JP2000015443A

JP2000015443A - アーク加工用電源装置

Info

Publication number: JP2000015443A
Application number: JP10192927A
Authority: JP
Inventors: Tetsuro Ikeda; 哲朗池田; Takeshi Morimoto; 猛森本; Masayuki Ono; 昌之小野
Original assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-07-08
Filing date: 1998-07-08
Publication date: 2000-01-18
Anticipated expiration: 2018-07-08
Also published as: JP3231705B2; CN1197680C; KR20000011274A; CN1244450A; US6091049A; KR100317851B1

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】インバータへの入力電圧の変動を補償。【解決手段】整流部２の出力に直列にコンデンサ3a、
3bを接続し、コンデンサの両端にインバータ4a、4bが接
続されている。インバータはコンデンサからの直流電圧
を高周波電圧に変換し、変圧器11、12、変換器13a乃至1
3bを通った出力電流の出力検出信号を出力検出器32が生
成する。第１の電圧検出器35、36がインバータに供給さ
れるべき第１の電圧を表す第１の電圧検出信号を生成
し、コンデンサ3bの電圧を表す第２の電圧検出信号を第
２の電圧検出器37、38が生成する。出力検出信号と出力
電流設定信号の差に応じ、インバータの導通期間を決定
する制御信号を電圧バランス装置34が生成し、第１、第
２の電圧検出信号の差にに応じ、電圧バランス装置で修
正され、この修正された導通期間を持つ制御信号によ
り、インバータ4aが制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アーク溶接、アー
ク切断、プラズマアーク溶接またはプラズマアーク切断
のようなアーク加工に使用する電源装置に関し、特に入
力電圧の変動を補償するものに関する。

【０００２】

【従来の技術】アーク加工用の電源装置には、小型、軽
量化のために、インバータを用いたものがある。即ち、
交流入力電圧を入力側整流器で整流し、コンデンサによ
って平滑する。平滑によって得られた直流電圧をインバ
ータによって高周波電圧に変換する。この高周波電圧
は、高周波変圧器によって変圧され、出力側整流器によ
って再度直流電圧に変換され、負荷に供給される。一
旦、高周波電圧に変換することによって、使用する変圧
器に小型のものを使用することができ、この電源装置全
体も小型化される。

【０００３】このような電源装置に供給される交流電圧
が、例えば４００Ｖ系のような高電圧の場合、入力整流
器の出力電圧、即ちインバータの入力電圧は、高電圧
（例えば４００Ｖ＊２の平方根＝約５６５Ｖ）となる。
そこで、インバータに含まれている制御素子、例えばＩ
ＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等には、１２００Ｖクラスの逆電
圧を有するものが必要となる。ところが、１２００Ｖク
ラスのスイッチング素子は、逆電圧が６００Ｖクラスの
制御素子に比較して、市販されているものが少ない。ま
た、６００Ｖクラスのスイッチング素子を２個使用する
よりも高価である。しかも、６００Ｖクラスのスイッチ
ング素子は、１２００Ｖクラスのものよりも、高いスイ
ッチング周波数で使用可能である。そのため、６００Ｖ
クラスのものを使用した方が、電源装置をより小型化す
ることができる。

【０００４】そこで、本願出願人は、６００Ｖクラスの
スイッチング素子を使用したインバータを２個直列に接
続して、高い入力電圧に対応したアーク加工用の電源装
置を、特許第２６０７９９７号として提案した。

【０００５】図６は、上記特許の電源装置のうち本願発
明に関連するものを示したものである。入力端子１ａ乃
至１ｃに供給された高電圧の商用交流電圧が、入力側整
流器２によって整流される。この整流器２の出力端子２
ａ、２ｂ間に、直列に１対の平滑用コンデンサ３ａ、３
ｂが接続されている。入力側整流器によって整流された
電圧は、これら平滑用コンデンサ３ａ、３ｂによって平
滑されて、直流電圧に変換される。

【０００６】一方の平滑用コンデンサ３ａ間の直流電圧
は、インバータ、例えばハーフブリッジ型インバータ４
ａに供給される。このインバータ４ａは、直列に接続さ
れたスイッチング素子、例えはＩＧＢＴ７ａ、８ａを含
み、この直列のＩＧＢＴ７ａ、８ａに並列に、コンデン
サ５ａ、６ａが接続されている。また、ＩＧＢＴ７ａ、
８ａのエミッタ、コレクタ導電路に並列にフライホイリ
ングダイオード９ａ、１０ａが接続されている。

