WO2016204052A1 - アーク溶接装置 - Google Patents

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池尻裕司
森本猛
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株式会社三社電機製作所
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Definitions

  • This invention relates to an arc welding apparatus equipped with an output current control device for reducing the amount of spatter generated.
  • Patent Document 1 a circuit in which a switching module M in which a resistor R and a semiconductor switch element SW are connected in parallel is connected in series to an inverter secondary output circuit has been proposed.
  • Patent Document 1 the following control is performed.
  • the semiconductor switch element SW is turned on when the wire tip is in contact with the workpiece, and the semiconductor switch element SW is turned off at the timing when an arc occurs when the output current increases and the droplet at the wire tip separates from the wire.
  • an arc is generated between the tip of the wire and the workpiece.
  • the output current immediately before the arc is maximum, spatter is most likely to occur.
  • the semiconductor switch element SW is turned off at the same timing, the current supply from the secondary side of the inverter is stopped at that moment, and as a result, the amount of spatter can be suppressed.
  • the semiconductor switch element SW is turned off, the arc is maintained because the current due to the energy accumulated in the reactor L and the inductance of the output current cable is supplied to the load (between the wire tip and the workpiece) via the resistor R. .
  • the semiconductor switch element When the load current drops below a certain level, the semiconductor switch element is turned on again, and the above operation is repeated.
  • the above operation enables arc welding while suppressing the amount of spatter generated.
  • An object of the present invention is to provide an arc welding apparatus that can eliminate the semiconductor switch element SW connected in series to the secondary side of the inverter, improve the efficiency of the power supply, and simplify the structure.
  • the arc welding apparatus of this invention is An inverter with a switching circuit; A rectifier circuit connected to the output side of the inverter and rectifying the current of the inverter; A transformer comprising a primary winding and a secondary winding, wherein the primary winding is connected to the output side of the inverter and smoothes the rectified output rectified by the rectifier circuit; An output current supply terminal for welding the workpiece by supplying an output current of the primary winding of the transformer to the welding wire; A switch element connected between both terminals of the secondary winding of the transformer; An output voltage detector for detecting an output voltage between the welding wire and the workpiece; A control circuit for controlling the switching element and the switching circuit of the inverter, The control circuit includes: A first control unit that turns off the switching circuit of the inverter and turns on the switch element when the output voltage detected by the output voltage detector rises to a first predetermined voltage; A second control unit configured to turn on the switching circuit of the inverter and turn off the switch element after a predetermined time has elapse
  • the smoothing reactor is constituted by a primary winding of a transformer, and a switch element connected between both terminals of the secondary winding of the transformer is turned off in a short-circuit state, and the output current is a predetermined value near the maximum. Is turned on, that is, when the output voltage detected by the output voltage detector rises to the first predetermined voltage.
  • the short-circuit state is a state where the wire tip is in contact with the workpiece and the output current is increasing.
  • the control circuit turns off the switching circuit of the inverter when the output voltage detected by the output voltage detector rises to the first predetermined voltage, that is, when the output current reaches a predetermined value near the maximum, and the switch element Turn on.
  • This control is performed by the first control unit.
  • the first control unit On the output side of the inverter, most of the energy accumulated in the primary winding of the transformer is induced (commutated) in the secondary winding. The reason for this is that when the secondary winding is short-circuited, the energy stored in the primary winding of the transformer is induced (commutated) in the secondary winding (secondary winding). Short circuit behaves as a flywheel that stores energy). For this reason, the output current flowing to the output side of the inverter is rapidly attenuated, and the occurrence of spatter is suppressed.
  • a voltage source for applying a predetermined voltage in a direction of decreasing the output current via the switch element is provided between both terminals of the secondary winding.
  • the switch element By turning on the switch element, most of the energy accumulated in the primary winding of the transformer is induced (commutated) in the secondary winding, but the external inductance on the secondary side of the inverter (inductance of the output current line) Therefore, the energy stored in the external inductance is consumed by the load on the secondary side of the inverter without being induced (commutated) by the secondary winding. Therefore, the slope of the attenuation curve of the output current greatly depends on the presence of the external inductance, and the slope of the attenuation does not become steeper as the external inductance increases.
  • the voltage source applies a predetermined voltage to the secondary winding.
  • This voltage is converted into a voltage determined by the turns ratio and induced in the primary winding, but is a voltage in a direction to lower the output current.
  • the current based on this voltage cancels out the current depending on the external inductance, and the slope of the attenuation curve of the output current becomes steeper. That is, the output current flowing on the secondary side of the inverter is rapidly attenuated regardless of the magnitude of the external inductance. As a result, the occurrence of spatter is further suppressed.
  • the fact that the current based on the voltage of the voltage source cancels the current depending on the external inductance means that the energy accumulated in the external inductance is induced (commutated) in the secondary winding.
  • the control circuit turns on the switching element and then turns on the switching circuit of the inverter after a predetermined time has elapsed after turning on the switching element.
  • This control is performed by the second control unit.
  • the predetermined time is usually a short time of less than 1 ms, during which the output current decreases rapidly.
  • control by the first control unit and the control by the second control unit are repeated to perform welding, but the generation of spatter is suppressed by the control of the first control unit.
  • the loss is small and the power supply efficiency is good.
  • the switch element When the switch element is turned on, the energy stored in the primary winding of the transformer is induced (commutated) in the secondary winding, so the output current on the output side of the inverter is rapidly attenuated and spatter is generated. Sufficiently suppressed. Further, at this time, since a predetermined voltage is generated in the primary winding of the transformer in a direction to lower the output current, the energy accumulated in the external inductance is induced (commutated) in the secondary winding, and the inverter The output current on the secondary side can be attenuated more rapidly.
