KR20000011274A

KR20000011274A - 아크가공용전원장치

Info

Publication number: KR20000011274A
Application number: KR1019990019557A
Authority: KR
Inventors: 이케다데스로; 모리모토다케시; 오노쇼지
Original assignee: 시카타 구니오; 가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼
Priority date: 1998-07-08
Filing date: 1999-05-29
Publication date: 2000-02-25
Anticipated expiration: 2019-05-29
Also published as: KR100317851B1; CN1197680C; US6091049A; JP3231705B2; JP2000015443A; CN1244450A

Abstract

인버터로의 입력전압을 균형시키면서, 소형화를 도모한다.

정류부(2)의 출력에 직렬로 콘덴서(3a),(3b)가 접속되며, 콘덴서(3a),(3b)의 양단에 인버터(4a),(4b)가 접속되어 있다. 인버터(4a),(4b)는 콘덴서(3a),(3b)로부터의 직류전압을 고주파 전압으로 변환시켜 변압기(11),(12)에 공급한다. 변압기(11),(12)의 출력전압을 직류전압으로 변환하여 변환기(13a)(13b)(14a)(14b)가 부하에 공급한다. 변환기로부터 부하로의 출력전류를 나타내는 출력검출신호를 출력검출기(32)가 생성한다.

제1의 전압검출기(35),(36)이, 인버터(4a),(4b)에 공급되어야 할 제1의 전압을 나타내는 제1의 전압검출신호를 생성한다.

콘덴서(3b)의 전압을 나타내는 제2의 전압검출신호를 제2의 전압검출기(37),(38)이 생성한다.

출력검출신호와 출력전류 설정신호의 차이에 따라 인버터(4a),(4b)의 도통기간을 결정하는 제어신호를 전압균형장치(34)가 생성한다. 이 제어신호의 적어도 한쪽의 도통기간은, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이에 따라 전압균형장치(34)에 있어서 수정된다.

이 수정된 도통기간을 갖는 제어신호에 의해 인버터(4a)가 제어된다.

Description

아크가공용 전원장치 {POWER SOURCE DEVICE FOR ARC PROCESSING}

본 발명은, 아크용접, 아크절단, 플라스마아크용접 또는 플라스마 아크절단과 같은 아크가공에 사용하는 전원장치에 관한 것이며, 특히 입력전압의 변동을 보상하는 전원장치에 관한 것이다.

아크가공용의 전원장치에는, 소형, 경량화를 위하여 인버터를 사용하는 것이 있다.

즉, 교류입력 전압을 입력측 정류기로 정류하고 콘덴서에 의하여 평활한다.

그리고, 평활에 의하여 얻어진 직류전압을 인버터에 의하여 고주파 전압으로 변환한다.

이 고주파 전압은, 고주파변압기에 의해서 변압되고, 출력측정류기에 의해 재차 직류전압으로 변환되어 부하에 공급된다.

일단, 고주파 전압으로 변환하는 것에 의하여, 사용하는 변압기를 소형의 것으로 사용할 수가 있으며, 이 전원장치 전체도 소형화된다.

이와같은 전원장치에 공급되는 교류전압이, 예를들면 400V계와 같은 고압의경우, 입력정류기의 출력전압, 즉 인버터의 입력전압은, 고전압(예를들면 400V＊2의 평방근＝약 565V)으로 된다.

그래서, 인버터에 포함되어 있는 제어소자, 예를들면 IGBT, MOSFET 등에는, 1200V클래스의 역전압을 갖는 것이 필요하게 된다.

그런데, 1200V클래스의 스위칭소자는, 역전압이 600V클래스의 제어소자와 비교하여 시판되고 있는 것이 적다.

또, 600V클래스의 스위칭소자를 2개 사용하는 것 보다 고가이다.

더구나, 600V클래스의 스위칭소자는, 1200V클래스의 것 보다도 높은 스위칭주파수로 사용할 수가 있다.

그 때문에 600V클래스의 것을 사용하는 편이 전원장치를 보다 소형화 할 수가 있다.

그래서, 본원 출원인은, 600V클래스의 스위칭소자를 사용한 인버터를 2개 직렬로 접속시켜 높은 입력전압에 대응한 아크가공용의 전원장치를 일본국 특허 제2607997호로서 제안하였다.

도 6은, 상기 특허의 전원장치 가운데 본원 발명에 관련되는 것을 나타낸 것이다.

입력단자(1a) 내지 (1c)에 공급된 고전압의 상용(商用)교류전압이 입력측 정류기(2)에 의해서 정류된다.

