JPH0230376A - アーク加工用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流または正、負に出力極性が切換え可能な
アーク加工用電源装置の改良に関するもｑである。

〔従来の技術〕

第５図に従来のアーク加工用電源装置の例を示す。同図
において、１は交流電源であり通常は単相または三相の
商用交流電源が用いられる。２は整流回路であり、簡単
な平滑回路を含むつ３は整流回路２の直流出力を高周波
交流に変換するインバータ回路、４はインバータ回路３
の出力を加工に適した電圧に変換すＺ高周波変圧器であ
る。５は整流回路、６ａないし６ｄはブリッジ接続され
たスイッチング用トランジスタ、７ａｒｊいし７ｄ８は
アーク加工用の電極、９は被加工物、１０はスイッチン
グ用トランジスタ６　ａ　ｒＡいし６ｄのうち６ａと６
ｂまたは６Ｃと６ｄをそれぞれ１組として各組のトラン
ジスタ毎に交互に導通・遮断する信号を供給するための
極性切換制御回路、１１は出力電流設定回路、１２は出
力電流検出器、１３は出力電流設定回路の出カニ、と出
力電流検出器１２の出力Ｉｆとを比較し差信号（Ｉｒ−
Ｉ、）を得る比較器、１４は比較器１３の出力に応じて
インバータ回路３の出力パルス幅を調整するＰＷＭ制御
式のインバータ制御回路である。また図中に示すＣは回
路の浮遊容量を示し、Ｌは出力端子から電極８および被
加工物９に至る間の電カケープルのインダクタンスを示
す。

第５図の装置において、交流電源１の出力は整流回路２
にて直流に変換された後インバータ回路３にて高周波交
流に逆変換される。このインバータ回路３においては出
力電流設定器１１の出力Ｉｒが出力電流検出器１２の出
力■１と比較器１３にて比較され、差信号Δｌ−１ｒ−
Ｉｆに応じてインバータ制御回路１４が出力パルス幅を
決定し、出力電流を設定値に保つようフィードバック制
御される。

インバータ回路３の出力は変圧器４によってアーク加工
に適した電圧に変換され、整流回路５にて再び直流に変
換される。この直流出力はトランジスタ６ａないし６ｄ
からなるブリッジ回路の直流端子に供給され、ブリッジ
回路の交流端子は出力端子（ａ）、および（ｂ）に接続
されて電極８詔よび被加工物９と電カケープルにてそれ
ぞれ接続される。

またトランジスタ６ａないし６ｄは極性切換制御回路１
０からの信号によってトランジスタ６ａと６ｂ、トラン
ジスタ６Ｃと６ｄとがそれぞれ１組となって各組のトラ
ンジスタが交互に導通するよう制御される。この結果、
電極８および被加工物９からなる負荷には極性切換制御
回路１０の出力を調整することによって正および負の直
流から高周波交流まで任意の周波数の矩形波交流を供給
することができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来装置においては、出力極性の切換と出力電流の
制御とが全く独立して行なわれているためにつぎのよう
な問題がある。

いまトランジスタ６ａと６ｂとが導通しており、電極８
が正の極性の電流Ｉ０が流れているとする。

この状態から出力電流の極性を切換えるべくトランジス
タ６ａ、６ｂに対するベース電流を遮断し同時にトラン
ジスタ６ｃ、６ｄにベース電流を供給すると、若干の遷
移時間の間はトランジスタ６ａないし６ｄのすべてが導
通することになる。このとき整流回路５の出力電流は急
増しようとするがインバータ回゛路３は前述のように定
電流制御されているためにこれを抑制する方向に動作す
る。また電極８および被加工物９は整流回路５からの電
流の供給がな（なり、電カケープルのインダクタンスＬ
に蓄えられていた電磁エネルギー（１／２・ＬＩ２）に
よってそれまでと同方向の電流が流れつづけてアークが
継続している。この電流は電極８−アーク→被加工物９
→ダイオード７Ｃ→整流回路５および浮遊容量Ｃ→ダイ
オード７ｄ→電極８を巡る回路を流れる。トランジスタ
６ａ、６ｂの遷移時間の後にこれらが完全に遮断すると
インダクタンスＬの蓄積エネルギーによる上記循環電流
は整流回路５の出力とともに浮遊容量Ｃを充電する。イ
ンダクタンスＬと浮遊容量Ｃとによって定まる振動周期
の後にこの循環電流が零点を通るときに電流は停止し、
このときすでに導通信号が供給されているトランジスタ
６ｃ　、６ｄによって整流回路５から先と逆方向の電極
８を負電位とする方向の電流が流れる方向に電極８と被
加工物９とに逆方向の電圧が印加されるつこれによって
電極８と被加工物９との間にアーク放電が再生し、再び
電流が流れ始める。