【０００７】他方の平滑用コンデンサ３ｂ間の直流電圧
も、インバータ４ｂに供給されている。インバータ４ｂ
も、直列に接続されたスイッチング素子、例えはＩＧＢ
Ｔ７ｂ、８ｂを含み、この直列のＩＧＢＴ７ｂ、８ｂに
並列に、コンデンサ５ｂ、６ｂが接続されている。ま
た、ＩＧＢＴ７ｂ、８ｂのエミッタ、コレクタ導電路に
並列にフライホイリングダイオード９ｂ、１０ｂが接続
されている。

【０００８】これらインバータ４ａ、４ｂのＩＧＢＴ７
ａ、８ａ、７ｂ、８ｂは、スイッチング素子駆動装置３
１から供給される制御信号、例えば駆動信号に従ってオ
ン（導通）、オフ（非導通）を繰り返し、入力された直
流電圧を高周波電圧に変換する。

【０００９】具体的には、インバータ４ａにおいて、Ｉ
ＧＢＴ７ａがオンのとき、ＩＧＢＴ８ａがオフであり、
ＩＧＢＴ７ａがオフのとき、ＩＧＢＴ８ａがオンであ
る。これが繰り返される。ＩＧＢＴ７ａがオンからオフ
に変化し、ＩＧＢＴ８ａがオフからオンに変化すると
き、或いはＩＧＢＴ８ａがオンからオフに変化し、ＩＧ
ＢＴ７ａがオフからオンに変化するとき、両ＩＧＢＴ７
ａ、８ａが同時にオンになることを避けるために、ＩＧ
ＢＴ７ａまたは８ａがオンからオフになっても、直ちに
ＩＧＢＴ８ａまたはＩＧＢＴ７ａがオンにならず、両Ｉ
ＧＢＴ７ａ、８ａが共にオフである休止期間が、設けら
れている。

【００１０】インバータ４ｂにおいても、同様にＩＧＢ
Ｔ７ｂ、８ｂの制御が行われている。

【００１１】これら高周波電圧は、高周波変圧器１１、
１２の１次巻線１１Ｐ、１２Ｐにそれぞれ供給される。
変圧された高周波電圧が、変圧器１１、１２の２次巻線
１１Ｓ１、１２Ｓ１に誘起される。これら誘起された高
周波電圧は、整流器１３ａ、１３ｂ、１４ａ、１４ｂか
らなる出力側整流器によって整流され、平滑用のリアク
トル１５によって平滑され、出力端子１６Ｐ、１６Ｎを
介して負荷、例えば母材とトーチに供給される。

【００１２】負荷に供給されている出力電流が、出力電
流検出器３２によって検出される。出力電流を表わす出
力電流検出信号が、出力電流検出器３２から誤差増幅器
５１に供給される。誤差増幅器５１には、出力電流設定
器３３によって設定された電流設定信号も供給されてい
る。誤差増幅器５１は、電流設定信号と出力電流検出信
号との差を算出し、この差を表わす誤差信号をスイッチ
ング素子駆動装置３１に供給する。スイッチング素子駆
動装置３１は、この誤差信号が零になるように、上述し
たＩＧＢＴ７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂがオンである期間
（導通期間）の長さを決定する。なお、このオンである
期間とオフである期間との和は予め定められた一定値で
ある。従って、各ＩＧＢＴ７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂは、
パルス幅制御されている。

【００１３】変圧器１１は、２次巻線１１Ｓ１の他に、
２次巻線１１Ｓ２を有し、この２次巻線１１Ｓ２に誘起
された高周波電圧は、ダイオード１８ａ乃至１８ｄから
なる全波整流器によって整流され、抵抗器２０を介して
インバータ４ｂの入力側に供給されている。

【００１４】同様に、変圧器１２も、２次巻線１２Ｓ１
の他に、２次巻線１２Ｓ２を有し、この２次巻線１２Ｓ
２に誘起された高周波電圧は、ダイオード１７ａ乃至１
７ｄからなる全波整流器によって整流されて、抵抗器１
９を介してインバータ４ａの入力側に供給されている。