이 정류기(2)의 출력단자(2a),(2b) 사이에 직렬로 한쌍의 평활용 콘덴서(3a),(3b)가 접속되어 있다.

입력측정류기에 의해 정류된 전압은, 이들 평활용 콘덴서(3a),(3b)에 의해 평활되어 직류전압으로 변환된다.

한쪽의 평활용 콘덴서(3a) 사이의 직류전압은, 인버터, 예를들면 반브리지형 인버터(4a)로 공급된다.

이 인버터(4a)는, 직렬 접속된 스위칭소자, 예를들면 IGBT(7a),(8a)를 포함하고, 이 직렬의 IGBT(7a),(8a)에 병렬로 콘덴서(5a),(6a)가 접속되어 있다.

또, IGBT(7a),(8a)의 이미터, 컬렉터 도전로에 병렬로 플라이휠 다이오드(9a),(10a)가 접속되어 있다.

다른쪽의 평활용 콘덴서(3b) 사이의 직류전압도 인버터(4b)로 공급되고 있다.

인버터(4b)도, 직렬로 접속된 스위칭소자, 예를들면 IGBT(7b),(8b)를 포함하고, 이 직렬의 IGBT(7b),(8b)에 병렬로 콘덴서(5b),(6b)가 접속되어 있다.

또, IGBT(7b),(8b)의 이미터, 컬렉터 도전로에 병렬로 플라이휠 다이오드(9b),(10b)가 접속되어 있다.

이들 인버터(4a),(4b)의 IGBT(7a),(8a),(7b),(8b)는 스위칭소자 구동장치(31)에서 공급되는 제어신호, 예를들면 구동신호에 따라서 온(도통), 오프(비도통)를 반복하여 입력된 직류전압을 고주파 전압으로 변환시킨다.

구체적으로, 인버터(4a)에 있어서, IGBT(7a)가 온일때 IGBT(8a)는 오프이고, IGBT(7a)가 오프일때 IGBT(8a)가 온이며, 이것이 반복된다.

IGBT(7a)가 온에서 오프로 변화하고 IGBT(8a)가 오프에서 온으로 변화할 때, 혹은 IGBT(8a)가 온에서 오프로 변화하고 IGBT(7a)가 오프에서 온으로 변화할 때, 양 IGBT(7a),(8a)가 동시에 온이 되는 것을 회피하기 위하여, IGBT(7a) 또는 (8a)가 온에서 오프로 되어도, 즉시 IGBT(8a) 또는 IGBT(7a)가 온으로 되지 않고, 양 IGBT(7a), (8a)가 함께 오프로 되는 휴지기간이 설정되어 있다.

또한, 인버터(4b)에 있어서도, 마찬가지로 IGBT(7b),(8b)의 제어가 행해지고 있다.

이들 고주파 전압은, 고주파변압기(11),(12)의 1차 권선(11P),(12P)에 각각 공급된다.

변압된 고주파 전압이, 변압기(11),(12)의 2차 권선(11S1),(12S1)에 유기(誘起)된다.

이들 유기된 고주파 전압은, 정류기(13a),(13b),(14a),(14b)로 되는 출력측 정류기에 의하여 정류되고, 평활용 리액터(15)에 의해 평활되어 출력단자(16P),(16N)을 통해서 부하, 예를들면 모재(母材)와 토치에 공급된다.

부하에 공급되어 있는 출력전류가, 출력전류검출기(32)에 의해 검출된다.

그리고, 출력전류를 나타내는 출력전류검출신호가, 출력전류검출기(32)로부터 오차증폭기(51)로 공급된다.

오차증폭기(51)에는, 출력전류설정기(33)에 의해 설정된 전류설정신호도 공급되고 있다.

오차증폭기(51)은, 전류설정신호와 출력전류검출신호의 차이를 산출하고, 이 차이를 나타내는 오차신호를 스위칭소자구동장치(31)에 공급한다.

스위칭소자구동장치(31)은, 이 오차신호가 영(0)이 되도록, 상기한 IGBT(7a), (8a),(7b),(8b)가 온(ON)인 기간(도통기간)의 길이를 결정한다.

또한, 이 온인 기간과 오프인 기간의 합은 미리 정해진 일정치이다.

따라서, 각 IGBT(7a),(8a),(7b),(8b)는 펄스폭 제어되고 있다.

변압기(11)은, 2차 권선(11S1) 이외에, 2차 권선(11S2)를 가지며, 이 2차 권선(11S2)에 유기된 고주파 전압은, 다이오드(18a)∼(18d)로 이루어진 전파(全波)정류기에 의해 정류되고, 저항기(20)을 통해서 인버터(4b)의 입력측에 공급되고 있다.

