JPH05153776A - 絶縁型整流コンバータ - Google Patents
絶縁型整流コンバータInfo
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- JPH05153776A JPH05153776A JP5051091A JP5051091A JPH05153776A JP H05153776 A JPH05153776 A JP H05153776A JP 5051091 A JP5051091 A JP 5051091A JP 5051091 A JP5051091 A JP 5051091A JP H05153776 A JPH05153776 A JP H05153776A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高周波スイッチング素子としての自己消弧型
パワーデバイスを１個だけ用いる簡素，安価で、しか
も、制御の容易な構成により、パワーデバイス素子のス
イッチングによらず入力電流を連続波形にし、力率を低
下することなく直流を形成する。 【構成】 交流電源３を整流するダイオード整流器４
と、この整流器４の直流出力端子間に設けられた平滑用
のリアクトルＬｄ，高周波スイッチング素子としての１
個のトランジスタＱの直列回路と、トランジスタＱに並
列に設けられた直流カット用のコンデンサＣ1 ，フライ
バックトランス１５の１次巻線１５ａの直列回路と、ト
ランス１５の２次巻線１５ｂの出力を整流，平滑する出
力回路７とを備える。
パワーデバイスを１個だけ用いる簡素，安価で、しか
も、制御の容易な構成により、パワーデバイス素子のス
イッチングによらず入力電流を連続波形にし、力率を低
下することなく直流を形成する。 【構成】 交流電源３を整流するダイオード整流器４
と、この整流器４の直流出力端子間に設けられた平滑用
のリアクトルＬｄ，高周波スイッチング素子としての１
個のトランジスタＱの直列回路と、トランジスタＱに並
列に設けられた直流カット用のコンデンサＣ1 ，フライ
バックトランス１５の１次巻線１５ａの直列回路と、ト
ランス１５の２次巻線１５ｂの出力を整流，平滑する出
力回路７とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パワートランジスタ等
の自己消弧パワーデバイスを高周波スイッチング素子と
し、かつ、入力側と出力側とを絶縁トランスで電気的に
絶縁した絶縁型整流コンバータに関する。
の自己消弧パワーデバイスを高周波スイッチング素子と
し、かつ、入力側と出力側とを絶縁トランスで電気的に
絶縁した絶縁型整流コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、充電器，交流無停電電源装置（Ｕ
ＰＳ）等に用いられるこの種絶縁型整流コンバータ（以
下ＳＭＲという）は図３に示すように構成され、入力端
子１，２間の電圧Ｖｓの交流電源３は整流ダイオードＤ
1,Ｄ2,Ｄ3,Ｄ4 のブリッジ回路からなるダイオード整流
器4 により全波整流される。
ＰＳ）等に用いられるこの種絶縁型整流コンバータ（以
下ＳＭＲという）は図３に示すように構成され、入力端
子１，２間の電圧Ｖｓの交流電源３は整流ダイオードＤ
1,Ｄ2,Ｄ3,Ｄ4 のブリッジ回路からなるダイオード整流
器4 により全波整流される。
【０００３】この整流器４のダイオードＤ1,Ｄ3 のカソ
ードの接続点ｐ，ダイオードＤ2,Ｄ4 のアノードの接続
点ｎが形成する正，負の直流出力端子間には、絶縁トラ
ンスとしてのフライバックトランス５の１次巻線５ａ，
パワートランジスタ等の自己消弧型パワーデバイスが形
成する高周波スイッチング素子６が直列に設けられ、図
示省略された制御装置により、スイッチング素子６が例
えば５０ＫＨｚ程度で高周波スイッチングする。
ードの接続点ｐ，ダイオードＤ2,Ｄ4 のアノードの接続