【００１５】即ち、インバータ４ａの出力電圧が変圧器
１１の２次巻線１１Ｓ２を介してインバータ４ｂの入力
側に、インバータ４ｂの出力電圧が変圧器１２の２次巻
線１２Ｓ２を介してインバータ４ａの入力側にそれぞれ
帰還されている。

【００１６】このような帰還を行っているので、コンデ
ンサ３ａ、３ｂの容量や漏れ電流の相違によって、コン
デンサ３ａ、３ｂの電圧にバラツキが生じても、両電圧
は均等になる。例えば、インバータ４ａの入力電圧がイ
ンバータ４ｂの入力電圧よりも大きい場合、変圧器１１
の１次巻線１１Ｐの電圧が変圧器１２の１次巻線１２Ｐ
よりも大きい。従って、変圧器１１の２次巻線１１Ｓ２
の電圧が、変圧器１２の２次巻線１２Ｓ２の電圧よりも
高くなる。高い電圧である２次巻線１１Ｓ２の電圧が、
低い電圧である変圧器１２の１次巻線１２Ｐに抵抗器２
０を介して印加され、低い電圧である変圧器１２の２次
巻線１２Ｓ２の電圧が、高い電圧である変圧器１１の１
次巻線１１Ｐに印加される。これによって、変圧器１１
の１次巻線１１Ｐの電圧と、変圧器１２の１次巻線１２
Ｐの電圧がバランスして、等しくなる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】このような電源装置で
は、上記のような電圧のアンバランスが生じた場合、速
やかにバランスした状態とすることが望まれる。そのた
め、抵抗器１９、２０には、低抵抗値のものを使用しな
ければならない。しかし、抵抗器１９、２０には大きな
値の電流が流れるので、その容量は大きなものが望まし
い。低抵抗でかつ容量の大きな抵抗器は、比較的大型と
なり、折角小型化を図るために、インバータを使用して
いるにも拘わらず、電源装置が大型になるという問題点
があった。

【００１８】本発明は、インバータへの入力電圧をバラ
ンスさせつつ、小型化を図ることができるアーク加工用
電源装置を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明では、交流電圧を
整流して２つの出力端子間に出力する入力側整流部の２
つの出力端子間に、直列に平滑用の１対のコンデンサが
接続されている。１対のコンデンサそれぞれの両端間に
１対のインバータが接続されている。各インバータは、
制御信号に応動して、導通と非導通とを繰り返し、対応
する前記コンデンサから供給される直流電圧を高周波電
圧に変換するスイッチング素子を有している。これらイ
ンバータからの高周波電圧が変圧器に供給される。変圧
器の出力電圧を直流電圧に変換して負荷に変換器が供給
する。この変換器から前記負荷に供給される出力、例え
ば出力電流、出力電圧または出力電力を表わす出力検出
信号を出力検出器が生成する。前記１対のコンデンサ間
に第１の電圧検出器が接続され、前記両インバータにそ
れぞれ供給されるべき第１の電圧を表わす第１の電圧検
出信号を生成する。前記１対のコンデンサのうち一方の
ものの両端間に第２の電圧検出器が接続され、それの電
圧を表わす第２の電圧検出信号を生成する。前記出力検
出信号と、第１及び第２の電圧検出信号とが制御部に入
力される。制御部は、出力検出信号と予め定めた設定信
号との差に応じて、前記両インバータのスイッチング素
子の導通期間をそれぞれ決定する制御信号を生成する。
このような制御信号が両インバータに供給されることに
よって、負荷に供給される出力は、設定信号に対応した
ものとなる。

【００２０】この制御信号の少なくとも一方のものの導
通期間は、第１及び第２の電圧検出信号の差に応じて、
制御部において修正される。この修正された導通期間を
持つ制御信号によって、一方のインバータが制御され
る。

【００２１】例えば第２の電圧が第１の電圧よりも大き
いなら、第２の電圧を検出しているインバータの導通期
間が広くされるか、或いは第２の電圧が検出されている
インバータでないインバータの導通期間が狭められる。
また、第２の電圧が第１の電圧よりも小さいなら、第２
の電圧を検出しているインバータの導通期間が狭められ
るか、第２の電圧が検出されていないインバータの導通
期間が広げられる。