마찬가지로, 변압기(12)도, 2차 권선(12S1) 이외에, 2차 권선(12S2)를 가지며, 이 2차 권선(12S2)에 유기된 고주파 전압은, 다이오드(17a) 내지 (17d)로 이루어진 전파정류기에 의해서 정류되고, 저항기(19)를 통해서 인버터(4a)의 입력측에 공급되고 있다.

즉, 인버터(4a)의 출력전압이 변압기(11)의 2차 권선(11S2)를 통하여 인버터(4b)의 입력측에, 인버터(4b)의 출력전압이 변압기(12)의 2차 권선(12S2)를 통하여 인버터(4a)의 입력측에 각각 귀환되고 있다.

이와같은 귀환을 행하고 있으므로, 콘덴서(3a),(3b)의 용량이나 누설전류의 상이에 따라, 콘덴서(3a),(3b)의 전압에 흐트러짐이 발생하여도, 양 전압은 균등하게 된다.

예를들면, 인버터(4a)의 입력전압이 인버터(4b)의 입력전압보다 큰 경우, 변압기(11)의 1차 권선(11P)의 전압이 변압기(12)의 1차 권선(12P) 보다 크다.

따라서, 변압기(11)의 2차 권선(11S2)의 전압이, 변압기(12)의 2차 권선(12S2)의 전압보다 높게 된다.

높은 전압인 2차 권선(11S2)의 전압이 낮은 전압인 변압기(12)의 1차 권선(12P)에 저항기(20)을 통해서 인가되고, 낮은 전압인 변압기(12)의 2차 권선(12S2)의 전압이 높은 전압인 변압기(11)의 1차 권선(11P)에 인가된다.

이에 의해 변압기(11)의 1차 권선(11P)의 전압과, 변압기(12)의 1차 권선(12P)의 전압이 균형되어 동등하게 된다.

이와같은 전원장치에서는, 상기와 같은 전압의 불균형이 발생한 경우, 신속하게 균형된 상태로 하는 것이 요망된다.

그러기 위해, 저항기(19),(20)에는, 낮은 저항치의 것을 사용하지 않으면 안된다.

그러나, 저항기(19),(20)에는, 큰 값의 전류가 흐르기 때문에, 그 용량은 큰 것이 바람직하다.

낮은 저항으로 또한 용량이 큰 저항기는, 비교적 대형이 되어 애써서 소형화를 꾀하기 위하여 인버터를 사용하고 있음에도 불구하고, 전원장치가 대형화 된다는 문제점이 있었다.

본 발명은, 인버터로의 입력전압을 균형되게 하면서, 소형화를 실현할 수 있는 아크가공용 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.

도 1은, 본 발명의 한 실시형태의 아크 가공장치의 블록도.

도 2는, 도 1의 아크 가공장치의 전압균형장치의 상세한 블록도.

도 3은, 도 2의 전압균형장치가 발생하는 통상의 펄스신호, 각 보정펄스신호 및 정규의 보정펄스신호를 나타내는 도면.

도 4는, 도 1의 아크 가공장치의 인버터(4a),(4b)의 제어상태 및 콘덴서(3a)의 전압의 변화상태를 나타내는 도면.

도 5는, 본 발명의 다른 형태의 아크 가공장치의 인버터(4a),(4b)의 제어상태 및 콘덴서(3a)의 전압의 변화상태를 나타내는 도면.

도 6은, 종래의 아크 가공장치의 블록도.

(도면의 주요부분에 대한 부호의 설명)

2 …… 입력측 정류기

3a,3b …… 한쌍의 평활용 콘덴서

4a,4b …… 인버터

11,12 …… 변압기

13a,13b,14a,14b …… 출력측 정류기(변환기)

16 …… 리액터(변환기)

31 …… 스위칭소자 구동장치(제어부)

32 …… 출력전류검출기

33 …… 출력전류설정기

34 …… 전압균형장치

35,36 …… 저항기(제1의 전압검출기)

37,38 …… 저항기(제2의 전압검출기)

본 발명에서는, 교류전압을 정류하여 두개의 출력단자 사이에 출력하는 입력측정류부의 두개의 출력단자 사이에, 직렬로 평활용의 한쌍의 콘덴서가 접속되어 있다.

그리고, 한쌍의 콘덴서 각각의 양단 사이에 한쌍의 인버터가 접속되어 있다.

