JP7181805B2 - 半導体素子の過渡熱抵抗測定用電源回路 - Google Patents

半導体素子の過渡熱抵抗測定用電源回路 Download PDF

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Description

この発明は、インバータ回路を備え、変圧器二次側に接続された整流回路からパルス状の出力電流を半導体素子に印加し、その状態で前記半導体素子の過渡熱抵抗を測定する、過渡熱抵抗測定用電源回路に関する。
半導体回路の設計においては、半導体素子に瞬間的な電力を印加したときの温度上昇を予測することが必要な場合があるが、この温度上昇の予測のために素子の特性の一つである過渡熱抵抗を用いる。この過渡熱抵抗は、特に大きな電力が加わるパワー半導体素子において必要な特性とされる。
過渡熱抵抗は、横軸をパルス状出力電流の通電時間、縦軸を過渡熱抵抗とするグラフにプロットすることで表わされ、所定のパルス幅の出力電流を得られる電源装置を用意すれば測定可能と考えられる。このような電源装置では、パルス幅を例えば数ｍｓ～１０００ｓの短時間～長時間に制御することが必要となることから、スイッチング素子をＰＷＭ信号でスイッチングするインバータ回路を含む構成となる。
しかし、被測定対象の半導体素子が数１０Ａ～１００Ａ以上を流すパワー半導体素子の場合は、ジャンクション温度が急激に上昇するため、電流の立ち上がりが緩やかであると、立ち上がり時の特に数ｍｓ～数１０ｍｓの付近の過渡熱抵抗計測の精度が悪くなる問題がある。この問題を解決するには、ＰＷＭ信号の周波数を高く設定して電流の立ち上がりを急峻にすればよい。ところが、ＰＷＭ信号の周波数を高くすれば、半導体素子に数１００ｓ～１０００ｓ以上の長時間に亘って大電流を流すときに、インバータ回路のスイッチング素子の損失が無視できない程度に大きくなり、電源回路全体の熱的な問題が生じる。
このような問題があるため、被測定素子の半導体素子にパルス電流を印加して過渡熱抵抗を測定することは実際上困難であり、従来は、半導体素子の電流オン直後の過渡時の等価回路等に基づいて、所定の計算式により過渡熱抵抗を推定していた（特許文献１）。
特開２０１３－８４６６６号公報
しかしながら、上記先行公報は、計算式を使って過渡熱抵抗を推定するものであるため、精度が良くない問題がある。
そこで、この発明は、上記過渡熱抵抗を高精度に求めることができ、且つ、パルス幅が長い場合にもインバータ回路の熱損失が大きくならない、半導体素子の過渡熱抵抗測定用電源回路を提供するものである。
この発明の過渡熱抵抗測定用電源回路は、変圧器の一次側に設けられＰＷＭ信号で制御されるインバータ回路と、前記変圧器の二次側に設けられ直流リアクトルを含む整流回路と、前記整流回路から被測定対象半導体素子にパルス電流を出力するように前記ＰＷＭ信号を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記パルス電流の立ち上がり時の第１ＰＷＭ周波数を、前記パルス電流をオンしてから所定時間ｔ１経過後の第２ＰＷＭ周波数よりも高く設定して前記被測定対象半導体素子の過渡熱抵抗を測定可能とすることを特徴とする。
前記第１ＰＷＭ周波数は、第２周波数に対して２～５倍程度に設定される。例えば、前記第２ＰＷＭ周波数が２５ｋＨｚの場合、第１ＰＷＭ周波数は１００ｋＨｚに設定される。第１ＰＷＭ周波数に設定される所定時間ｔ１は、出力電流が立ち上がり、その過渡期間を過ぎて一定値に達するまでの数ｍｓの時間である。
出力電流が一定値に達した後は、ＰＷＭ周波数がより低い第２ＰＷＭ周波数に切り替えられる。
このような制御により、パルス電流の立ち上がりが早くなるため過渡熱抵抗を高精度に求めることができ、また、パルス電流の立ち上がり時のみＰＷＭ周波数が高いため、インバータ回路の熱損失を抑えることができる。
この発明によれば、被測定対象の半導体素子に出力されるパルス電流の立ち上がりが早くなるため、素子の過渡熱抵抗を高精度に求めることができ、且つ、立ち上がり後のＰＷＭ周波数が低下するためインバータ回路部の熱損失が大きくならない