【００２２】これによって、両インバータの入力電圧
は、バランスしたものとなる。

【００２３】また、制御信号の修正は、一方のインバー
タに供給されるものだけでなく、両方のインバータに供
給される制御信号に行える。この場合、一方のインバー
タのスイッチング素子の導通期間を広げ、他方のインバ
ータのスイッチング素子の導通期間を狭める。

【００２４】具体的には、第２の電圧検出信号が第１の
電圧検出信号よりも大きいとき、第２の電圧検出器が設
けられているインバータの導通期間が広げられ、第２の
電圧検出器が設けられていないインバータの導通期間が
狭められる。

【００２５】また、第２の電圧検出信号が第１の電圧検
出信号よりも小さいとき、第２の電圧検出器が設けられ
ているインバータの導通期間が狭められ、第２の電圧検
出器が設けられていないインバータの導通期間が広げら
れる。

【００２６】このように２つのインバータの導通期間を
共に制御するので、速やかに第１及び第２の電圧を等し
くすることができる。

【００２７】導通期間の修正は、第１及び第２の電圧の
差に相当する分だけ一気に行うことができる。しかし、
この場合、オーバーシュートして、例えば第１の電圧よ
りも第２の電圧が大きな状態から、第２の電圧が第１の
電圧よりも小さな状態となる可能性がある。そこで、こ
のようなオーバーシュートを防止するために、予め定め
た量ずつ修正を行うこともできる。

【００２８】導通期間は種々に変更することができる
が、前記各インバータには少なくとも２つのスイッチン
グ素子が設けられることがある。このような場合、両ス
イッチング素子が同時に導通することを防止するため
に、一方のスイッチング素子が導通状態であって、他方
のスイッチング素子が非導通の状態から、一方のスイッ
チング素子が非導通状態となり、他方のスイッチング素
子が導通状態に変化することを繰り返す場合、両スイッ
チング素子が共に非導通である休止期間が設けられる。
よって、導通期間の修正も、この休止期間内に踏み込ん
で延長されることはない。

【００２９】

【発明の実施の形態】本発明の１実施の形態のアーク加
工用電源装置を図１乃至図５を参照して、説明する。こ
のアーク加工用電源装置は、図１と図６との比較から明
らかなように図６の電源装置に設けられていた変圧器１
１、１２の２次巻線１１Ｓ２、１２Ｓ２、ダイオード１
７ａ乃至１７ｄ、１８ａ乃至１８ｄ、抵抗器１９、２０
が除去されている。その代わりに、図１の電源装置に
は、電圧バランス装置３４が設けられている。なお、図
６と同等部分には同一符号を付して、それの説明を省略
する。

【００３０】電圧バランス装置３４には、第１の電圧検
出器からの第１の電圧検出信号が供給されている。第１
の電圧検出器は、１対のコンデンサ３ａ、３ｂ間に直列
に接続された抵抗器３５、３６を有している。これら抵
抗器３５、３６は、同一の抵抗値を有している。抵抗器
３６の両端間電圧、即ち接続点Ｄの電圧が、電圧バラン
ス装置３４に第１の電圧検出信号として供給されてい
る。抵抗器３５、３６が同一の抵抗値を持っているの
で、抵抗器３６の両端間電圧、即ち第１の電圧検出信号
は、両インバータ４ａ、４ｂにそれぞれ供給されている
電圧がバランスしているときに両インバータ４ａ、４ｂ
に供給されるべきバランス電圧を表わしている。

【００３１】また、電圧バランス装置３４には、第２の
電圧検出器から第２の電圧検出信号が供給されている。
第２の電圧検出器は、一方のコンデンサ、例えばコンデ
ンサ３ｂの両端間に直列に接続された抵抗器３７、３８
を有し、抵抗器３８の両端間電圧、即ち接続点Ｅの電圧
が、第２の電圧検出信号として電圧バランス装置３４に
供給されている。抵抗器３８の抵抗値は、抵抗器３７の
抵抗値に比較してかなり大きな値に選択されている。従
って、第２の電圧検出信号は、コンデンサ３ｂの両端間
電圧をほぼ表わしている。