  • Partial circuit diagram of conventional arc welding equipment The partial circuit diagram of the arc welding apparatus which is embodiment of this invention Partial waveform diagram of an arc welding apparatus according to an embodiment of the present invention
  • the partial circuit diagram of the arc welding apparatus which is other embodiment of this invention
  • the partial waveform figure of the arc welding apparatus which is other embodiment of this invention
  • FIG. 2 shows a partial circuit diagram of an arc welding apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the power supply unit of this arc welding apparatus is composed of an inverter 1 having an AC power input and a switching circuit for switching an AC voltage.
  • the output of the inverter 1 is transformed by the transformer 2, rectified by the rectifier diodes 3 and 4, and the rectified output is smoothed by the primary winding L1 of the transformer 5 functioning as a smoothing reactor.
  • the rectified and smoothed output current is output to the torch 6 via the output current supply terminals 14a and 14b, and welding is performed between the welding wire 12 and the work 7 sent to the torch 6.
  • the transformer 5 includes a primary winding L1 and a secondary winding L2, and the number of windings is n1 (L1) ⁇ n2 (L2).
  • a switch element 8 is connected between both terminals of the secondary winding L2.
  • a voltmeter 9 is connected between the ground line on the output side of the primary winding L1 and the torch 6.
  • the voltage detection terminal of the voltmeter 9 is connected to the control unit 10, and the control output of the control unit 10 is connected to the PWM control unit 11 of the inverter 1 and the gate terminal of the switch element 8.
  • the control unit 10 includes a first control unit 10a and a second control unit 10b.
  • the PWM controller 11 supplies a PWM pulse to the switching circuit composed of four switching semiconductor elements in the inverter 1 to start the operation of the inverter 1.
  • the inverter output is transformed by the transformer 2, rectified by the rectifier diodes 3, 4, further smoothed by the primary winding L 1 of the transformer 5, and output to the torch 6.
  • the primary winding L ⁇ b> 1 is connected to the midpoint tap of the transformer 2, but may be connected to the output side of the rectifier diodes 3 and 4.
  • the above control is performed by the control unit 10.
  • a voltmeter 9 is connected to the control unit 10, and when the voltage detection value of the voltmeter 9 suddenly rises to a value near Va (first predetermined voltage), the output current becomes a predetermined value near the maximum.
  • the signal for turning off the PWM control unit 11 is output to the PWM control unit 11 and the switch element 8 is turned on.
  • This control is performed by the first control unit 10a of the control unit 10.
  • an output current change S1 from t1 is an output current change when the above control is performed, and the output current change S2 temporarily turns off only the PWM control unit 11 at timing t1 and turns the switch element 8 off.
  • the change in output current when not turned on is shown. S2 cannot sufficiently suppress the generation of sputtering because the current decrease is slower than S1, but S1 can sufficiently suppress the generation of sputtering because the current decrease is steep.
  • the control unit 10 When a predetermined time T (less than 1 ms) elapses and timing t2 is reached, the control unit 10 outputs a signal for turning on the PWM control unit 11 to the PWM control unit 11, and turns off the switch element 8. Let This control is performed by the second control means 10b of the control unit 10. At this time, on the secondary side of the inverter, the energy induced (commutated) in the secondary winding L2 of the transformer 5 is reinducted (commutated) into the original primary winding L1. This is because when the switch element 8 is turned off, the secondary winding L2 of the transformer 5 is opened (the energy accumulated in the flywheel circuit is reinducted into the primary winding L1). ) At this time, since the energy returned from the secondary winding L2 to the primary winding L1 is effectively consumed as an output current, the output current flowing to the inverter secondary side rises rapidly.
  • the number of turns n2 of the secondary winding L2 of the transformer 5 is set to be several times the number of turns n1 of the primary winding L1 from the viewpoint of reducing the current flowing through the switch element 8. preferable.
  • n1: n2 1: 5.
  • the current flowing through the switch element 8 at the predetermined time T when the switch element 8 is on is 5 minutes of the current flowing through the primary winding L1 when the switch element 8 is off. Reduced to 1.
  • the switch element 8 can be configured with a small rated current by appropriately selecting the turn ratio.
  • the timing t2 can be set based on the detected voltage value of the voltmeter 9. As can be seen from FIG. 3, the output voltage rises rapidly at t1 and gradually decreases. Therefore, it is possible to set the timing t2 when this voltage drops to a predetermined second predetermined voltage Vb. However, since the arc state is unstable, the second predetermined voltage Vb is also unstable. Therefore, it is preferable that the timing t2 is when a predetermined time T has elapsed from the timing t1.
  • a transformer having a smoothing reactor as a primary winding is connected to the secondary side of the inverter, and a switch element is connected between both terminals of the secondary winding of the transformer.
  • FIG. 4 shows a partial circuit diagram of an arc welding apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the power supply unit of this arc welding apparatus is composed of an inverter 1 that receives an AC power supply.
  • the output of the inverter 1 is transformed by the transformer 2, rectified by the rectifier diodes 3 and 4, and the rectified output is smoothed by the primary winding L1 of the transformer 5 functioning as a smoothing reactor.
  • the rectified and smoothed output current is output to the torch 6 via the output current supply terminals 14a and 14b, and welding is performed between the welding wire 12 and the work 7 sent to the torch 6.
  • the transformer 5 includes a primary winding L1 and a secondary winding L2, and the number of windings is n1 (L1) ⁇ n2 (L2).
  • a switch element 8 is connected between both terminals of the secondary winding L2.
  • a voltage source 13 that generates a DC voltage E is connected to the switch element 8.
  • the polarity connection direction of the voltage source E is a direction in which the output current is lowered when the switch element 8 is turned on.
  • a voltmeter 9 is connected between the ground line on the output side of the primary winding L1 and the torch 6.
  • the voltage detection terminal of the voltmeter 9 is connected to the control unit 10, and the control output of the control unit 10 is connected to the PWM control unit 11 of the inverter 1 and the gate terminal of the switch element 8.