각 인버터는, 제어신호에 응동하여 도통과 비도통을 반복하고, 대응하는 상기 콘덴서로부터 공급되는 직류전압을 고주파 전압으로 변환시키는 스위칭소자를 가지고 있다.

이들 인버터로부터의 고주파 전압이 변압기에 공급된다.

변압기의 출력전압을 직류전압으로 변환시켜 부하에 변환기가 공급한다.

이 변환기로부터 상기 부하에 공급되는 출력, 예를들면 출력전류, 출력전압 또는 츨력전력을 나타내는 출력검출신호를 출력검출기가 생성한다.

상기 한쌍의 콘덴서 사이에 제1의 전압검출기가 접속되고, 상기 양 인버터에 각각 공급되어야할 제1의 전압을 나타내는 제1의 전압검출신호를 생성한다.

상기 한쌍의 콘덴서 가운데 한쪽 콘덴서의 양단 사이에 제2의 전압검출기가 접속되고, 그 전압을 나타내는 제2의 전압검출신호를 생성한다.

상기 출력검출신호와, 제1 및 제2의 전압검출신호가 제어부에 입력된다.

제어부는, 출력검출신호와 미리 정해진 설정신호와의 차이에 따라서, 상기 양 인버터의 스위칭소자의 도통기간을 각각 결정하는 제어신호를 생성한다.

이와같은 제어신호가 양 인버터에 공급됨에 따라서, 부하에 공급되는 출력은, 설정신호에 대응한 것으로 된다.

이 제어신호의 적어도 한쪽의 도통기간은, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이에 응해서 제어부에 있어서 수정된다.

이 수정된 도통기간을 갖는 제어신호에 의하여 한쪽의 인버터가 제어된다.

예를들어 제2의 전압이 제1의 전압보다 크면, 제2의 전압을 검출하고 있는 인버터의 도통기간이 넓혀지거나, 혹은 제2의 전압이 검출되고 있는 인버터가 아닌 인버터의 도통기간이 좁혀지게 된다.

또, 제2의 전압이 제1의 전압보다 작으면, 제2의 전압을 검출하고 있는 인버터의 도통기간이 좁혀지거나, 제2의 전압이 검출되고 있지 않은 인버터의 도통기간이 넓혀진다.

이에 의해, 양 인버터의 입력전압은 균형된 것으로 된다.

또, 제어신호의 수정은 한쪽의 인버터에 공급되는 것 만이 아니고, 양쪽의 인버터에 공급되는 제어신호로 행할수 있다.

이 경우, 한쪽 인버터의 스위칭소자의 도통기간을 넓히고, 다른쪽 인버터의 스위칭소자의 도통기간을 좁힌다.

구체적으로는, 제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 클 때에 제2의 전압검출기가 설치되어 있는 인버터의 도통기간이 넓혀지고, 제2의 전압검출기가 설치되어 있지 않은 인버터의 도통기간이 좁혀진다.

또, 제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 작을 때에 제2의 전압검출기가 설치되어 있는 인버터의 도통기간이 좁혀지고, 제2의 전압검출기가 설치되어 있지 않은 인버터의 도통기간이 넓혀진다.

이와같이 두개의 인버터의 도통기간을 함께 제어하므로 신속하게 제1 및 제2의 전압을 균등하게 할 수가 있다.

도통기간의 수정은 제1 및 제2의 전압의 차이에 상당하는 몫만큼 단번에 행할 수가 있다.

그러나, 이 경우 오버슈트하여, 예를들면 제1의 전압보다도 제2의 전압이 큰 상태에서, 제2의 전압이 제1의 전압보다 작은 상태로 될 가능성이 있다.

그래서, 이와같은 오버슈트를 방지하기 위하여, 미리 정한 양 만큼씩 수정을 행할수도 있다.

도통기간은 여러가지로 변경할 수 있는 바, 상기 인버터에는 적어도 두개의 스위칭소자가 설치되는 경우가 있다.

이와같은 경우, 양 스위칭소자가 동시에 도통하는 것을 방지하기 위해, 한쪽의 스위칭소자가 도통상태에 있고 다른쪽의 스위칭소자가 비도통의 상태로에서, 한쪽의 스위칭소자가 비도통상태로 되고 다른쪽의 스위칭소자가 도통상태로 변화하는 것을 반복하는 경우, 양 스위칭소자가 함께 비도통인 휴지기간이 설정된다.

그러므로, 도통기간의 수정도 이 휴지기간내에 완료되어 연장되는 일은 없다.

