JP2572433B2 - アーク溶接、切断用電源 - Google Patents
アーク溶接、切断用電源Info
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- JP2572433B2 JP2572433B2 JP26280688A JP26280688A JP2572433B2 JP 2572433 B2 JP2572433 B2 JP 2572433B2 JP 26280688 A JP26280688 A JP 26280688A JP 26280688 A JP26280688 A JP 26280688A JP 2572433 B2 JP2572433 B2 JP 2572433B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本願発明はインバータ制御によるアーク溶接、切断用
電源に係り、特に単相100V入力のような容量の小さい交
流入力で使用するのに好適なアーク溶接、切断用電源に
関する。
電源に係り、特に単相100V入力のような容量の小さい交
流入力で使用するのに好適なアーク溶接、切断用電源に
関する。
〔従来の技術〕 従来、インバータ制御による単相入力のアーク溶接、
切断用電源においては、第２図に示すように制御用直流
電源20の定電圧出力21を電流設定器11により分圧して出
力電流の設定を行っていた。単相交流電源１からの商用
周波数の交流入力は全波整流回路２と大容量の平滑用コ
ンデンサ３により直流に変換され、インバータ主回路４
で直流から高周波交流に変換される。この高周波交流出
力は変圧器５で降圧された後、全波整流回路６で再度直
流に変換され、直流リアクタ７を経てアーク負荷８に供
給される。電流検出器12で検出された電力電流値のフィ
ードバック信号23と電流設定器11からの基準電圧22は比
較増幅器13で比較され、比較増幅器13の出力をインバー
タ駆動回路14でPWM制御信号に変換してインバータ主回
路４を構成するパワーMOSFET等の素子をスイッチング動
作させることにより、電流設定器11の設定値に応じた電
力電流が流れるようにしている。
切断用電源においては、第２図に示すように制御用直流
電源20の定電圧出力21を電流設定器11により分圧して出
力電流の設定を行っていた。単相交流電源１からの商用
周波数の交流入力は全波整流回路２と大容量の平滑用コ
ンデンサ３により直流に変換され、インバータ主回路４
で直流から高周波交流に変換される。この高周波交流出
力は変圧器５で降圧された後、全波整流回路６で再度直
流に変換され、直流リアクタ７を経てアーク負荷８に供
給される。電流検出器12で検出された電力電流値のフィ
ードバック信号23と電流設定器11からの基準電圧22は比
較増幅器13で比較され、比較増幅器13の出力をインバー
タ駆動回路14でPWM制御信号に変換してインバータ主回
路４を構成するパワーMOSFET等の素子をスイッチング動
作させることにより、電流設定器11の設定値に応じた電
力電流が流れるようにしている。
上記従来技術では、アーク負荷への出力電流、交流入
力電圧、交流入力電圧を整流、平滑した直流入力電圧お
よび平滑用コンデンサ３に流れる入力電流の関係は第３
図（ａ）〜（ｄ）に示すようになり、入力電流（ｄ）が
パルス状の波形となるため、入力電源に対する力率は非
常に悪く、通常60％程度である。したがって、単相100V
電源のような入力容量の限られた電源を用いる場合、力
率が悪いことと相まって出力電流を大きくとれず、その
ため、単相100V入力の溶接機や切断機は能力を十分に生
かせなかった。
力電圧、交流入力電圧を整流、平滑した直流入力電圧お
よび平滑用コンデンサ３に流れる入力電流の関係は第３
図（ａ）〜（ｄ）に示すようになり、入力電流（ｄ）が
パルス状の波形となるため、入力電源に対する力率は非
常に悪く、通常60％程度である。したがって、単相100V
電源のような入力容量の限られた電源を用いる場合、力
率が悪いことと相まって出力電流を大きくとれず、その
ため、単相100V入力の溶接機や切断機は能力を十分に生
かせなかった。
本発明の目的は、入力電流の力率を改善することによ
り、容量の限られた単相入力で出力電流を十分大きくと