点ｎが形成する正，負の直流出力端子間には、絶縁トラ
ンスとしてのフライバックトランス５の１次巻線５ａ，
パワートランジスタ等の自己消弧型パワーデバイスが形
成する高周波スイッチング素子６が直列に設けられ、図
示省略された制御装置により、スイッチング素子６が例
えば５０ＫＨｚ程度で高周波スイッチングする。
【０００４】また、トランス５の２次巻線５ｂに出力回
路７を形成する整流ダイオードＤ5 ，平滑用のコンデン
サＣｄが直列接続され、コンデンサＣｄの両端に１対の
出力端子８，９が接続されている。
路７を形成する整流ダイオードＤ5 ，平滑用のコンデン
サＣｄが直列接続され、コンデンサＣｄの両端に１対の
出力端子８，９が接続されている。
【０００５】そして、スイッチング素子６がオンからオ
フにスイッチングする毎に、ダイオードＤ5 が順方向の
電圧印加でオフからオンにスイッチングし、２次巻線５
ｂの高周波出力が出力回路７で整流，平滑されて出力端
子８，９間に直流が生じる。
フにスイッチングする毎に、ダイオードＤ5 が順方向の
電圧印加でオフからオンにスイッチングし、２次巻線５
ｂの高周波出力が出力回路７で整流，平滑されて出力端
子８，９間に直流が生じる。
【０００６】なお、図３の・印は巻線５ａ，５ｂの巻始
めを示す。
めを示す。
【０００７】ところで、図３の場合、１個のスイッチン
グ素子６を用いて形成されるが、このスイッチング素子
６のオフにより整流器４の出力電流路が完全に遮断され
るため、入力電流Ｉｓは図４に示す断続電流波形とな
り、力率が極めて低下する。
グ素子６を用いて形成されるが、このスイッチング素子
６のオフにより整流器４の出力電流路が完全に遮断され
るため、入力電流Ｉｓは図４に示す断続電流波形とな
り、力率が極めて低下する。
【０００８】そのため、図３のＳＭＲを用いる場合、実
際には整流器４の入力側に容量の大きな力率改善用フィ
ルタを必ず設けなければならず、大型化するとともに大
重量化し、しかも、高価になる不都合がある。
際には整流器４の入力側に容量の大きな力率改善用フィ
ルタを必ず設けなければならず、大型化するとともに大
重量化し、しかも、高価になる不都合がある。
【０００９】この不都合を解消するため、図５に示す構
成のＳＭＲが考案されている。
成のＳＭＲが考案されている。
【００１０】同図において、図３と同一符号は同一もし
くは相当するものを示し、Ｌｄは平滑用のリアクトル、
１０，１１はパワートランジスタ等の自己消弧型パワー
デバイスからなる２個の高周波スイッチング素子であ
る。
くは相当するものを示し、Ｌｄは平滑用のリアクトル、
１０，１１はパワートランジスタ等の自己消弧型パワー
デバイスからなる２個の高周波スイッチング素子であ
る。
【００１１】１２は絶縁トランスを形成するフライバッ
クトランスであり、１次巻線１２ａの中間タップｔがリ
アクトルＬｄを介して整流器４の接続点ｐに接続され、
１次巻線１２ａの巻始め，巻終りの両端がスイッチング
素子１０，１１を介して整流器４の接続点ｎに接続され
ている。
クトランスであり、１次巻線１２ａの中間タップｔがリ
アクトルＬｄを介して整流器４の接続点ｐに接続され、
１次巻線１２ａの巻始め，巻終りの両端がスイッチング
素子１０，１１を介して整流器４の接続点ｎに接続され
ている。
【００１２】１３は整流ダイオードＤ6,Ｄ7,Ｄ8,Ｄ9 の
ブリッジ回路及びコンデンサＣｄからなる出力回路であ
り、トランス１２の２次巻線１２ｂに接続されている。
ブリッジ回路及びコンデンサＣｄからなる出力回路であ
り、トランス１２の２次巻線１２ｂに接続されている。
【００１３】なお、・印は巻線１２ａ，１２ｂの巻始め
を示す。
を示す。
【００１４】そして、図示省略された制御装置により、
つぎのモード１〜４の順次制御がくり返されてスイッチ
ング素子１０，１１が高周波スイッチングする。 モード１：スイッチング素子１０，１１を同時にオンす
る。 モード２：スイッチング素子１０のみをオフする。 モード３：スイッチング素子１０をオンして再びスイッ