( 실 시 예 )

본 발명의 한 실시형태의 아크가공용 전원장치를 도 1 내지 도 5를 참조하면서 설명한다.

이 아크가공용 전원장치는, 도 1과 도 6과의 비교로 명백한 바와 같이, 도 6의 전원장치에 설치되어 있던 변압기(11),(12)의 2차 권선(11S2),(12S2), 다이오드(17a)∼(17d), (18a)∼(18d), 저항기(19),(20)이 제거되어 있다.

그 대신에, 도 1의 전원장치에는, 전압균형장치(34)가 설치되어 있다.

또한, 도 6과 동등한 부분에는 동일한 부호를 부여하여 그 설명은 생략한다.

전압균형장치(34)에는, 제1의 전압검출기로부터 제1의 전압검출신호가 공급되고 있다.

제1의 전압검출기는, 한쌍의 콘덴서(3a),(3b) 사이에 직렬로 접속된 저항기(35),(36)을 가지고 있다.

이들 저항기(35),(36)은 동일한 저항치를 가지고 있다.

저항기(36)의 양단 사이의 전압, 즉 접속점(D)의 전압이 전압균형장치(34)에 제1의 전압검출신호로서 공급되고 있다.

저항기(35),(36)이 동일한 저항치를 가지고 있기 때문에 저항기(36)의 양단 사이의 전압, 즉 제1의 전압검출신호는 양 인버터(4a),(4b)에 각각 공급되고 있는 전압이 균형하고 있을 때에 양 인버터(4a),(4b)에 공급되어야 할 균형전압을 나타내고 있다.

또, 전압균형장치(34)에는, 제2의 전압검출기로부터 제2의 전압검출신호가 공급되고 있다.

제2의 전압검출기는, 한쪽의 콘덴서, 예를들면 콘덴서(3b)의 양단 사이에 직렬로 접속된 저항기 (37),(38)을 가지며, 저항기(38)의 양단 사이의 전압, 즉 접속점(E)의 전압이, 제2의 전압검출신호로서 전압균형장치(34)에 공급되고 있다.

저항기(38)의 저항치는, 저항기(37)의 저항치와 비교하여 상당히 큰 값으로 선택되어 있다.

따라서, 제2의 전압검출신호는 콘덴서(3b)의 양단 사이의 전압을 대략 표시하고 있다.

또, 전압균형장치(34)에는 출력전류검출기(32)로부터의 출력전류검출신호와, 출력전류설정기(33)으로부터의 전류설정신호도 공급되고 있다.

도 2에 나타내는 바와 같이, 전압균형장치(34)는 CPU(45)를 포함하고 있다.

CPU(45)에는, A/D변환기(41)∼(44)에 의해 각각 디지탈화된 제1 및 제2의 전압검출신호, 출력전류검출신호 및 전류설정신호가 공급되고 있다.

또, CPU(45)는 메모리(46)에 기억되어 있는 프로그램에 따라 동작을 한다.

이 CPU(45)는, 도 3(a)에 나타내는 것과 같은 클록펄스에 의거하여 동작하고 있다.

출력전류검출신호와 전류설정신호에 의거하여, 이들의 차이가 영(0)이 되도록한 각 IGBT(7a),(7b),(8a),(8b)의 도통기간을, 폭이 나타내고 있는 통상의 펄스신호를, 도 3(b)에 나타내는 바와 같이 CPU(45)는 발생시킨다.

이 통상의 펄스신호의 폭은, 출력전류검출신호와 전류검출신호의 차이에 따라 그때 그때 신축한다.

이 통상의 펄스신호를, 제1 및 제2의 전압검출신호에 의거하여, 도 3(c)∼(f)와 같이 보정한 보정펄스신호가, CPU(45)에 있어서 생성되고 있다.

접속점(D)의 전압, 즉 제1의 전압검출신호와, 접속점(E)의 전압, 즉 제2의 전압검출신호와의 차이가, 예를들면 10V 이상 20V 미만일때에는, 통상의 펄스신호보다 하강을 1클록만큼 연장한, 도 3(c)에 나타내는 바와 같은, 보정펄스신호를 CPU(45)는 발생시킨다.

상기의 차이가, 예를들면 20V 이상 40V 미만일때에는, 통상의 펄스신호보다 하강을 2클록만큼 연장한, 도 3(d)에 나타내는 바와 같은, 보정펄스신호를 CPU(45)는 발생시킨다.

상기의 차이가, 예를들면 40V 이상 60V 미만일때에는, 통상의 펄스신호보다 하강을 3클록만큼 연장한, 도 3(e)에 나타내는 바와 같은, 보정펄스신호를 CPU(45)는 발생시킨다.