  • the control unit 10 includes a first control unit 10a and a second control unit 10b.
  • the PWM controller 11 supplies a PWM pulse to the switching circuit composed of four switching semiconductor elements in the inverter 1 to start the operation of the inverter 1.
  • the inverter output is transformed by the transformer 2, rectified by the rectifier diodes 3, 4, further smoothed by the primary winding L 1 of the transformer 5, and output to the torch 6.
  • the primary winding L1 is connected to the midpoint tap of the transformer 2, but it may be connected to the output side of the rectifier diodes 3 and 4.
  • the above control is performed by the control unit 10.
  • a voltmeter 9 is connected to the control unit 10, and when the voltage detection value of the voltmeter 9 suddenly rises to a value near Va (first predetermined voltage), the output current becomes a predetermined value near the maximum.
  • the signal for turning off the PWM control unit 11 is output to the PWM control unit 11 and the switch element 8 is turned on.
  • This control is performed by the first control unit 10a of the control unit 10.
  • the voltage source 13 applies a predetermined DC voltage E to the secondary winding L2.
  • This voltage is converted into a voltage determined by the turns ratio and is induced in the primary winding L1, but is a voltage in a direction to decrease the output current.
  • the current based on this voltage cancels out the current depending on the energy stored in the external inductance, and the slope of the attenuation curve of the output current becomes steeper. That is, the output current flowing on the secondary side of the inverter is rapidly attenuated regardless of the magnitude of the external inductance. As a result, the occurrence of spatter is further suppressed.
  • the fact that the current based on the voltage of the voltage source cancels out the current dependent on the energy stored in the external inductance means that the energy stored in the external inductance is equivalently induced (converted) in the secondary winding L2. To be flowed).
  • the control unit 10 When a predetermined time T (less than 1 ms) elapses and timing t2 is reached, the control unit 10 outputs a signal for turning on the PWM control unit 11 to the PWM control unit 11, and turns off the switch element 8.
  • T a predetermined time
  • an output current change S1 indicates a current decay curve that changes due to the above operation.
  • the output current change S2 (Comparative Example 1) is an output when only the PWM control unit 11 is turned off at timing t1 without connecting the switch element 8 and the voltage source 13 to the secondary winding L2 of the transformer 5. It shows the current change.
  • the output current since the output current attenuates based on the energy accumulated in the inductance L1 of the secondary winding L2 of the transformer 5 and the external inductance L, the current decrease in S2 is slower than that in S1. Therefore, the generation of spatter cannot be sufficiently suppressed.
  • the output current change S3 (Comparative Example 2) is connected to the secondary winding L2 of the transformer 5, the switch source 8 is not connected, the PWM control unit 11 is turned off at the timing t1, and the switch element A change in output current when 8 is turned on is shown.
  • the energy of the secondary winding L1 of the transformer 5 is induced (commutated) in the secondary winding L2, so that the output current is attenuated based only on the energy accumulated in the external inductance L.
  • the attenuation curve of S3 is steeper than that of S2, and the occurrence of sputtering can be sufficiently suppressed.
  • the attenuation curve is gentler than S1 of the present embodiment.
  • FIG. 6 shows the output current i (t) in terms of mathematical expressions for the output current change S1 of the present embodiment and the output current changes S2 and S3 of Comparative Examples 1 and 2.
  • the second term on the right side represents the decrease in output current due to the inductance component.
  • the exponential coefficient of the second term is i (0), which is the initial value of the current supplied from the primary side of the transformer 2 at the timing t1, and the initial value of the current supplied from the voltage source 13 (V1 ⁇ VF) / R.
  • V1 ⁇ VF voltage source 13
  • (Formula 2) 6 is an equation showing an output current change S2 of Comparative Example 1 in which the switch element 8 and the voltage source 13 are not connected to the secondary winding L2 of the transformer 5. PWM is turned off at timing t1.
  • the right side represents an exponential decay curve as an initial value i (0).
  • the inductance components at this time are the inductance of the primary winding L1 of the transformer 5 and the external inductance L. For this reason, the attenuation curve of the output current is gentle.
  • the right side represents an exponential decay curve as an initial value i (0).
  • the inductance component at this time is only the external inductance L. For this reason, the attenuation curve of the output current becomes steep. However, it is slower than Equation 1.
  • FIG. 7 shows simulation waveforms of the output current changes S1 to S3. As shown in the figure, since S1 is the steepest, the effect of suppressing the generation of spatter is the highest. Note that the current does not become negative because of the rectifier diodes 3 and 4.
  • the number of turns n2 of the secondary winding L2 of the transformer 5 is set to be several times the number of turns n1 of the primary winding L1 from the viewpoint of reducing the current flowing through the switch element 8. preferable.
  • n1: n2 1: 5.
  • the current flowing through the switch element 8 at the predetermined time T when the switch element 8 is on is 5 minutes of the current flowing through the primary winding L1 when the switch element 8 is off. Reduced to 1.
  • the switch element 8 can be configured with a small rated current by appropriately selecting the turn ratio.
  • the timing t2 can be set based on the detected voltage value of the voltmeter 9. As can be seen from FIG. 5, the output voltage rises rapidly at t1 and gradually decreases. Therefore, it is possible to set the timing t2 when this voltage drops to a predetermined second predetermined voltage Vb. However, since the arc state is unstable, the second predetermined voltage Vb is also unstable. Therefore, it is preferable that the timing t2 is when a predetermined time T has elapsed from the timing t1.
  • the attenuation curve of the output current change S1 can be changed depending on the voltage of the voltage source 13, but if the attenuation curve is made steeper than necessary by making the voltage too high, the arc There is a possibility of disappearing. Therefore, in order to set an optimum voltage for stabilizing the arc and suppressing the occurrence of spatter, it is preferable to make this voltage variable.