チング素子１０，１１の同時オン状態にする。 モード４：スイッチング素子１１のみをオフする。
つぎのモード１〜４の順次制御がくり返されてスイッチ
ング素子１０，１１が高周波スイッチングする。 モード１：スイッチング素子１０，１１を同時にオンす
る。 モード２：スイッチング素子１０のみをオフする。 モード３：スイッチング素子１０をオンして再びスイッ
チング素子１０，１１の同時オン状態にする。 モード４：スイッチング素子１１のみをオフする。
【００１５】そして、整流器４の出力電流Ｉｄは増加
（モード１），減少（モード２），増加（モード３），
減少（モード４）に高周波変化するが、完全に途切れる
ことがない。
（モード１），減少（モード２），増加（モード３），
減少（モード４）に高周波変化するが、完全に途切れる
ことがない。
【００１６】そのため、入力電流Ｉｓは図４のような完
全な断続電流波形とならず、図３のＳＭＲより力率が改
善される。
全な断続電流波形とならず、図３のＳＭＲより力率が改
善される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】前記図５の従来のＳＭ
Ｒの場合、整流器４の入力側に力率改善用のフィルタを
設けることなく、図３のＳＭＲより力率を向上できる
が、そのために、高周波スイッチング素子としての自己
消弧型パワーデバイスを２個要し、しかも、両スイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングを組合せた複雑な制
御を要する問題点がある。
Ｒの場合、整流器４の入力側に力率改善用のフィルタを
設けることなく、図３のＳＭＲより力率を向上できる
が、そのために、高周波スイッチング素子としての自己
消弧型パワーデバイスを２個要し、しかも、両スイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングを組合せた複雑な制
御を要する問題点がある。
【００１８】本発明は、高周波スイッチング素子として
の自己消弧型パワーデバイスを１個だけ用いる簡素，安
価で制御の容易な構成により、パワーデバイスのスイッ
チングによらず、入力電流を連続波形に保持し、力率を
低下することなく直流を出力することを目的とする。
の自己消弧型パワーデバイスを１個だけ用いる簡素，安
価で制御の容易な構成により、パワーデバイスのスイッ
チングによらず、入力電流を連続波形に保持し、力率を
低下することなく直流を出力することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、本発明のＳＭＲにおいては、交流電源を整流する
ダイオード整流器と、
めに、本発明のＳＭＲにおいては、交流電源を整流する
ダイオード整流器と、
【００２０】該整流器の直流出力端子間に設けられた平
滑用のリアクトル，高周波スイッチング素子としての１
個の自己消弧型パワーデバイスの直列回路と、
滑用のリアクトル，高周波スイッチング素子としての１
個の自己消弧型パワーデバイスの直列回路と、
【００２１】前記パワーデバイスに並列に設けられた直
流カット用のコンデンサ，絶縁トランスの１次巻線の直
列回路と、
流カット用のコンデンサ，絶縁トランスの１次巻線の直
列回路と、
【００２２】前記絶縁トランスの２次巻線の出力を整
流，平滑する出力回路とを備える。
流，平滑する出力回路とを備える。
【００２３】
【作用】前記のように構成された本発明のＳＭＲの場
合、ダイオード整流器の直流出力端子間に、平滑用のリ
アクトルを介して直流カット用のコンデンサ，絶縁トラ
ンスの１次巻線の直列回路と高周波スイッチング素子と
しての自己消弧型パワーデバイスとが並列接続される。
合、ダイオード整流器の直流出力端子間に、平滑用のリ
アクトルを介して直流カット用のコンデンサ，絶縁トラ
ンスの１次巻線の直列回路と高周波スイッチング素子と
しての自己消弧型パワーデバイスとが並列接続される。