상기의 차이가, 예를들면 60V 이상 100V 미만일때에는, 통상의 펄스신호보다 하강을 4클록만큼 연장한, 도 3(f)에 나타내는 바와 같은, 보정펄스신호를 CPU(45)는 발생시킨다.

상기의 차이가, 예를들면 10V 미만이면, 보정펄스신호를 CPU(45)는 발생시키지 않는다.

즉, 제1 및 제2 전압검출신호의 차이가, 10V 이상일때에 보정펄스신호가 발생 되기 때문에, 10V가 기준신호로 되어 있다.

상기의 차이가 100V 이상이면, CPU(45)는, 전압균형의 이상이라고 간주하여, 도 3(g)에 나타내는 바와 같이, IGBT(7a),(7b),(8a),(8b)의 도통기간의 최대허용 기간까지 하강을 연장한다.

이 보정펄스신호에 의해, 예를들면 IGBT(7a),(7b)가 제어된 경우, 한쪽의 IGBT, 예를들면 IGBT(7a)는 최대허용기간에 걸쳐서 도통하고, 휴지기간을 거쳐서, 재차 최대허용기간에 걸쳐 도통하는 것을 반복하지만, 다른쪽의 IGBT, 예를들면 IGBT(7b)는 비도통상태를 유지한다.

또한, 상기의 각 전압의 값은, 예를들면 입력되는 교류전압의 실효치가 400V의 경우이며, 다른 실효치의 교류전압이 입력되는 경우에는, 상기의 각 전압의 값은 물론 변경된다.

도 3(b)와 도 3(c)∼(g)의 비교로 명백한 바와 같이, 보정펄스신호의 일어남은, 통상의 펄스신호보다 1클록만큼 일어남이 늦어지고 있다.

이것은, 통상의 펄스신호가 발생한 것을 확인한 후에, 보정펄스신호가 발생하도록 하고 있기 때문이다.

양자의 일어남을 가지런히 하지 않을 경우, 인버터(4a),(4b)의 도통기간에 미소하지만 상이가 발생한다.

그래서, 일어남에 대하여 통상의 펄스신호와 각 보정펄스신호와의 논리합을 취한 펄스신호를, 도 3(h)에 나타내는 바와 같이 정규의 보정펄스신호로서 출력한다.

상기의 설명은, 제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 큰 경우이다.

제2의 전압검출신호가 제1의 검??신호보다 큰 경우에는, 상기와는 반대로 통상의 펄스신호보다 보정펄스신호의 폭은 좁혀진다.

즉, 제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 크고, 또한 그 차이가 10V 이상 20V 미만의 경우에는 통상의 펄스신호보다 1클록만큼 하강을 짧게한 보정펄스신호가 생성된다.

제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 크고, 그 차이가 20V 이상 40V 미만일 때에는, 2클록만큼 하강을 짧게한 보정펄스신호가 생성된다.

제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 크고, 그 차이가 40V 이상 60V 미만일 때에는, 3클록만큼 하강을 짧게한 보정펄스신호가 생성된다.

제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 크고, 그 차이가 60V 이상 100V 미만일 때에는, 4클록만큼 하강을 짧게한 보정펄스신호가 생성된다.

이와같이하여 생성된 통상의 펄스신호와, 정규의 보정펄스신호는, 스위칭소자구동장치(31)에 공급된다.

스위칭소자구동장치(31)은, 통상의 펄스신호에 의거하여 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 제어하고, 정규의 보정펄스신호에 기초하여 인버터(4a)의 IGBT(7a),(8a)의 도통기간을 제어한다.

또한, 보정펄스신호가 발생하지 않은 경우, 통상의 펄스신호에 의해 인버터(4a)의 IGBT(7a),(8a)가 제어된다.

예를들면, 제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 큰 경우, 인버터(4a)에 공급되고 있는 전압이, 인버터(4b)에 공급되고 있는 전압보다 크다.

이때, 양자의 차이가 40V 이상 60V 미만이면, 도 3(h)에 나타내는 바와 같이 통상의 펄스신호보다 TM(3클록분)만큼 폭이 넓은 정규의 보정펄스신호가 스위칭소자구동장치(31)에 공급된다.

이에 의해, 도 4(a)의 기간(T1)에 나타내는 바와 같이, 통상의 도통기간 TA보다 TM만큼 긴 도통기간을 갖도록, 인버터(4a)의 IGBT(7a), (8a)를 스위칭소자구동장치(31)이 제어한다.