本発明の実施形態のインバータ制御式直流電源の回路ブロック図を示す。 上記直流電源の出力電流波形を示す。 ＰＷＭ周波数をパルス幅全体で第２周波数ｆ２に設定した場合の出力電流Ｉｏと出力電圧Vｏの波形図（Ａ）と、立ち上がり時を第１周波数ｆ１に設定し、その後第２周波数ｆ２に設定した場合の出力電流Ｉｏと出力電圧Vｏの波形図（Ｂ）を示す。 インバータ回路４のスイッチング素子のジャンクション温度の変化を示すシミュレーション結果。 上記シミュレーション結果を得るための式を示す。
図１は、本発明の実施形態のインバータ制御式直流電源の回路ブロック図である。図２は、出力電流Ｉｏの波形図である。
このインバータ制御式直流電源には、被測定対象の半導体素子１が負荷として接続される。
ＡＣ商用電源は整流器２でＤＣ化され、平滑回路３で平滑されてからインバータ回路４に入力する。インバータ出力は変圧器５で変圧されて整流器６で整流され、直流リアクトルを含む平滑回路７で平滑されて被測定対象半導体素子１に出力される。インバータ回路４は、複数個の半導体スイッチング素子を例えばブリッジ接続して構成される。出力電流Ｉｏは電流センサ１０で検出され、制御回路８にフィードバックされ、図２に示すようなパルス状の出力電流Ｉｏが被測定対象半導体素子１に出力される。被測定対象半導体素子１では、上記パルス状の電流がオン電流として供給されるときの過渡熱抵抗の測定を行う。具体的には、オン状態の半導体素子１にパルス状の上記出力電流Ｉｏを印加してから、コレクターエミッタ間等のジャンクション電圧の変化等を通電時間毎に測定し、所定の式から過渡熱抵抗を求める。このとき、パルスの立ち上がりが早ければ早いほど、求める過渡熱抵抗の精度が上がる。過渡熱抵抗は図２より以下の式で求めることができる。
θｔｈ＝｛ｔ（Ｔｘ）－ｔ（Ｔ１）｝［℃］／Ｐ［ｗ］
＝｛ｔ（Ｔｘ）－ｔ（Ｔ１）｝／｛Ｉ×Ｖｏｎ｝
Ｐ：被測定対象半導体素子の損失
Ｉ：被測定対象半導体素子の通電電流
Ｖｏｎ：通電電流での半導体素子のオン電圧
Ｔｘ：経過時間（通電時間）
なお、出力電流Ｉｏが定電流制御されることで、半導体素子１には負荷抵抗を接続しなくても良い。
制御回路８は、インバータ４の半導体スイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号を生成し、平滑回路７からの出力電流Ｉｏが目標電流値となるようにＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）を制御する。
図１に示すように、制御回路８は、目標電流値を設定して、出力電流Ｉｏがその目標電流値になるようにＰＷＭ周波数を設定する。次のように構成される。
目標電流値設定部８０は、今回制御タイミングで制御しようとする出力電流Ｉｏの目標電流値（今回目標電流値）を設定する。前回目標電流値設定部８１は、前回制御タイミングで制御していた出力電流Ｉｏの目標電流値（前回目標電流値）を設定する。比較器８２は、今回目標電流値と前回目標電流値の差分を出力ｃとする。電流の立ち上がりタイミングでは今回目標電流値がＩとなり、前回目標電流値はＩ（－１）（＝ゼロ）となる。このとき、比較器８２の出力（差分出力）ｃが立ち上がる。キャリア制御部８３は、上記の出力ｃの値に基づいてキャリア周波数の設定を行い、キャリア発生部８４は、設定されたキャリア周波数のキャリアを生成する。キャリアとは、鋸歯状波の高周波信号である。電流指令値設定部８５は、今回目標電流値と電流センサ１０で検出した出力電流Ｉｏの誤差を求め、その誤差がゼロとなるように電流指令値を設定する。比較器８６は、この電流指令値とキャリア発生部８４で発生したキャリアとを比較して、ＰＷＭ信号がオンとなる区間を求め、ＰＷＭ信号発生部８７は、この比較器出力に基づいてＰＷＭ信号を出力する。このときのＰＷＭ周波数は上記キャリア周波数に一致する。
次に、制御回路８の動作を説明する。
制御タイミングがＴ１になるまでは、目標電流値設定部８０に設定されている今回目標電流値と前回目標電流値設定部８１に設定されている前回目標電流値とは、両方ともゼロとなっている。比較器８２の出力ｃはゼロであるため、キャリア制御部８３ではキャリア周波数がゼロとなり、ＰＷＭ信号発生部８７からＰＷＭ信号は発生しない。
制御タイミングがＴ１になると、目標電流値設定部８０では、今回目標電流値がＩに設定される。前回目標電流値Ｉ（－１）はゼロであるため、比較器８２の出力ｃが立ち上がり、キャリア制御部８３では、キャリア周波数が第１周波数ｆ１に設定される。第１周波数ｆ１は、ここでは１００ｋＨｚである。キャリア発生部８４でｆ１のキャリアが発生し、ＰＷＭ信号発生部８７からは、第１周波数ｆ１のＰＷＭ信号が発生してインバータ回路４に供給される。Ｔ１では、第１周波数ｆ１は１００ｋＨｚの高い周波数であるため、出力電流Ｉｏの立ち上がりは早くなる。