  • a transformer having a smoothing reactor as a primary winding is connected to the inverter secondary side, and a switch element is connected between both terminals of the secondary winding of the transformer. Further, a voltage source for applying a predetermined voltage in the direction of decreasing the output current is connected between both terminals of the secondary winding via the switch element.

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Abstract

アーク溶接装置は、インバータ（１）二次側の平滑用リアクトルをトランス（５）の一次巻線（Ｌ１）で構成し、この一次巻線に対する二次巻線（Ｌ２）の両端子間に接続したスイッチ素子（８）と、溶接ワイヤ（１２）とワーク（７）間の出力電圧を検出する出力電圧検出器（９）と、前記スイッチ素子とインバータ一次側回路とを制御する制御回路（１０）とを備える。制御回路は、前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータ一次側回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部（１０ａ）と、前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータ一次側回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部（１０ｂ）を備える。

Description

アーク溶接装置
　この発明は、スパッタ発生量を減少するための出力電流制御装置を備えるアーク溶接装置に関する。
　溶接ワイヤを電極としてワークに対し溶接をするＣＯ２／ＭＡＧ溶接機などでは、アーク溶接プロセス中にスパッタが発生する。特に、出力電流が大きくなった場合に、ワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱する直後に大量のスパッタが発生する傾向がある。そこで、これを抑制することが従来から提案されている。
　たとえば、図１に示すように、インバータ二次側出力回路に、抵抗Ｒと半導体スイッチ素子ＳＷを並列接続したスイッチングモジュールＭを直列接続した回路が提案されている（特許文献１）。この回路では、次の制御が行われる。
　ワイヤ先端がワークに接している短絡時には半導体スイッチ素子ＳＷをオンし、出力電流が増加してワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱するアーク発生時のタイミングで半導体スイッチ素子ＳＷをオフする。ワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱するとワイヤ先端とワークとの間にアークが発生するが、このアーク発生直前の出力電流が最大の時に、スパッタが最も発生しやすい。しかし、この回路では、同タイミングで半導体スイッチ素子ＳＷをオフするため、その瞬間、インバータ二次側からの電流供給が停止することになり、結果としてスパッタ発生量を抑制することが可能となる。なお、半導体スイッチ素子ＳＷをオフすると、リアクトルＬや出力電流ケーブルのインダクタンスに蓄積されたエネルギーによる電流が抵抗Ｒを介して負荷（ワイヤ先端とワーク間）に供給されるため、アークは維持される。
　負荷電流が一定以上に低下すると、再び半導体スイッチ素子がオンされ、上記の動作が繰り返される。以上の動作により、スパッタ発生量を抑制しながらアーク溶接を可能とする。
特表２０１４－５２８３６０号公報
　しかしながら、上記の先行例では、出力電流の増加中（短絡時）はインバータ二次側からの出力電流を流す半導体スイッチ素子ＳＷをオンさせるため、半導体スイッチ素子ＳＷがオンしているときの損失が大きく電源効率が悪い。また、溶接電流は比較的大きいために、半導体スイッチ素子ＳＷの大型化を避けられず、その冷却部品も必要になるなど全体の構造が複雑化する問題がある。
　この発明は、インバータ二次側に直列的に接続する半導体スイッチ素子ＳＷをなくし、電源の効率向上、構造の簡易化を実現出来るアーク溶接装置を提供することを目的とする。
　この発明のアーク溶接装置は、
　スイッチング回路を備えたインバータと、
　前記インバータの出力側に接続され、前記インバータの電流を整流する整流回路と、
　一次巻線と二次巻線を備え、前記一次巻線は前記インバータの出力側に接続され、前記整流回路で整流された整流出力を平滑するトランスと、
　前記トランスの一次巻線の出力電流を溶接ワイヤに供給することによりワークに対し溶接をする出力電流供給端子と、
　前記トランスの二次巻線の両端子間に接続されたスイッチ素子と、
　前記溶接ワイヤと前記ワーク間の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
　前記スイッチ素子と前記インバータのスイッチング回路とを制御する制御回路と、を備え、
　前記制御回路は、
　前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部と、
　前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部を備える。
　この発明は、平滑用リアクトルをトランスの一次巻線で構成し、このトランスの二次巻線の両端子間に接続したスイッチ素子を、短絡状態の時にオフし、出力電流が最大付近の所定値に達した時、すなわち、出力電圧検出器で検出した出力電圧が第１の所定電圧に上昇したときにオンする。短絡状態とは、ワイヤ先端がワークに接していて出力電流が上昇している状態である。短絡状態からワイヤ先端の溶滴がワイヤから離脱してワイヤ先端とワーク間にアークが発生しだすとアーク発生状態となる。
　制御回路は、出力電圧検出器で検出した出力電圧が第１の所定電圧に上昇したとき、すなわち、出力電流が最大付近の所定値に達した時にインバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする。この制御は第１制御部で行われる。このとき、インバータの出力側では、トランスの一次巻線に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線が短絡されることによって、トランスの一次巻線に蓄積されていたエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されるからである（二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイールとして挙動する）。このため、インバータの出力側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。
　さらに、この発明では、前記二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を備えている。これにより、次の動作によってスパッタの発生がさらに抑制される。