【００３２】また、電圧バランス装置３４には、出力電
流検出器３２からの出力電流検出信号と、出力電流設定
器３３からの電流設定信号も供給されている。

【００３３】図２に示すように、電圧バランス装置３４
は、ＣＰＵ４５を含んでいる。ＣＰＵ４５には、Ａ／Ｄ
変換器４１乃至４４によってそれぞれディジタル化され
た第１及び第２の電圧検出信号、出力電流検出信号並び
に電流設定信号が供給されている。また、ＣＰＵ４５は
メモリ４６に記憶されているプログラムに従って動作す
る。このＣＰＵ４５は、図３（ａ）に示すようなクロッ
クパルスに基づいて動作している。

【００３４】出力電流検出信号と電流設定信号とに基づ
いて、これらの差が零になるような各ＩＧＢＴ７ａ、７
ｂ、８ａ、８ｂの導通期間を、幅が表わしている通常の
パルス信号を、図３（ｂ）に示すようにＣＰＵ４５は発
生する。この通常のパルス信号の幅は、出力電流検出信
号と電流検出信号との差に応じてそのときどきによって
伸縮する。

【００３５】この通常のパルス信号を、第１及び第２の
電圧検出信号に基づいて、図３（ｃ）乃至（ｆ）のよう
に補正した補正パルス信号が、ＣＰＵ４５において生成
されている。

【００３６】接続点Ｄの電圧、即ち第１の電圧検出信号
と、接続点Ｅの電圧、即ち第２の電圧検出信号との差
が、例えば１０Ｖ以上２０Ｖ未満のときには、通常のパ
ルス信号よりも立ち下がりを１クロック分延長した、図
３（ｃ）に示すような補正パルス信号をＣＰＵ４５は発
生する。

【００３７】上記の差が、例えば２０Ｖ以上４０Ｖ未満
のときには、通常のパルス信号よりも立ち下がりを２ク
ロック分延長した、図３（ｄ）に示すような補正パルス
信号をＣＰＵ４５は発生する。

【００３８】上記の差が、例えば４０Ｖ以上６０Ｖ未満
のときには、通常のパルス信号よりも立ち下がりを３ク
ロック分延長した、図３（ｅ）に示すような補正パルス
信号をＣＰＵ４５は発生する。

【００３９】上記の差が、例えば６０Ｖ以上１００Ｖ未
満のときには、通常のパルス信号よりも立ち下がりを４
クロック分延長した、図３（ｆ）に示すような補正パル
ス信号をＣＰＵ４５は発生する。

【００４０】上記の差が、例えば１０Ｖ未満であると、
補正パルス信号をＣＰＵ４５は発生しない。即ち、第１
及び第２電圧検出信号の差が、１０Ｖ以上あるときに、
補正パルス信号が発生されるので、１０Ｖが基準信号と
なっている。

【００４１】上記の差が１００Ｖ以上であると、ＣＰＵ
４５は、電圧バランスの異常と見なして、図３（ｇ）に
示すようにＩＧＢＴ７ａ、７ｂ、８ａ、８ｂの導通期間
の最大許容期間まで立ち下がりを延長する。この補正パ
ルス信号によって例えばＩＧＢＴ７ａ、７ｂが制御され
た場合、一方のＩＧＢＴ、例えばＩＧＢＴ７ａは最大許
容期間にわたって導通し、休止期間を経て、再び最大許
容期間にわたって導通することを繰り返すが、他方のＩ
ＧＢＴ、例えばＩＧＢＴ７ｂは非導通状態を維持する。

【００４２】なお、上記の各電圧の値は、例えば入力さ
れる交流電圧の実効値が４００Ｖの場合であり、他の実
効値の交流電圧が入力される場合には、上記の各電圧の
値は、無論変更される。

【００４３】図３（ｂ）と同図（ｃ）乃至（ｇ）との比
較から明らかなように、補正パルス信号の立ち上がり
は、通常のパルス信号よりも１クロック分立ち上がりが
遅れている。これは、通常のパルス信号が発生したこと
を確認した後に、補正パルス信号を発生するようにして
いるからである。両者の立ち上がりを揃えなかった場
合、インバータ４ａ、４ｂの導通期間に微少であるが相
違が生じる。そこで、立ち上がりについて通常のパルス
信号と各補正パルス信号との論理和をとったパルス信号
を、図３（ｈ）に示すように正規の補正パルス信号とし
て出力する。

【００４４】上記の説明は、第１の電圧検出信号が第２
の電圧検出信号よりも大きい場合である。第２の電圧検
出信号が第１の検出信号よりも大きい場合には、上記と
は逆に通常のパルス信号よりも補正パルス信号の幅は狭
められる。