第５図の装置の極性切換は上記のような経過をたどるの
で、逆方向のアーク再生の直前には浮遊容ｆｆ１ｃは相
当高い電圧に充電されることになる。

この充電電圧はアークの再生に際して電極８と被加工物
９との間に発達しつつある絶縁を破壊するために有効な
ものであるが、−１完全遮断した直後のトランジスタ（
上記の場合はトランジスタ６ｃ。

６ｄが導通状態になるためにトランジスタ６ａ。

６ｂ）にもそれぞれ加工部と並列に印加されることにな
るので、この電圧がトランジスタ６ａ、６ｂの順方向耐
圧を超えると破壊に至ることになる。

またこの電圧は当然並列に接続されている整流回路５を
構成する整流素子にも印加されるので、これらの破壊を
招くことにもなる。

上記の極性切換時に発生する浮遊容量の充電電圧は、電
カケープルに蓄えられる電磁エネルギーに比例して高く
なる。このため加工電流の大なるときや、比較的小電流
でも電カケープルが長いときには、発生電圧がアークの
再生に必要な電圧よりもはるかに高くなって回路を構成
している素子が破壊される危険性がある。

このような高電圧の発生を防止するためには、図の浮遊
容量を積極的に大きくすることが考えられる。このため
にはコンデンサを整流回路の出力端子間に接続すればよ
いが、あまり大きな容量のコンデンサを接続するとこの
コンデンサを充放電するためにアークの再生が悪くなっ
たり、出力電流の制御に遅れを生じるような逆効果を招
くことになる。それ故、実際には各素子の耐圧を回路電
圧にくらべて数倍の高いものを使用する他なく、高価な
装置となっていた。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記従来装置の問題点を解決するために、極
性の切換の直前には電流を低下させて後、比較的低電流
の状態で極性の切換を行うようにしたものである。

〔作用〕

本発明においては、極性の切換に際して電流を低下させ
るので、切換のときに電カケープルのインダクタンスに
蓄えられた電磁エネルギーを小さい値に抑制することに
よって発生電圧が不要に高くなるのを防止するものであ
る。

〔実施例〕

第１図に本発明の実施例を示す。同図において１ないし
９．１２ないし１４は第５図の従来装置の同符号のもの
と同機能のものを示している。１５は基準信号発生回路
であり、第２図に示すように極性反転の直前に詔いてレ
ベルが低Ｆする波形の正負交番する基準信号１ｒを出力
する。、１６は基準信号発生回路１５の出力を両波整流
する整流回路であり基準信号発生回路１５の出力ｉｒを
両波整流して脈動する直流の出力電流設定信号工、を出
力する。この出力電流設定信号Ｉ、は出力電流検出器１
２の出力Ｉｆと比較器１３において比較され、差信号Δ
Ｉ＝ＩｒＩ（がインバータ制御回路１４に供給されてイ
ンバータ回路３のパルス幅を調整し、出力電流値を両波
整流回路１６の出力波形に対応した波形になるように制
御する。１７．１８は極性判別用ダイオード、１９は非
反転形の増幅器、２０は反転形の増幅器、２１は増幅器
１９の出力によってトランジスタ６ａ　、６ｂを導通さ
せ、増幅器２０の出力によってトランジスタ６ｃ、６ｄ
を導通させる駆動回路である。

第１図の実施例においては、極性切換のタイミングは基
準信号発生回路１５から得てトランジスタ６ａ、６ｂま
たは６ｃ、６ｄの各組のいずれを導通させるかを決定し
、かつ各極性時の出力電流は基準信号発生回路１５の出
力ｉｒを両波整流した信号Ｉｔこよって定まることにな
る。このため信号ｉの各極性期間の末期にレベルが低Ｆ
するように基準信号発生回路１５の出力を設定しておく
と出力電流Ｉ。もそれに従って極性切換の直前には低い
レベルの電流になっている。それ故、極性の切換に際し
て、電カケープルのインダクタンスしに蓄えられている
電磁エネルギーも低い値となり、このために浮遊容量Ｃ
に充電される電圧もそれほど高くなることはなくなる。

第２図は、第１図の本発明の装置にお４する各部の波形
を示したものであり、同図（ａ）は基準信号発生回路１
５の出力ｉの波形を示し、ｌｂ）は信号１ｒを両波整流
した整流回路１６の出力Ｉｒの波形、［ｃｌはトランジ
スタ６ａ、６ｂに対する駆動回路２１の出力波形、（ｄ
）はトランジスタ６ｃ、６ｄに対する駆動回路２１の出
力波形、（ｅ）は加工電流の波形をそれぞれ示している
。