制御タイミングが、所定の時間ｔ１である５ｍｓが経過したＴ２になると、キャリア制御部８３は、キャリア周波数をより低い第２周波数ｆ２に設定する。５ｍｓは、第１周波数ｆ１による制御により、出力電流Ｉｏが立ち上がって目標電流値Ｉになるまでの時間として設定され、予め実験的に求められる。この時間ｔ１は、出力電流Ｉｏが大きいほど長くなるが、通常は数ｍｓ～１０ｍｓ程度の範囲である。第２周波数ｆ２は、より低い周波数の２５ｋＨｚである。すると、ＰＷＭ信号発生部８７で発生するＰＷＭ信号もｆ２となり、インバータ回路４に供給されるＰＷＭ信号の周波数は２５ｋＨｚの第２周波数ｆ２となる。Ｔ２以降は、第２周波数ｆ２は２５ｋＨｚの低い周波数であるため、ｔ２が数１００ｓ～１０００ｓ程度の長い期間であっても、インバータ回路４のスイッチング損失が過大となることはない。
被測定対象半導体素子１は、オンにされている状態で、上記のように制御されて 出力されるパルス状の出力電流Ｉｏが印加される。そして、通電時間毎の半導体素子１のジャンクション電圧の変化などが測定され、それらの測定値から同素子１の過渡熱抵抗が求められる。
なお、Ｔ１、Ｔ１－１、Ｔ２の時刻は予め設定され、目標電流値設定部８０やキャリア制御部８３で記憶されている。
このような制御により、被測定対象半導体素子１に出力される出力電流Ｉｏは、その立ち上がりが早くなり、且つ、インバータ回路４のＴ２以降のスイッチング損失が大きくならないため、過渡熱抵抗の精度を高くでき、且つ、インバータ回路４の熱損失を小さくできる。
図３（Ａ）は、ＰＷＭ周波数をパルス幅全体で第２周波数ｆ２に設定した場合の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏの波形図、図３（Ｂ）は、立ち上がり時を第１周波数ｆ１に設定し、その後第２周波数ｆ２に設定した場合の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏの波形図を示している。図３（Ａ）では、出力電流Ｉｏの立ち上がりが緩やかであり、図３（Ｂ）では、出力電流Ｉｏの立ち上がりが早くなっていることが分かる。
また、図４は、インバータ回路４のスイッチング素子のジャンクション温度の変化を示すシミュレーション結果である。図５は、上記シミュレーション結果を得るための式を示している。図４は、周囲温度を２５度、インバータ回路４の使用半導体数を８として上記図５の式により求めたものである。
図４では、
１）パルス出力電流幅（１０００Ｓ）全体を第１ＰＷＭ周波数１００ｋＨｚに固定
２）パルス出力電流幅（１０００Ｓ）全体を第２ＰＷＭ周波数２５ｋＨｚに固定
３）パルス出力電流の立ち上がり時を第１ＰＷＭ周波数１００ｋＨｚで、５ｍｓ後から第２ＰＷＭ周波数２５ｋＨｚに設定
の３つの変化を示している。
上記３）では、ジャンクション温度は、出力電流Ｉｏの立ち上がりから５ｍｓ経過までは、１）と同じ変化を示し、５ｍｓ経過後に低下し、その後の変化は、２）と同じ変化となっていることが分かる。
したがって、３）の制御を行うことにより、出力電流Ｉｏの立ち上がりを早くすることができ、且つ、インバータ回路全体の発熱量は２）の場合と同様に抑えられる。
ｆ１－第１ＰＷＭ周波数
ｆ２－第２ＰＷＭ周波数

Claims (1)

  1. 変圧器の一次側に設けられＰＷＭ信号で制御されるインバータ回路と、前記変圧器の二次側に設けられ直流リアクトルを含む整流回路と、前記整流回路から被測定対象半導体素子にパルス電流を出力するように前記ＰＷＭ信号を制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記パルス電流の立ち上がり時の第１ＰＷＭ周波数を、前記パルス電流をオンしてから所定時間ｔ１経過後の第２ＰＷＭ周波数よりも高く設定して前記被測定対象半導体素子の過渡熱抵抗を測定可能とすることを特徴とする半導体素子の過渡熱抵抗測定用電源回路。
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