　前記スイッチ素子をオンすることで、トランスの一次巻線に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線に誘導（転流）されるが、インバータの二次側の外部インダクタンス（出力電流線のインダクタンス）が存在するため、この外部インダクタンスに蓄積したエネルギーは前記二次巻線に誘導（転流）されることなく、インバータ二次側の負荷で消費されてしまう。したがって、出力電流の減衰カーブの傾きはこの外部インダクタンスの存在に大きく依存することになり、外部インダクタンスが大きいほど傾きが急な減衰カーブとならない。
　しかし、前記スイッチ素子がオンすると、電圧源は、所定の電圧を前記二次巻線に印加する。この電圧は、巻数比で決まる電圧に変換されて一次巻線に誘導されるが、出力電流を下げる方向の電圧である。すると、この電圧に基づく電流が外部インダクタンスに依存する電流を相殺することとなり、出力電流の減衰カーブの傾きがより急峻となる。すなわち、インバータ二次側に流れる出力電流は外部インダクタンスの大きさに係わらず急速に減衰する。その結果、スパッタの発生がさらに抑制される。なお、前記電圧源の電圧に基づく電流が外部インダクタンスに依存する電流を相殺するということは、外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されることである。
　制御回路は、スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後にインバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする。この制御は第２制御部で行われる。所定時間は、通常は１ｍｓ未満の短い時間であり、この間に出力電流が急速に減少する。スイッチ素子がオフすると、トランスの二次巻線の短絡回路がフライホイール回路として蓄積していたエネルギーは再び一次巻線に転流し、また、インバータのスイッチング回路からエネルギーが供給されるため、インバータの出力側に流れる出力電流は急速に上昇する。
　以下、上記第１制御部による制御と、第２制御部による制御とが繰り返されて溶接が行われるが、上記第１制御部の制御によってスパッタの発生が抑制される。
　この発明によれば、ワイヤ先端がワークに接している短絡状態の時にオンする従来のような半導体スイッチ素子がないため、損失が小さく電源効率が良い。また、スイッチ素子がオンすると、トランスの一次巻線に蓄積されていたエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されるため、インバータの出力側の出力電流は急速に減衰しスパッタの発生が十分に抑制される。さらに、このとき、トランスの一次巻線には出力電流を下げる方向に所定の電圧が発生するため、外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線に誘導（転流）されることとなってインバータ二次側の出力電流をさらに急速に減衰させることが出来る。その後所定時間が経過して再びスイッチ素子がオフすると、二次巻線に誘導（転流）されていたエネルギーが再び一次巻線に誘導（転流）されるため、出力電流の立ち上がりがより早くなる。
従来のアーク溶接装置の一部回路図 この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図 この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部波形図 この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図 この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部波形図 出力電流ｉ（ｔ）を表す数式 出力電流変化のシミュレーション結果
　図２は、この発明の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図を示す。
　このアーク溶接装置の電源部はＡＣ電源を入力とし、ＡＣ電圧をスイッチングするスイッチング回路を備えるインバータ１で構成される。インバータ１の出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３，４で整流され、整流出力は平滑リアクトルとして機能するトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑される。整流・平滑された出力電流は、出力電流供給端子１４a、１４ｂを介してトーチ６に出力され、トーチ６に送られてくる溶接ワイヤ１２とワーク７との間で溶接が行われる。
　トランス５は一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを備え、巻線数はｎ１（Ｌ１）＜ｎ２（Ｌ２）である。二次巻線Ｌ２の両端子間にはスイッチ素子８が接続されている。
　一次巻線Ｌ１の出力側のアースラインとトーチ６間には電圧計９が接続されている。
　電圧計９の電圧検出端子は制御部１０に接続され、制御部１０の制御出力はインバータ１のＰＷＭ制御部１１とスイッチ素子８のゲート端子とに接続されている。制御部１０は第１制御部１０aと第２制御部１０ｂとを備えている。
　次に、図３を参照して、アーク溶接装置の動作を説明する。
　電源がオンすると、ＰＷＭ制御部１１がインバータ１内の４つのスイッチング半導体素子からなるスイッチング回路にＰＷＭパルスを供給しインバータ１の動作を開始する。インバータ出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、さらにトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑されてトーチ６に出力される。なお、図２では、一次巻線Ｌ１をトランス２の中点タップに接続しているが、整流ダイオード３、４の出力側に接続しても良い。出力電流は徐々に上昇しタイミングｔ１になると、ＰＷＭ制御部１１がオフし、且つ、スイッチ素子８がオンする。
　以上の制御は、制御部１０で行われる。制御部１０には、電圧計９が接続され、電圧計９の電圧検出値が急峻にＶａ近くの値（第１の所定電圧）に立ち上がると、このときを出力電流が最大付近の所定値に達したタイミングｔ１として、ＰＷＭ制御部１１をオフするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオンする。この制御は制御部１０の第１制御部１０aによって行われる。
　このとき、インバータ二次側では、トランス５の一次巻線Ｌ１に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線Ｌ２が短絡されることによって、二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイール回路として挙動し、トランスの一次巻線Ｌ１に蓄積されていたエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されるからである。このため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。図３において、ｔ１からの出力電流変化Ｓ１は、上記制御を行った時の出力電流変化であり、出力電流変化Ｓ２は、仮に、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１のみをオフし、スイッチ素子８をオンしなかった場合の出力電流変化を示す。Ｓ２は、Ｓ１に比して電流減少が緩やかであるためスパッタの発生を十分に抑制出来ないが、Ｓ１は電流減少が急峻であるためスパッタの発生を十分に抑制出来る。