れるアーク溶接、切断用電源を提供することにある。
り、容量の限られた単相入力で出力電流を十分大きくと
れるアーク溶接、切断用電源を提供することにある。
上記目的を達成するために本発明は、単相交流入力を
整流し、その整流出力をインバータにより高周波交流に
変換して変圧器一次側に加え、変圧器二次出力を再度整
流して負荷に供給するアーク溶接、切断電源において、
負荷への出力電流を交流入力電圧の瞬時値の増減にほぼ
同期して増減させるように、前記インバータの出力を制
御する電流制御手段を備えたことを特徴とする。
整流し、その整流出力をインバータにより高周波交流に
変換して変圧器一次側に加え、変圧器二次出力を再度整
流して負荷に供給するアーク溶接、切断電源において、
負荷への出力電流を交流入力電圧の瞬時値の増減にほぼ
同期して増減させるように、前記インバータの出力を制
御する電流制御手段を備えたことを特徴とする。
従来のインバータ制御による単相入力のアーク溶接、
切断用電源は、入力電流の力率が三相入力のものに比べ
約20％低く、60％台であった。これを90％台にできれ
ば、出力電流は1.5倍にすることができる。一方、ティ
グ溶接、被覆アーク溶接、プラズマアーク切断などで
は、出力電流が完全な直流でなく、脈流であっても、性
能上の問題は少ない。
切断用電源は、入力電流の力率が三相入力のものに比べ
約20％低く、60％台であった。これを90％台にできれ
ば、出力電流は1.5倍にすることができる。一方、ティ
グ溶接、被覆アーク溶接、プラズマアーク切断などで
は、出力電流が完全な直流でなく、脈流であっても、性
能上の問題は少ない。
本発明はこれらの点に着目してなされたもので、第４
図に示すように、出力電流（ａ）を交流入力電圧（ｂ）
の瞬時値の増減にほぼ同期して増減させることで、直流
入力電流（ｄ）も交流入力電圧（ａ）の瞬時値の増減に
ほぼ同期して増減する波形となり、第３図（ｄ）に示す
従来の入力電流波形に比べ、力率が大幅に改善される。
その結果、同じ入力容量で十分大きな出力電流を得るこ
とができ、単相100V入力のアーク溶接、切断用電源の能
力を従来の約1.5倍に向上させることができる。
図に示すように、出力電流（ａ）を交流入力電圧（ｂ）
の瞬時値の増減にほぼ同期して増減させることで、直流
入力電流（ｄ）も交流入力電圧（ａ）の瞬時値の増減に
ほぼ同期して増減する波形となり、第３図（ｄ）に示す
従来の入力電流波形に比べ、力率が大幅に改善される。
その結果、同じ入力容量で十分大きな出力電流を得るこ
とができ、単相100V入力のアーク溶接、切断用電源の能
力を従来の約1.5倍に向上させることができる。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。
単相交流電源１からの商用周波数の交流入力を全波整
流回路２で整流した後、平滑用コンデンサ３により部分
平滑する。出力電流を交流入力電圧にほぼ同期した脈流
波形としているため、直流入力電圧は完全な直流とする
必要はなく、交流入力電圧零点でアーク切れが生じない
程度に部分平滑すればよい。したがって、平滑用コンデ
ンサ３の容量は、同じ入力容量の従来機より小さくて良
い。部分平滑した直流入力電圧をインバータ主回路４で
高周波交流（例えば20kHz）に変換し、これを変圧器５
で適当な電圧に降圧した後、変圧器二次出力を全波整流
回路６で再度整流し、直流リアクタ７を経てアーク負荷
８に供給する。
流回路２で整流した後、平滑用コンデンサ３により部分
平滑する。出力電流を交流入力電圧にほぼ同期した脈流
波形としているため、直流入力電圧は完全な直流とする
必要はなく、交流入力電圧零点でアーク切れが生じない
程度に部分平滑すればよい。したがって、平滑用コンデ
ンサ３の容量は、同じ入力容量の従来機より小さくて良
い。部分平滑した直流入力電圧をインバータ主回路４で
高周波交流（例えば20kHz）に変換し、これを変圧器５
で適当な電圧に降圧した後、変圧器二次出力を全波整流
回路６で再度整流し、直流リアクタ７を経てアーク負荷
８に供給する。
電流制御手段は次のように構成されている。単相交流
電源１からの交流入力電圧を制御用トランス９で降圧し
た後、全波整流回路10で整流し、その出力電圧16を無平