【００４５】即ち、第２の電圧検出信号が第１の電圧検
出信号よりも大きく、かつそれの差が１０Ｖ以上２０Ｖ
未満の場合には通常のパルス信号よりも１クロック分立
ち下がりを短くした補正パルス信号が生成される。

【００４６】第２の電圧検出信号が第１の電圧検出信号
よりも大きく、差が２０Ｖ以上４０Ｖ未満のときには、
２クロック分立ち下がりを短くした補正パルス信号が生
成される。

【００４７】第２の電圧検出信号が第１の電圧検出信号
よりも大きく、差が４０Ｖ以上６０Ｖ未満のときには、
立ち下がりを３クロック分短くした補正パルス信号が生
成される。

【００４８】第２の電圧検出信号が第１の電圧検出信号
よりも大きく、差が６０Ｖ以上１００Ｖ未満のときに
は、立ち下がりを４クロック分短くした補正パルス信号
が生成される。

【００４９】このようにして生成された通常のパルス信
号と、正規の補正パルス信号とは、スイッチング素子駆
動装置３１に供給される。スイッチング素子駆動装置３
１は、通常のパルス信号に基づいてインバータ４ｂのＩ
ＧＢＴ７ｂ、８ｂの導通期間を制御し、正規の補正パル
ス信号に基づいてインバータ４ａのＩＧＢＴ７ａ、８ａ
の導通期間を制御する。なお、補正パルス信号が発生し
ない場合、通常のパルス信号によってインバータ４ａの
ＩＧＢＴ７ａ、８ａが制御される。

【００５０】例えば第１の電圧検出信号が第２の電圧検
出信号よりも大きい場合、インバータ４ａに供給されて
いる電圧が、インバータ４ｂに供給されている電圧より
も大きい。このとき、両者の差が４０Ｖ以上６０Ｖ未満
であると、図３（ｈ）に示すように通常のパルス信号よ
りもＴＭ（３クロック分）だけ幅の広い正規の補正パル
ス信号がスイッチング素子駆動装置３１に供給される。
これによって、図４（ａ）の期間Ｔ１に示すように、通
常の導通期間ＴＡよりもＴＭだけ長い導通期間を持つよ
うに、インバータ４ａのＩＧＢＴ７ａ、８ａをスイッチ
ング素子駆動装置３１が制御する。一方、通常のパルス
信号に基づいてスイッチング素子駆動装置３１は、図４
（ｂ）に示すようにインバータ４ｂのＩＧＢＴ７ｂ、８
ｂの導通期間をＴＡに制御する。

【００５１】この結果、入力電圧が高いインバータ４ａ
がインバータ４ｂよりも多くの負荷を負担することにな
り、コンデンサ３ａが放電し、その電圧は低下してい
く。図４（ｃ）は、コンデンサ３ａ、３ｂの電圧の偏差
を表わしており、コンデンサ３ａの放電により、この偏
差は低下していく。

【００５２】放電されたことにより、第１の電圧検出信
号が第２の電圧検出信号よりも大きいが、その差が２０
Ｖ以上４０Ｖ未満に低下すると、正規の補正パルス信号
の幅は、２クロック分だけ延長されたものと短くなる。
さらに放電が進行し、その差が１０Ｖ以上２０Ｖ未満に
低下すると、正規の補正パルス信号の幅は１クロック分
だけ延長されたものになる。さらに放電が進行し、差が
１０Ｖ未満になると、コンデンサ３ａ、３ｂの電圧はほ
ぼ等しくなり、Ｔ２期間に示すように通常のパルス信号
による導通期間ＴＡと同じ期間にインバータ４ａの導通
期間はなる。

【００５３】なお、第２の電圧検出信号が第１の電圧検
出信号よりも高い場合には、インバータ４ｂの入力電圧
がインバータ４ａの入力電圧よりも高い。この場合に
は、インバータ４ｂの導通期間は、通常のパルス信号に
よって規定される期間とし、インバータ４ａの導通期間
は、通常のパルス信号によって規定される期間よりも短
くされる。そして、上述したのと同様に、第１の電圧検
出信号と第２の電圧検出信号との差が小さくなるに従っ
て、インバータ４ａのＩＧＢＴの狭められていた導通期
間は、徐々に広げられ、通常のパルス信号によって規定
される期間に徐々に近づいていく。