なお基準信号発生回路の出力ｉ、の各極性期間の末期に
おけるレベルは、各極性反転時に発生する電圧が反対極
性のアークの再生を得るのに必要な値以上であればでき
るだけ低い値であることが望ましく、他の期間における
レベルとは無関係に定めることができる。また電極８の
材料としてタングステン電極を用いるときのように電極
８側が正電位から負電位に極性が反転するときとその逆
のときとで、アークの再生に必要な電圧が異なるときに
は、信号ｉ、の各極性期間の末期の信号レベルを異なる
値としてもよいつ また基準信号ｉは、第２図のｆａ）に示したものに限ら
ず第３図の（ａｔまたは（ｂｌのように各極性期間の末
期においてレベルが低下するものであれば加工ｆこ必要
とされる種々の波形が利用できる。

また、第１図に示した実施例において、整流回路２、イ
ンバータ回路３、変圧器４、整流回路５からなる直流電
源部は、同図の例以外に、商用交流電源を変圧器によっ
て必要な電圧に変換した後にサイリスタによって位相制
御整流するものやダイオードによって整流した後に直列
トランジスタによって出力電流を調整するシリーズレギ
ュレータ式のものでも、若干応答速度と精度が低下しま
た商用周波の変圧器を用いることから装置が大形となる
ことを除けば本発明は実施できる。さらに極性切換回路
も第１図に示したようなブリッジ式切換回路ではなく、
変圧器の２次巻線をセンタータップ付とし、この創出力
をそれぞれダイオードによって正・負２系統の直流出力
とし、創出力をそれぞれ直列トランジスタによって導通
・遮断して極性を切換えるようにしてもよい。

第４図は、このようにした本発明の別の実施例である。

同図において、変圧器４は２次巻線にセンタータップを
有し、ダイオード２２ａないし２２ｄによってそれぞれ
正・負２系統の両波整流回路を構成しており、この２系
統の直流出力はそれぞれ直列接続された交互に導通・遮
断するトランジスタ２３ａ、２３ｂによって電極８およ
び波加工物９に導びかれ、第１図の実施例と同様の効果
を得る。なお、同図に示した上記以外のものにはそれぞ
れ第１図と同機能のものに同符号を付して説明を省略す
る。

〔発明の効果〕

本発明の装置は上記のように動作するので、極性の切換
時には出力電流が減少しており、過大な電圧が発生する
ことがないので特別なサージ電圧吸収回路を設ける必要
がない。またサージ電圧の発生をコンデンサのようなサ
ージ吸収回路によって抑制するものではないので極性切
換時のアーク再生および電流の立上り速度を損うことが
ない。

さらに極性切換時の電流が小さいので極性切換用トラン
ジスタにおける電力損失が低減し、発生電圧の低下から
耐圧の低いものが利用できることと相まって装置を安価
にできるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例における各部の波形を示した線図、第３図は基
準信号の種々の例を示した線図、第４図は本発明の別の
実施例を示す接続図、第５図は従来の装置の例を示す接
続図である。 ２・・・整流回路、３・・・インバータ回路、４・・・
変圧器、５・・・整流回路、６ａないし６ｄ、２３ａ、
２３　ｂ・・・スイッチング用トランジスタ、７ａない
し７ｄ。 ２４ａ、２４ｂ・・・ダイオード、１２・・・出力電流
検出器、１３・・・比較器、１４・・・インバータ制御
回路、１５・・・基準信号発生回路、２１・・・駆動回
路、２２ａないし２２ｄ・・・ダイオード、Ｌ・・・電
カケープルのインダクタンス、Ｃ・・・浮遊容置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、直流電源と、前記直流電源の出力をスイッチング素
   子により出力極性を正負両極性に切りかえて負荷に供給
   するスイッチング回路と、極性切換の周期に相当する周
   期で脈動する信号でかつ少なくとも脈動周期の末期にレ
   ベルが低下する特性の信号を出力する基準信号発生回路
   と、前記基準信号発生回路の出力信号を入力とし入力信
   号の脈動周期に同期して前記スイッチング回路の正負各
   出力用スイッチング素子を交互に導通・遮断する極性切
   換制御回路と、出力電流検出器と、前記基準信号発生回
   路の出力と前記出力電流検出器の出力とを比較し差が減
   少する方向に前記直流電源の出力を調整する直流電源制
   御回路とを具備したアーク加工用電源装置。