される直流成分値に基づいて、前記パルス幅制御部で決定されたパルス幅指令値を調整するパルス幅指令調整部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
前記パルス幅指令調整部は、前記直流成分を零にする調整をして生成したパルス幅指令値に対して、前記累積値を零にする調整を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記パルス幅指令調整部は、前記直流成分を零にする調整をして生成したパルス幅指令値に対して、前記累積値が前記変圧器の飽和磁束に基づいてあらかじめ定められた上下限値を超えないように調整を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。