【００５４】また、上記のアーク加工用電源装置では、
第１及び第２の電圧検出信号の差に基づいてインバータ
４ａのＩＧＢＴ７ａ、８ａの導通期間を制御したが、イ
ンバータ４ｂのＩＧＢＴ７ｂ、８ｂの導通期間を制御す
ることも可能である。

【００５５】この場合には、上記の加工用電源装置とは
逆に、インバータ４ａの導通期間を通常のパルス信号に
従って制御し、第１の電圧検出信号が第２の電圧検出信
号よりも大きいとき、正規の補正パルス信号によってイ
ンバータ４ｂのＩＧＢＴ７ｂ、８ｂの導通期間を狭くす
る。第１の電圧検出信号が第２の電圧検出信号よりも小
さいとき、正規の補正パルス信号によってインバータ４
ｂのＩＧＢＴ７ｂ、８ｂの導通期間を広くする。無論、
第１及び第２の電圧検出信号の差が小さくなるに連れ
て、インバータ４ｂのＩＧＢＴ７ｂ、８ｂの導通期間
は、通常のパルス信号によって規定されている導通期間
に徐々に近づいていく。

【００５６】また、上記のアーク加工用電源装置では、
一方のインバータの導通期間のみを調整したが、同時に
両方のインバータの導通期間を制御してもよい。例え
ば、第１の電圧検出信号が第２の電圧検出信号よりも大
きいとき、正規の補正パルス信号に基づいて、図５
（ａ）の期間Ｔ１に示すように、インバータ４ａのＩＧ
ＢＴ７ａ、８ａの導通期間を広げると共に、同図（ｂ）
の期間Ｔ１に示すようにインバータ４ｂのＩＧＢＴ７
ｂ、８ｂの導通期間を狭めることができる。

【００５７】この場合も、コンデンサ３ａの電圧が低下
するに連れて、インバータ４ａの導通期間の延長幅は徐
々に小さくなり、インバータ４ｂの導通期間の縮小幅は
徐々に小さくなり、コンデンサ３ａ、３ｂの電圧が等し
くなると、期間Ｔ２に示すように両インバータ４ａ、４
ｂの導通期間は、通常のパルス信号によって規定される
期間となる。

【００５８】また、第２の電圧検出信号が第１の電圧検
出信号よりも大きいときには、インバータ４ａの導通期
間が狭められ、インバータ４ｂの導通期間が広げられ、
第２の電圧検出信号と第１の電圧検出信号との差が小さ
くなるに連れて、インバータ４ａの導通期間は広げら
れ、インバータ４ｂの導通期間は狭められ、両コンデン
サ３ａ、３ｂの値が等しくなると、両インバータ４ａ、
４ｂの導通期間は、通常のパルス信号によって規定され
ている期間となる。また、電圧バランス装置３４は、Ｃ
ＰＵ４５によらずディジタルＩＣ、カウンタ等を使用し
て、構成することもできる。

【００５９】上記のアーク加工用電源装置では、インバ
ータ４ａ、４ｂのスイッチング素子としてＩＧＢＴを使
用したが、これに代えてＦＥＴやバイポーラトランジス
タを使用することもできる。また、上記のアーク加工用
電源装置では、インバータ４ａ、４ｂには、ハーフブリ
ッジ型のものを使用したが、フルブリッジ型のものを使
用することもできる。また、上記のアーク加工用電源装
置では、出力電流を検出して、インバータ４ａ、４ｂを
制御しているので、いわゆる定電流制御が行われたが、
負荷の出力電圧または出力電力を検出し、定電圧制御ま
たは定電力制御を行うこともできる。また、上記のアー
ク加工用電源装置では、別々の変圧器１１、１２を設け
たが、１つのコアの異なる脚に変圧器１１に相当する巻
線、変圧器１２に相当する巻線をそれぞれ巻回すること
もできる。また、上記のアーク加工装置では、補正パル
ス信号の立ち上がりと通常のパルス信号との立ち上がり
を揃えたが、場合によっては、このように立ち上がりを
揃える必要はない。

【００６０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、インバ
ータの導通期間を制御することによって両インバータに
供給される電圧をバランスさせているので、両インバー
タの電圧をバランスさせつつ、装置全体を小型化するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施の形態のアーク加工装置のブロ
ック図である。