【００２４】そのため、高周波スイッチングにより、パ
ワーデバイスがオフしたときにもダイオード整流器の電
流路が遮断されず、ダイオード整流器の入力側のＳＭＲ
の入力電流が連続波形となり、力率の低下が防止され
る。
ワーデバイスがオフしたときにもダイオード整流器の電
流路が遮断されず、ダイオード整流器の入力側のＳＭＲ
の入力電流が連続波形となり、力率の低下が防止され
る。
【００２５】
【実施例】１実施例について、図１，図２を参照して説
明する。図１において、図３，図５と同一符号は同一又
は相当するものを示し、Ｑは自己消弧型パワーデバイス
としてのパワートランジスタであり、コレクタがリアク
トル１０を介して整流器４の接続点ｐに接続され、エミ
ッタが整流器４の接続点ｎに接続されている。
明する。図１において、図３，図５と同一符号は同一又
は相当するものを示し、Ｑは自己消弧型パワーデバイス
としてのパワートランジスタであり、コレクタがリアク
トル１０を介して整流器４の接続点ｐに接続され、エミ
ッタが整流器４の接続点ｎに接続されている。
【００２６】Ｃ1 は直流カット用のコンデンサ、１５は
絶縁トランスとしてのフライバックトランスであり、コ
ンデンサＣ1 ，トランス１５の１次巻線１５ａの直列回
路がトランジスタＱのコレクタ，エミッタ間に設けら
れ、トランス１５の２次巻線１５ｂに出力回路７が接続
されている。
絶縁トランスとしてのフライバックトランスであり、コ
ンデンサＣ1 ，トランス１５の１次巻線１５ａの直列回
路がトランジスタＱのコレクタ，エミッタ間に設けら
れ、トランス１５の２次巻線１５ｂに出力回路７が接続
されている。
【００２７】１６は整流器４の出力電流Ｉｄを検出する
電流検出器、１７はトランジスタＱのベースに駆動信号
を供給する制御装置であり、演算増幅器１８，１９，基
準電源２０，絶縁用のホトカプラ２１，乗算器２２，比
較器２３，鋸波発生器又は三角波発生器からなる参照波
発生器２４，駆動回路２５及び整流ダイオードＤ10等が
設けられている。
電流検出器、１７はトランジスタＱのベースに駆動信号
を供給する制御装置であり、演算増幅器１８，１９，基
準電源２０，絶縁用のホトカプラ２１，乗算器２２，比
較器２３，鋸波発生器又は三角波発生器からなる参照波
発生器２４，駆動回路２５及び整流ダイオードＤ10等が
設けられている。
【００２８】なお、図中の・印は巻線１５ａ，１５ｂの
巻始めを示す。
巻始めを示す。
【００２９】そして、交流電源３の投入直後の初期状態
においては、トランジスタＱがオフし、整流器４の出力
電流Ｉｄは０である。
においては、トランジスタＱがオフし、整流器４の出力
電流Ｉｄは０である。
【００３０】また、整流器４の接続点ｐ，ｎ間の出力電
圧をＶｉ，トランジスタＱのコレクタ，エミッタ間の電
圧をＶ1 とし、コンデンサＣ1 ，１次巻線１５ａの図示
の向きの端子間電圧をＶｃ，Ｖ2 とし、出力端子８，９
間の出力電圧をＶｏとすると、前記初期状態において
は、Ｖｃ＝Ｖｉ，Ｖ2 ＝０，Ｖｏ＝０となり、コンデン
サＣ1 が充電される。
圧をＶｉ，トランジスタＱのコレクタ，エミッタ間の電
圧をＶ1 とし、コンデンサＣ1 ，１次巻線１５ａの図示
の向きの端子間電圧をＶｃ，Ｖ2 とし、出力端子８，９
間の出力電圧をＶｏとすると、前記初期状態において
は、Ｖｃ＝Ｖｉ，Ｖ2 ＝０，Ｖｏ＝０となり、コンデン
サＣ1 が充電される。
【００３１】そして、制御装置１７の後述の制御によ
り、トランジスタＱは高周波スイッチングする。
り、トランジスタＱは高周波スイッチングする。
【００３２】この高周波スイッチングにより、トランジ
スタＱが例えばｔ1にオフからオンに反転すると、コン
デンサＣ1 ，１次巻線１５ａの直列回路がトランジスタ
Ｑで短絡されてリアクトルＬｄに電圧Ｖｉが印加され、
出力電流ＩｄがほぼトランジスタＱの通流電流Ｉｑとな
る。
スタＱが例えばｔ1にオフからオンに反転すると、コン