滑のまま電流設定器11に加え、分圧する。したがって、
電流設定器11の出力電圧は、交流入力電圧の瞬時値の増
減に同期して増減する値となる。この電流設定器11の出
力電圧にバイアス電源15からの一定の直流バイアス17を
加え合せ、電流設定器11の設定値に応じた基準電圧18と
する。シャント抵抗のような電流検出器12で検出した出
力電流値のフィードバック信号19と前記基準電圧18とを
比較増幅器13で比較し、比較増幅器13の出力をインバー
タ駆動回路14でPWM制御信号に変換し、インバータ主回
路４を構成するパワーMOSFET等の素子をスイッチング動
作させることにより、電流設定器11の設定値に応じた出
力電流がアーク負荷８に流れるようにする。
電源１からの交流入力電圧を制御用トランス９で降圧し
た後、全波整流回路10で整流し、その出力電圧16を無平
滑のまま電流設定器11に加え、分圧する。したがって、
電流設定器11の出力電圧は、交流入力電圧の瞬時値の増
減に同期して増減する値となる。この電流設定器11の出
力電圧にバイアス電源15からの一定の直流バイアス17を
加え合せ、電流設定器11の設定値に応じた基準電圧18と
する。シャント抵抗のような電流検出器12で検出した出
力電流値のフィードバック信号19と前記基準電圧18とを
比較増幅器13で比較し、比較増幅器13の出力をインバー
タ駆動回路14でPWM制御信号に変換し、インバータ主回
路４を構成するパワーMOSFET等の素子をスイッチング動
作させることにより、電流設定器11の設定値に応じた出
力電流がアーク負荷８に流れるようにする。
上記構成によれば、アーク負荷への出力電流、交流入
力電圧、交流入力電圧を整流、平滑した直流入力電圧お
よび平滑用コンデンサ３に流れる入力電流の関係は第４
図（ａ）〜（ｄ）に示すようになり、出力電流（ａ）は
交流入力電圧（ｂ）の瞬時値の増減にほぼ同期して増減
するため、平滑用コンデンサ３の容量を適当に選定すれ
ば、入力電流（ｄ）も交流入力電圧（ｂ）の瞬時値の増
減にほぼ同期して増減する波形となり、その力率は従来
に比べて大幅に改善される。
力電圧、交流入力電圧を整流、平滑した直流入力電圧お
よび平滑用コンデンサ３に流れる入力電流の関係は第４
図（ａ）〜（ｄ）に示すようになり、出力電流（ａ）は
交流入力電圧（ｂ）の瞬時値の増減にほぼ同期して増減
するため、平滑用コンデンサ３の容量を適当に選定すれ
ば、入力電流（ｄ）も交流入力電圧（ｂ）の瞬時値の増
減にほぼ同期して増減する波形となり、その力率は従来
に比べて大幅に改善される。
ここで、平滑用コンデンサ３の容量をあまり小さくし
たり、交流入力電圧零点での電流設定値を零にしたりす
ると、アーク切れを生じる恐れがあるが、コンデンサ容
量の適当な選定と、基準電圧18への直流バイアスの付加
によって、アーク安定に必要な最低電流値（Imin）を保
持させることができる。また、アーク切れ防止のために
は、アーク負荷への出力端において、図示しない別の直
流電源からIminに見合った電流を加え合わせる方法もあ
る。
たり、交流入力電圧零点での電流設定値を零にしたりす
ると、アーク切れを生じる恐れがあるが、コンデンサ容
量の適当な選定と、基準電圧18への直流バイアスの付加
によって、アーク安定に必要な最低電流値（Imin）を保
持させることができる。また、アーク切れ防止のために
は、アーク負荷への出力端において、図示しない別の直
流電源からIminに見合った電流を加え合わせる方法もあ
る。
本発明によれば、インバータ制御による単相入力のア
ーク溶接、切断用電源において、従来60％台と低かった
入力電流の力率を大幅に改善でき、結果として単相100V
入力のように入力容量が限定されている場合の出力電流
を十分大きくとれ、溶接、切断の能力を向上させること
ができる。
ーク溶接、切断用電源において、従来60％台と低かった
入力電流の力率を大幅に改善でき、結果として単相100V
入力のように入力容量が限定されている場合の出力電流
を十分大きくとれ、溶接、切断の能力を向上させること
ができる。
さらに付加的効果として力率の改善により電力契約料
金が安価になり、また平滑用コンデンサの容量が小さく
てよいので、電源装置全体として小形、軽量かつ安価に
なる。