한편, 통상의 펄스신호에 의거하여 스위칭소자구동장치(31)은, 도 4(b)에 나타내는 바와 같이, 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 TA로 제어한다.

이 결과, 입력전압이 높은 인버터(4a)가 인버터(4b)보다 많은 부하를 부담하게되어, 콘덴서(3a)가 방전하며, 그 전압은 저하해 간다.

도 4(c)는, 콘덴서(3a),(3b)의 전압의 편차를 나타내고 있으며, 콘덴서(3a)의 방전에 의해 이 편차는 저하해간다.

방전된 것에 의하여, 제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 크지만, 그 차이가 20V 이상 40V 미만으로 저하하면, 정규의 보정펄스신호의 폭은, 2클록분만큼 연장된 것으로 짧게 된다.

더욱 방전이 진행하여 그 차이가 10V 이상 20V 미만으로 저하하면, 정규의 보정펄스신호의 폭은 1클록분만큼 연장된 것으로 된다.

더욱 방전이 진행하여 그 차이가 10V 미만이 되면, 콘덴서(3a),(3b)의 전압은 거의 동등하게 되고, T2기간에 나타내는 바와 같이 통상의 펄스신호에 의한 도통기간 TA와 동일한 기간으로 인버터(4a)의 도통기간이 된다.

또한, 제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 높은 경우에는, 인버터(4b)의 입력전압이 인버터(4a)의 입력전압보다 높다.

이 경우에는, 인버터(4b)의 도통기간은, 통상의 펄스신호에 의해 규정되는 기간으로서, 인버터(4a)의 도통기간은, 통상의 펄스신호에 의해서 규정되는 기간보다 짧게 된다.

그리고, 상기한 바와 마찬가지로, 제1의 전압검출신호와 제2의 전압검출신호와의 차이가 작아짐에 따라서, 인버터(4a)의 IGBT의 좁혀져 있던 도통기간은, 서서히 넓혀져서, 통상의 펄스신호에 의해서 규정되는 기간에 서서히 근접해간다.

또, 상기의 아크가공용 전원장치에서는, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이에 의거하여 인버터(4a)의 IGBT(7a),(8a)의 도통기간을 제어하였으나, 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 제어하는 것도 가능하다.

이 경우에는, 상기의 가공용 전원장치와는 반대로, 인버터(4a)의 도통기간을 통상의 펄스신호에 따라서 제어하고, 제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 클때에, 정규의 보정펄스신호에 의해서 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 좁게한다.

제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 작을때, 정규의 보정펄스신호에 의해 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 넓게 한다.

물론, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이가 작아짐에 따라, 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간은, 통상의 펄스신호에 의해 규정되어 있는 도통기간에 서서히 근접해간다.

또, 상기의 아크가공용 전원장치에서는, 한쪽의 인버터의 도통기간만을 조정하였으나, 동시에 양쪽의 인버터의 도통기간을 제어하여도 좋다.

예를들면, 제1의 전압검출신호가 제2의 전압검출신호보다 클때, 정규의 보정펄스신호에 의거하여, 도 5(a)의 기간T1에 나타내는 바와 같이, 인버터(4a)의 IGBT(7a),(8a)의 도통기간을 넓힘과 동시에, 도 5(b)의 기간T1에 나타내는 바와 같이 인버터(4b)의 IGBT(7b),(8b)의 도통기간을 좁힐수가 있다.

이 경우도, 콘덴서(3a)의 전압이 저하함에 따라, 인버터(4a)의 도통기간의 연장폭은 서서히 작아지고, 인버터(4b)의 도통기간의 축소폭은 서서히 작아져, 콘덴서(3a),(3b)의 전압이 동등하게 되면, 기간T2에 나타내는 바와 같이 양 인버터(4a),(4b)의 도통기간은, 통상의 펄스신호에 의해 규정되는 기간으로 된다.

또, 제2의 전압검출신호가 제1의 전압검출신호보다 클 때에는, 인버터(4a)의 도통기간이 좁혀지고, 인버터(4b)의 도통기간이 넓혀지며, 제2의 전압검출신호와 제1의 전압검출신호의 차이가 작아짐에 따라서, 인버터(4a)의 도통기간은 넓혀지고, 인버터(4b)의 도통기간은 좁혀지며, 양 콘덴서(3a),(3b)의 값이 동등하게 되면, 양 인버터(4a),(4b)의 도통기간은, 통상의 펄스신호에 의거하여 규정되어 있는 기간으로 된다.