デンサＣ1 ，１次巻線１５ａの直列回路がトランジスタ
Ｑで短絡されてリアクトルＬｄに電圧Ｖｉが印加され、
出力電流ＩｄがほぼトランジスタＱの通流電流Ｉｑとな
る。
【００３３】また、１次巻線１５ａに図示のＶ2 と逆極
性で大きさＶｃの電圧が誘起し、この誘起した電圧に基
づく２次巻線１５ｂの電圧により、出力回路７のダイオ
ードＤ5 は逆バイアスされてオフする。
性で大きさＶｃの電圧が誘起し、この誘起した電圧に基
づく２次巻線１５ｂの電圧により、出力回路７のダイオ
ードＤ5 は逆バイアスされてオフする。
【００３４】つぎに、トランジスタＱがｔ2 にオンから
オフに反転すると、出力電流ＩｄはリアクトルＬｄ，コ
ンデンサＣ1 ，１次巻線１５ａを流れ、通流電流Ｉｑは
減少する。
オフに反転すると、出力電流ＩｄはリアクトルＬｄ，コ
ンデンサＣ1 ，１次巻線１５ａを流れ、通流電流Ｉｑは
減少する。
【００３５】このとき、１次巻線１５ａに図示の極性の
電圧Ｖ2 が生じ、この電圧Ｖ2 に基づく２次巻線１５ｂ
の電圧極性の反転により、ダイオードＤ5 が順バイアス
されてオンする。
電圧Ｖ2 が生じ、この電圧Ｖ2 に基づく２次巻線１５ｂ
の電圧極性の反転により、ダイオードＤ5 が順バイアス
されてオンする。
【００３６】以降、トランジスタＱがｔ3,ｔ4,…にオフ
からオン，オンからオフに交互に反転し、ｔ1,ｔ2 の動
作が交互にくり返されて２次巻線１５ｂに高周波出力が
生じ、この出力が出力回路７で整流，平滑されて直流に
変換される。
からオン，オンからオフに交互に反転し、ｔ1,ｔ2 の動
作が交互にくり返されて２次巻線１５ｂに高周波出力が
生じ、この出力が出力回路７で整流，平滑されて直流に
変換される。
【００３７】つぎに、制御装置１７の制御について説明
する。
する。
【００３８】トランジスタＱを定パルス幅の周波数信号
により高周波スイッチングしてもよいが、この実施例に
おいては、力率改善効果を著しく高めるため、制御装置
１７によりトランジスタＱのスイッチング動作を可変制
御する。
により高周波スイッチングしてもよいが、この実施例に
おいては、力率改善効果を著しく高めるため、制御装置
１７によりトランジスタＱのスイッチング動作を可変制
御する。
【００３９】すなわち、演算増幅器１８により出力電圧
Ｖｏの検出電圧と基準電源２０の基準電圧との差分を求
める。
Ｖｏの検出電圧と基準電源２０の基準電圧との差分を求
める。
【００４０】そして、演算増幅器１８の出力信号をフォ
トカプラ２１を介して乗算器２２に供給する。
トカプラ２１を介して乗算器２２に供給する。
【００４１】また、交流電源３をダイオードＤ10により
整流し、電圧Ｖｓの検出信号を形成し、この検出信号を
乗算器２２に供給する。
整流し、電圧Ｖｓの検出信号を形成し、この検出信号を
乗算器２２に供給する。
【００４２】そして、乗算器２２により演算増幅器１８
の出力信号とダイオードＤ10の整流出力とをアナログ乗
算し、乗算器２２の出力信号を演算増幅器１９に供給す
る。
の出力信号とダイオードＤ10の整流出力とをアナログ乗
算し、乗算器２２の出力信号を演算増幅器１９に供給す
る。
【００４３】この増幅器１９により乗算器２２の出力信
号を基準にして、この出力信号と電流検出器１６の検出
信号との差分の信号を形成する。
号を基準にして、この出力信号と電流検出器１６の検出
信号との差分の信号を形成する。
【００４４】さらに、比較器２３により演算増幅器１９
の出力信号と発生器２４の鋸波又は三角波状の参照波信
号とを比較してＰＷＭ波形状の駆動信号を形成し、この
駆動信号を駆動回路２５を介してトランジスタＱのベー
スに供給し、トランジスタＱのスイッチングを制御す
る。
の出力信号と発生器２４の鋸波又は三角波状の参照波信
号とを比較してＰＷＭ波形状の駆動信号を形成し、この
駆動信号を駆動回路２５を介してトランジスタＱのベー
スに供給し、トランジスタＱのスイッチングを制御す
る。
【００４５】そして、トランジスタＱのオン，オフによ