金が安価になり、また平滑用コンデンサの容量が小さく
てよいので、電源装置全体として小形、軽量かつ安価に
なる。
第１図は本発明の一実施例の回路ブロック図、第２図は
従来例の回路ブロック図、第３図は第２図の各部の電
圧、電流波形図、第４図は第１図の各部の電圧、電流波
形図である。 １……単相交流電源、２……全波整流回路、３……平滑
用コンデンサ、４……インバータ主回路、５……変圧
器、６……全波整流回路、７……直流リアクタ、８……
アーク負荷、９……制御用トランス、10……全波整流回
路、11……電流設定器、12……電流検出器、13……比較
増幅器、14……インバータ駆動回路、15……バイアス電
源。
従来例の回路ブロック図、第３図は第２図の各部の電
圧、電流波形図、第４図は第１図の各部の電圧、電流波
形図である。 １……単相交流電源、２……全波整流回路、３……平滑
用コンデンサ、４……インバータ主回路、５……変圧
器、６……全波整流回路、７……直流リアクタ、８……
アーク負荷、９……制御用トランス、10……全波整流回
路、11……電流設定器、12……電流検出器、13……比較
増幅器、14……インバータ駆動回路、15……バイアス電
源。
Claims (1)
- 【請求項１】単相交流入力を整流し、その整流出力をイ
ンバータにより高周波交流に変換して変圧器一次側に加
え、変圧器二次出力を再度整流して負荷に供給するアー
ク溶接、切断用電源において、負荷への出力電流を交流
入力電圧の瞬時値の増減にほぼ同期して増減させるよう
に、前記インバータの出力を制御する電流制御手段を備
えたことを特徴とするアーク溶接、切断用電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26280688A JP2572433B2 (ja) | 1988-10-20 | 1988-10-20 | アーク溶接、切断用電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26280688A JP2572433B2 (ja) | 1988-10-20 | 1988-10-20 | アーク溶接、切断用電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02112881A JPH02112881A (ja) | 1990-04-25 |
| JP2572433B2 true JP2572433B2 (ja) | 1997-01-16 |
Family
ID=17380869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26280688A Expired - Lifetime JP2572433B2 (ja) | 1988-10-20 | 1988-10-20 | アーク溶接、切断用電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2572433B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0634870U (ja) * | 1992-10-01 | 1994-05-10 | 川崎重工業株式会社 | 溶接ロボットの溶接電源安定化装置 |
| JP4763158B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-08-31 | 株式会社岡村製作所 | 連接式間仕切り装置における回転パネル |
| JP2006202605A (ja) * | 2005-01-20 | 2006-08-03 | Kanken Techno Co Ltd | プラズマ除害機用電源装置 |
-
1988
- 1988-10-20 JP JP26280688A patent/JP2572433B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02112881A (ja) | 1990-04-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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