또, 전압균형장치(34)는, CPU(45)에 의하지 않고 디지탈IC, 카운터 등을 사용하여 구성할 수도 있다.

상기의 아크가공용 전원장치에서는, 인버터(4a),(4b)의 스위칭소자로서 IGBT를 사용하였으나, 이 대신에 FET나 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수도 있다.

또, 상기의 아크가공용 전원장치에서는, 인버터(4a),(4b)에는, 반브리지형의 것을 사용하였으나 전브리지형의 것을 사용할 수도 있다.

또, 상기의 아크가공용 전원장치에서는, 출력전류를 검출하여, 인버터(4a),(4b)를 제어하고 있으므로, 이른바 정전류제어가 행하여졌으나, 부하의 출력전압 또는 출력전력을 검출하여, 정전압제어 또는 정전력제어를 행할 수도 있다.

또, 상기의 아크가공용 전원장치에서는, 별도의 변압기(11),(12)를 설치하였으나, 하나의 코어가 다른 다리에 변압기(11)에 상당하는 권선, 변압기(12)에 상당하는 권선을 각각 감아돌릴수도 있다.

또, 상기의 아크가공장치에서는, 보정펄스신호의 일어남과 통상의 펄스신호와의 일어남을 나란히 하였으나, 경우에 따라서는, 이와같이 일어남을 나란히 할 필요는 없다.

이상과 같이, 본 발명에 의하면 인버터의 도통기간을 제어하는 것에 의해 양 인버터에 공급되는 전압을 균형시키고 있으므로, 양 인버터의 전압을 균형시키면서 장치 전체를 소형화 할 수가 있다.

Claims

교류전압을 정류하여 두개의 출력단자 사이에 출력하는 입력측 정류부와,

상기 입력측 정류부의 두개의 출력단자 사이에 직렬로 접속된 평활용의 한쌍의 콘덴서와,

한쌍의 콘덴서 각각의 양단 사이에 접속되어 있고, 각각이 제어신호에 응동하여 도통과 비도통을 반복하며, 대응하는 상기 콘덴서로부터 공급되는 직류전압을 고주파 전압으로 변환시키는 스위칭소자를 각각 갖는 한쌍의 인버터와,

상기 인버터로부터의 고주파 전압이 공급되는 변압기와,

상기 변압기의 출력전압을 직류전압으로 변환시켜 부하에 공급하는 변환기와,

상기 변환기로부터 상기 부하에 공급되는 출력을 나타내는 출력검출신호를 생성하는 출력검출기와,

상기 한쌍의 콘덴서 사이에 접속되며, 상기 양 인버터에 각각 공급되어야할 제1의 전압을 나타내는 제1의 전압검출신호를 생성하는 제1의 전압검출기와,

상기 한쌍의 콘덴서 가운데 한쪽 콘덴서의 양단 사이에 접속되며, 그 전압을 나타내는 제2의 전압검출신호를 생성하는 제2의 전압검출기와,

상기 출력검출신호와 제1 및 제2의 전압검출신호가 입력되며, 출력검출신호와 미리 정한 설정신호와의 차이에 따라 상기 양 인버터의 스위칭소자의 도통기간이 각각 결정된 제어신호를 생성하고, 이 제어신호의 적어도 한쪽의 것의 도통기간을 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이에 따라서 수정하며, 이 수정된 도통기간을 갖는 제어신호에 의해 한쪽의 상기 인버터를 제어하는 제어부를 구비한 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어부는, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이가 미리 정한 기준신호 보다 클 때에, 상기 도통기간을 넓히는 수정을 상기 제어신호에 행하는 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어부는, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이가 미리 정한 기준신호 보다 클 때에, 상기 도통기간을 좁히는 수정을 행하는 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어부는, 제1 및 제2의 전압검출신호의 차이가 미리 정한 기준신호 보다 클 때에, 제2의 전압검출기가 설치된 측의 인버터의 스위칭소자의 도통기간을 넓히고, 다른쪽의 인버터의 스위칭소자의 도통기간을 좁히는 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 제어신호의 도통기간의 수정은, 미리 정한 양 만큼씩 행하는 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.
제1항에 있어서,

상기 인버터는, 각각 적어도 2개의 스위칭소자를 갖고, 이들 스위칭소자는 교대로 도통, 비도통을 상보(相補)하면서 반복하며,

상기 제어신호의 도통기간의 수정은, 상기 각 인버터의 스위칭소자의 허용 최대기간내에서 행하여지는 것을 특징으로 하는 아크가공용 전원장치.