　予め定めた所定時間Ｔ（１ｍｓ未満）が経過してタイミングｔ２になると、制御部１０は、ＰＷＭ制御部１１をオンするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオフさせる。この制御は制御部１０の第２制御手段１０ｂによって行われる。このとき、インバータ二次側では、トランス５の二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されていたエネルギーは元の一次巻線Ｌ１に再誘導（転流）される。このようになるのは、スイッチ素子８がオフすることで、トランス５の二次巻線Ｌ２が開放されるからである（上記フライホイール回路に蓄積されていたエネルギーが一次巻線Ｌ１に再誘導される）。このとき、二次巻線Ｌ２から一次巻線Ｌ１に戻ったエネルギーは出力電流として有効に消費されることになるため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に上昇する。
　以上の動作が繰り返し行われることで、スパッタ発生を抑制しながら溶接が行われる。
　以上の実施形態で、トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数ｎ２は、スイッチ素子８に流れる電流を小さくする観点から、一次巻線Ｌ１の巻線数ｎ１の数倍に設定するのが好ましい。例えば、ｎ１：ｎ２＝１：５程度とする。ｎ１：ｎ２＝１：５の場合、スイッチ素子８がオンしている所定時間Ｔにおいてスイッチ素子８に流れる電流は、スイッチ素子８がオフしているときに一次巻線Ｌ１に流れる電流の５分の１に減る。このように巻数比を適切に選択することで、スイッチ素子８を定格電流の小さなもので構成できる。
　他の実施形態として、タイミングｔ２を電圧計９の検出電圧値に基づいて設定することも可能である。図３からわかるように、出力電圧はｔ１で急激に立ち上がり、徐々に低下していく。そこで、この電圧が予め定めた第２の所定電圧Ｖｂに低下したときを、タイミングｔ２として設定することが可能である。ただし、アーク状態は不安定であるため、第２の所定電圧Ｖｂも不安定である。このため、タイミングｔ２は、タイミングｔ１から所定時間Ｔ経過したときとする方が好ましい。
　以上のように、上記アーク溶接装置では、インバータ二次側に平滑リアクトルを一次巻線とするトランスを接続し、同トランスの二次巻線の両端子間にスイッチ素子を接続し、このスイッチ素子を所定のタイミングでオンオフ制御することで、スパッタの発生を抑制することが出来、且つ、スイッチ素子はアーク発生時にのみオンするため損失を小さくすることが出来る。
　図４は、この発明の他の実施形態であるアーク溶接装置の一部回路図を示す。図２と同一部分には同一符号を付している。
　このアーク溶接装置の電源部はＡＣ電源を入力とするインバータ１で構成される。インバータ１の出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、整流出力は平滑リアクトルとして機能するトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑される。整流・平滑された出力電流は、出力電流供給端子１４a、１４ｂを介してトーチ６に出力され、トーチ６に送られてくる溶接ワイヤ１２とワーク７との間で溶接が行われる。
　トランス５は一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とを備え、巻線数はｎ１（Ｌ１）＜ｎ２（Ｌ２）である。二次巻線Ｌ２の両端子間にはスイッチ素子８が接続されている。スイッチ素子８にはＤＣ電圧Ｅを発生する電圧源１３が接続されている。電圧源Ｅの極性の接続方向は、前記スイッチ素子８のオン時に出力電流を下げる方向である。
　一次巻線Ｌ１の出力側のアースラインとトーチ６間には電圧計９が接続されている。
　電圧計９の電圧検出端子は制御部１０に接続され、制御部１０の制御出力はインバータ１のＰＷＭ制御部１１とスイッチ素子８のゲート端子とに接続されている。制御部１０は第１制御部１０aと第２制御部１０ｂとを備えている。
　次に、図５を参照して、アーク溶接装置の動作を説明する。
　電源がオンすると、ＰＷＭ制御部１１がインバータ１内の４つのスイッチング半導体素子からなるスイッチング回路にＰＷＭパルスを供給しインバータ１の動作を開始する。インバータ出力はトランス２で変圧され、整流ダイオード３、４で整流され、さらにトランス５の一次巻線Ｌ１で平滑されてトーチ６に出力される。なお、図４では、一次巻線Ｌ１をトランス２の中点タップに接続しているが、整流ダイオード３、４の出力側に接続しても良い。出力電流は徐々に上昇しタイミングｔ１になると、ＰＷＭ制御部１１がオフし、且つ、スイッチ素子８がオンする。
　以上の制御は、制御部１０で行われる。制御部１０には、電圧計９が接続され、電圧計９の電圧検出値が急峻にＶａ近くの値（第１の所定電圧）に立ち上がると、このときを出力電流が最大付近の所定値に達したタイミングｔ１として、ＰＷＭ制御部１１をオフするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオンする。この制御は制御部１０の第１制御部１０aによって行われる。
　このとき、インバータ二次側では、トランス５の一次巻線Ｌ１に蓄積したエネルギーの殆どは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）される。このようになる理由は、二次巻線Ｌ２が短絡されることによって、二次巻線の短絡回路がエネルギーを蓄積するフライホイール回路として挙動し、トランスの一次巻線Ｌ１に蓄積されていたエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されるからである。このため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に減衰することとなり、スパッタの発生が抑制される。
　さらに、前記スイッチ素子８をオンすることで、電圧源１３は、所定のＤＣ電圧Ｅを二次巻線Ｌ２に印加する。この電圧は、巻数比で決まる電圧に変換されて一次巻線Ｌ１に誘導されるが、出力電流を下げる方向の電圧である。すると、この電圧に基づく電流が外部インダクタンスに蓄積されていたエネルギーに依存する電流を相殺することとなり、出力電流の減衰カーブの傾きがより急峻となる。すなわち、インバータ二次側に流れる出力電流は外部インダクタンスの大きさに係わらず急速に減衰する。その結果、スパッタの発生がさらに抑制される。なお、前記電圧源の電圧に基づく電流が、外部インダクタンスに蓄積されていたエネルギーに依存する電流を相殺するということは、等価的に外部インダクタンスに蓄積したエネルギーが二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されることである。