【図２】図１のアーク加工装置の電圧バランス装置の詳
細なブロック図である。

【図３】図２の電圧バランス装置が発生する通常のパル
ス信号、各補正パルス信号及び正規の補正パルス信号を
示す図である。

【図４】図１のアーク加工装置のインバータ４ａ、４ｂ
の制御状態及びコンデンサ３ａの電圧の変化状態を示す
図である。

【図５】本発明の他の形態のアーク加工装置のインバー
タ４ａ、４ｂの制御状態及びコンデンサ３ａの電圧の変
化状態を示す図である。

【図６】従来のアーク加工装置のブロック図である。

【符号の説明】

２入力側整流器３ａ、３ｂ１対の平滑用コンデンサ４ａ、４ｂインバータ１１１２変圧器１３ａ、１３ｂ、１４ａ、１４ｂ出力側整流器（変換
器）１６リアクトル（変換器）３１スイッチング素子駆動装置（制御部）３２出力電流検出器（出力検出器）３３出力電流設定器３４電圧バランス装置（制御部）３５３６抵抗器（第１の電圧検出器）３７３８抵抗器（第２の電圧検出器）

フロントページの続き (72)発明者小野昌之大阪府大阪市東淀川区淡路２丁目14番３号株式会社三社電機製作所内Ｆターム(参考） 4E082 CA01 DA01 EC02 ED01 EE03 EE04 EE08 EF01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を整流して２つの出力端子間に
出力する入力側整流部と、この入力側整流部の２つの出力端子間に直列に接続され
た平滑用の１対のコンデンサと、１対のコンデンサそれぞれの両端間に接続されており、
それぞれが制御信号に応動して、導通と非導通とを繰り
返し、対応する前記コンデンサから供給される直流電圧
を高周波電圧に変換するスイッチング素子をそれぞれ有
する１対のインバータと、これらインバータからの高周波電圧が供給される変圧器
と、変圧器の出力電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する
変換器と、この変換器から前記負荷に供給される出力を表わす出力
検出信号を生成する出力検出器と、前記１対のコンデンサ間に接続され、前記両インバータ
にそれぞれ供給されるべき第１の電圧を表わす第１の電
圧検出信号を生成する第１の電圧検出器と、前記１対のコンデンサのうち一方のものの両端間に接続
され、それの電圧を表わす第２の電圧検出信号を生成す
る第２の電圧検出器と、前記出力検出信号と、第１及び第２の電圧検出信号とが
入力され、出力検出信号と予め定めた設定信号との差に
応じて、前記両インバータのスイッチング素子の導通期
間がそれぞれ決定された制御信号を生成し、この制御信
号の少なくとも一方のものの導通期間を、第１及び第２
の電圧検出信号の差に応じて修正し、この修正された導
通期間を持つ制御信号によって、一方の前記インバータ
を制御する制御部とを、具備するアーク加工用電源装
置。
【請求項２】請求項１記載のアーク加工用電源装置に
おいて、前記制御部は、第１及び第２の電圧検出信号の
差が予め定めた基準信号よりも大きいとき、前記導通期
間を広げる修正を前記制御信号に行うアーク加工用電源
装置。
【請求項３】請求項１記載のアーク加工用電源装置に
おいて、前記制御部は、第１及び第２の電圧検出信号の
差が予め定めた基準信号よりも大きいとき、前記導通期
間を狭める修正を行うアーク加工用電源装置。
【請求項４】請求項１記載のアーク加工用電源装置に
おいて、前記制御部は、第１及び第２の電圧検出信号の
差が予め定めた基準信号よりも大きいとき、第２の電圧
検出器が設けられた側のインバータのスイッチング素子
の導通期間を広げ、他方のインバータのスイッチング素
子の導通期間を狭めるアーク加工用電源装置。
【請求項５】請求項１記載のアーク加工用電源装置に
おいて、前記制御信号の導通期間の修正は、予め定めた
量ずつ行われるアーク加工用電源装置。
【請求項６】請求項１記載のアーク加工用電源装置に
おいて、前記インバータは、それぞれ少なくとも２個の
スイッチング素子を有し、これらスイッチング素子は交
互に導通、非導通を相補に繰り返し、前記制御信号の導
通期間の修正は、前記各インバータのスイッチング素子
の許容最大期間内で行われるアーク加工用電源装置。