　予め定めた所定時間Ｔ（１ｍｓ未満）が経過してタイミングｔ２になると、制御部１０は、ＰＷＭ制御部１１をオンするための信号をＰＷＭ制御部１１に出力し、且つ、スイッチ素子８をオフさせる。このとき、インバータ二次側では、トランス５の二次巻線Ｌ２に誘導（転流）されていたエネルギーは元の一次巻線Ｌ１に再誘導（転流）される。このようになるのは、スイッチ素子８がオフすることで、トランス５の二次巻線Ｌ２が開放されるからである（上記フライホイール回路に蓄積されていたエネルギーが一次巻線Ｌ１に再誘導される）。このとき、二次巻線Ｌ２から一次巻線Ｌ１に戻ったエネルギーは出力電流として有効に消費されることになるため、インバータ二次側に流れる出力電流は急速に上昇する。図５において、出力電流変化Ｓ１は以上の動作によって変化する電流減衰カーブを示している。
　以上の動作が繰り返し行われることで、スパッタ発生を抑制しながら溶接が行われる。
　参考のため、回路構成を変えた比較例について説明する。
　図５において、出力電流変化Ｓ２（比較例１）は、トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３を接続せず、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１のみをオフした場合の出力電流変化を示す。この比較例１では、トランス５の二次巻線Ｌ２のインダクタンスＬ１と外部インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーに基づいて出力電流が減衰するから、Ｓ２は、Ｓ１に比して電流減少が緩やかであり、このためスパッタの発生を十分に抑制出来ない。
　また、出力電流変化Ｓ３（比較例２）は、トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８を接続し、電圧源１３を接続せず、タイミングｔ１でＰＷＭ制御部１１をオフし、スイッチ素子８をオンした場合の出力電流変化を示す。この比較例２では、トランス５の二次巻線Ｌ１のエネルギーは二次巻線Ｌ２に誘導（転流）するため、外部インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーのみに基づいて出力電流が減衰する。このため、Ｓ３はＳ２に比して減衰カーブが急峻となり、スパッタの発生を十分に抑制出来る。しかし、減衰カーブは本実施形態のＳ１よりも緩やかである。
　本実施形態の出力電流変化Ｓ１、および比較例１、２の出力電流変化Ｓ２、Ｓ３について、出力電流ｉ（ｔ）を数式で表したのが図６である。
　図６において、各式中の符号は下記のとおりである。
　Ｔ－タイミングｔ１からの経過時間
　ｉ（０）―タイミングｔ１の出力電流
　ｉ（ｔ）－タイミングｔ１からＴ時間後の出力電流
　Ｌ１－トランス５の一次巻線Ｌ１のインダクタンス
　Ｌ－外部インダクタンス
　Ｒ－出力インピーダンス
　ＶＦ－整流回路のダイオード３、４の順方向降下電圧
　ｎ１－トランス５の一次巻線Ｌ１の巻線数
　ｎ２－トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数
　Ｅ－電圧源１３のＤＣ電圧
　Ｖ１－電圧源Ｅによるトランス５の一次巻線Ｌ１の誘導電圧
（式１）
　トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３が接続されている本実施形態の出力電流変化Ｓ１を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフし、スイッチ素子８がオンする。
　右辺の第２項は、インダクタンス成分による出力電流の減少を表す。この第２項の指数関数係数は、タイミングｔ１におけるトランス２の一次側から供給される電流の初期値であるｉ（０）と、電圧源１３から供給される電流の初期値である（Ｖ１－ＶＦ）／Ｒとを加算した値となる。ｉ（０）に（Ｖ１－ＶＦ）／Ｒが加算されることで指数関数の減衰カーブはより急峻となる。右辺の第１項は、直流成分の出力インピーダンスＲによる電流を表す。この電流は右辺の第２項による電流に対して逆方向となるため、符号はマイナスである。したがって、ｔ＝ｔ１（Ｔ＝０）では、ｉ（ｔ）＝ｉ（０）であり、その後は出力電流の減衰カーブが急峻となる。
（式２）
　トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８と電圧源１３が共に接続されていない比較例１の出力電流変化Ｓ２を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフする。
　右辺は、初期値ｉ（０）として、指数関数の減衰カーブを表している。このときのインダクタンス成分は、トランス５の一次巻線Ｌ１のインダクタンスと外部インダクタンスＬである。このため、出力電流の減衰カーブは緩やかである。
(式３）
　トランス５の二次巻線Ｌ２にスイッチ素子８が接続され、電圧源１３が接続されていない比較例２の出力電流変化Ｓ３を示す式である。タイミングｔ１にてＰＷＭがオフし、スイッチ素子８がオンする。
　右辺は、初期値ｉ（０）として、指数関数の減衰カーブを表している。このときのインダクタンス成分は、外部インダクタンスＬだけである。このため、出力電流の減衰カーブは急峻となる。しかし式１よりは緩やかである。
　図７は、出力電流変化Ｓ１～Ｓ３のシミュレーション波形を示す。図示のように、Ｓ１が最も急峻であるため、最もスパッタ発生抑制効果が高い。なお、整流ダイオード３、４のため、電流はマイナスになることはない。
　以上の実施形態で、トランス５の二次巻線Ｌ２の巻線数ｎ２は、スイッチ素子８に流れる電流を小さくする観点から、一次巻線Ｌ１の巻線数ｎ１の数倍に設定するのが好ましい。例えば、ｎ１：ｎ２＝１：５程度とする。ｎ１：ｎ２＝１：５の場合、スイッチ素子８がオンしている所定時間Ｔにおいてスイッチ素子８に流れる電流は、スイッチ素子８がオフしているときに一次巻線Ｌ１に流れる電流の５分の１に減る。このように巻数比を適切に選択することで、スイッチ素子８を定格電流の小さなもので構成できる。
　他の実施形態として、タイミングｔ２を電圧計９の検出電圧値に基づいて設定することも可能である。図５からわかるように、出力電圧はｔ１で急激に立ち上がり、徐々に低下していく。そこで、この電圧が予め定めた第２の所定電圧Ｖｂに低下したときを、タイミングｔ２として設定することが可能である。ただし、アーク状態は不安定であるため、第２の所定電圧Ｖｂも不安定である。このため、タイミングｔ２は、タイミングｔ１から所定時間Ｔ経過したときとする方が好ましい。
　上記式１から分かるように、電圧源１３の電圧の大きさにより出力電流変化Ｓ１の減衰カーブを変えることが出来るが、上記電圧を高くしすぎて減衰カーブを必要以上に急峻とすればアークの立ち消えを起こす可能性がある。そこで、アークの安定化とスパッタ発生の抑制のための最適な電圧を設定するため、この電圧を可変出来るようにするのが好ましい。
　以上のように、上記アーク溶接装置では、インバータ二次側に平滑リアクトルを一次巻線とするトランスを接続し、同トランスの二次巻線の両端子間にスイッチ素子を接続する。さらに、二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して、出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を接続する。このスイッチ素子を所定のタイミングでオンオフ制御することで、スパッタの発生を抑制することが出来、且つ、スイッチ素子はアーク発生時にのみオンするため損失を小さくすることが出来る。
１－インバータ
５－トランス
６－トーチ
７－ワーク
８－スイッチ素子
１０－制御部
１３－電圧源

Claims (5)

  1. 　スイッチング回路を備えたインバータと、
    　前記インバータの出力側に接続され、前記インバータの出力を整流する整流回路と、
    　一次巻線と二次巻線を備え、前記一次巻線は前記インバータの出力側に接続され、前記整流回路で整流された整流出力を平滑するトランスと、
    　前記トランスの一次巻線の出力電流を溶接ワイヤに供給することによりワークに対し溶接をする出力電流供給端子と、
    　前記トランスの二次巻線の両端子間に接続されたスイッチ素子と、
    　前記溶接ワイヤと前記ワーク間の出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
    　前記スイッチ素子と前記インバータのスイッチング回路とを制御する制御回路と、を備え
    　前記制御回路は、
    　前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が、第１の所定電圧に上昇したときに前記インバータのスイッチング回路をオフし、且つ前記スイッチ素子をオンする第１制御部と、
    　前記スイッチ素子をオンした後、所定時間経過後に前記インバータのスイッチング回路をオンし、且つ前記スイッチ素子をオフする第２制御部を備える、アーク溶接装置。
  2. 　前記二次巻線の両端子間に前記スイッチ素子を介して、前記出力電流を下げる方向に所定の電圧を印加する電圧源を更に備えた、請求項１記載のアーク溶接装置。
  3. 　前記一次巻線と前記二次巻線の巻線比はｎ：１（ｎは２以上）である請求項１又は２記載のアーク溶接装置。
  4. 　前記制御回路は、前記スイッチ素子をオンしたときから、前記出力電圧検出器で検出した出力電圧が第２の所定電圧に低下するときまでの時間を前記所定時間と判定する、請求項１～３のいずれかに記載のアーク溶接装置。
  5. 　前記電圧源の電圧源は可変電圧源である、請求項２に記載のアーク溶接装置。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111446861B (zh) * 2019-01-16 2021-02-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
CN111446860B (zh) 2019-01-16 2021-09-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
JP7181805B2 (ja) * 2019-02-12 2022-12-01 株式会社三社電機製作所 半導体素子の過渡熱抵抗測定用電源回路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6122264U (ja) * 1984-07-11 1986-02-08 日立精工株式会社 アーク溶接機
JPS6380079U (ja) * 1986-11-14 1988-05-26
JPH01162573A (ja) * 1987-12-18 1989-06-27 Hitachi Seiko Ltd アーク溶接電源
JPH10146068A (ja) * 1996-11-05 1998-05-29 Sansha Electric Mfg Co Ltd 直流アークスタート補助回路
JP2006075890A (ja) * 2004-09-13 2006-03-23 Daihen Corp パルスアーク溶接の溶接電流制御方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4371776A (en) * 1981-06-26 1983-02-01 Union Carbide Corporation Welding power supply
JPS6122264A (ja) 1984-07-10 1986-01-30 Tokyo Electric Power Co Inc:The 送電線路の故障点標定方法
JPS6380079A (ja) 1986-09-25 1988-04-11 Kanto Tokushu Seiko Kk 車両の発進加速装置
US5351175A (en) * 1993-02-05 1994-09-27 The Lincoln Electric Company Inverter power supply for welding
JP5000224B2 (ja) * 2006-07-25 2012-08-15 株式会社三社電機製作所 溶接用電源装置
JP2008279462A (ja) * 2007-05-08 2008-11-20 Daihen Corp 交流アーク溶接電源
JP4790826B2 (ja) * 2009-03-10 2011-10-12 株式会社日立製作所 電源装置およびハードディスク装置
US8564972B2 (en) * 2009-05-27 2013-10-22 Panasonic Corporation Inverter control device and method with multiple switching circuit control methods
US9415457B2 (en) 2010-10-22 2016-08-16 Lincoln Global, Inc. Method to control an arc welding system to reduce spatter
JP5762241B2 (ja) * 2010-12-01 2015-08-12 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置
DE102012202869A1 (de) * 2012-02-24 2013-08-29 Robert Bosch Gmbh Ansteuervorrichtung und Ansteuerverfahren einer aktiven Snubberschaltung für einen Gleichspannungswandler
US9199327B2 (en) * 2013-01-29 2015-12-01 Shenzhen Jasic Technology Co., Ltd. Portable IGBT arc welding machine
JP6161998B2 (ja) * 2013-03-21 2017-07-12 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6122264U (ja) * 1984-07-11 1986-02-08 日立精工株式会社 アーク溶接機
JPS6380079U (ja) * 1986-11-14 1988-05-26
JPH01162573A (ja) * 1987-12-18 1989-06-27 Hitachi Seiko Ltd アーク溶接電源
JPH10146068A (ja) * 1996-11-05 1998-05-29 Sansha Electric Mfg Co Ltd 直流アークスタート補助回路
JP2006075890A (ja) * 2004-09-13 2006-03-23 Daihen Corp パルスアーク溶接の溶接電流制御方法

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