り、整流器４の接続点ｐ，ｎ間のインピーダンスが小，
大に変化するため、出力電流Ｉｄはｔ1,ｔ3,…に増加し
てｔ2,ｔ4,…に減少する。
り、整流器４の接続点ｐ，ｎ間のインピーダンスが小，
大に変化するため、出力電流Ｉｄはｔ1,ｔ3,…に増加し
てｔ2,ｔ4,…に減少する。
【００４６】しかし、トランジスタＱがオフしても出力
電流Ｉｄが流れ続け、しかも、制御装置１７により力率
の変動を考慮してトランジスタＱのスイッチングが制御
されるため、出力電流Ｉｄの波形は図２の（ａ）に示す
ように、断続電流波形にならず、リップの少ない連続電
流波形になる。
電流Ｉｄが流れ続け、しかも、制御装置１７により力率
の変動を考慮してトランジスタＱのスイッチングが制御
されるため、出力電流Ｉｄの波形は図２の（ａ）に示す
ように、断続電流波形にならず、リップの少ない連続電
流波形になる。
【００４７】したがって、入力電流Ｉｓは断続のないほ
ぼ正弦波の連続波形に保持され、力率がほぼ１．０に改
善され、しかも、高調波成分も少なくなる。
ぼ正弦波の連続波形に保持され、力率がほぼ１．０に改
善され、しかも、高調波成分も少なくなる。
【００４８】なお、コンデンサＣ1 の電流波形，１次巻
線１５ａの電圧波形は図２の（ｂ），（ｃ）に示すよう
になる。
線１５ａの電圧波形は図２の（ｂ），（ｃ）に示すよう
になる。
【００４９】そして、トランジスタＱを実施例と異なる
制御手法で高周波スイッチングしてもよく、例えば、定
パルス幅の周波数信号によりトランジスタＱを常に同一
条件でスイッチング動作しても、図３のＳＭＲより力率
が改善されるのは勿論である。
制御手法で高周波スイッチングしてもよく、例えば、定
パルス幅の周波数信号によりトランジスタＱを常に同一
条件でスイッチング動作しても、図３のＳＭＲより力率
が改善されるのは勿論である。
【００５０】また、自己消弧パワーデバイスはパワート
ランジスタ以外であってもよい。
ランジスタ以外であってもよい。
【００５１】さらに、出力電流Ｉｄのリップルを極めて
少なくする必要があるときは、例えば整流器４の入力側
に小容量の力率改善用フィルタを設けてもよい。
少なくする必要があるときは、例えば整流器４の入力側
に小容量の力率改善用フィルタを設けてもよい。
【００５２】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源を
整流するダイオード整流器４の直流出力端子間に、平滑
リアクトルＬｄを介して直流カット用のコンデンサ
Ｃ1 ，絶縁トランスとしてのフライバックトランス１５
の１次巻線１５ａの直列回路と自己消弧型パワーデバイ
スとしてのトランジスタＱとが並列に接続され、高周波
スイッチングによりトランジスタＱがオフしたときにも
整流器４の出力電流Ｉｄが流れるため、整流器４の入力
電流が連続電流波形となり、自己消弧型パワーデバイス
を１個だけ用いた簡素，安価でしかも、制御の容易な構
成により、力率の低下を防止して直流を出力することが
できる。
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源を
整流するダイオード整流器４の直流出力端子間に、平滑
リアクトルＬｄを介して直流カット用のコンデンサ
Ｃ1 ，絶縁トランスとしてのフライバックトランス１５
の１次巻線１５ａの直列回路と自己消弧型パワーデバイ
スとしてのトランジスタＱとが並列に接続され、高周波
スイッチングによりトランジスタＱがオフしたときにも
整流器４の出力電流Ｉｄが流れるため、整流器４の入力
電流が連続電流波形となり、自己消弧型パワーデバイス
を１個だけ用いた簡素，安価でしかも、制御の容易な構
成により、力率の低下を防止して直流を出力することが
できる。
【図１】本発明の絶縁型整流コンバータの１実施例の結
線図である。
線図である。
【図２】図１の各部の波形を示し、（ａ）は出力電流Ｉ
ｄ，（ｂ）は電流Ｉｃ，（ｃ）は電圧Ｖ2 の波形図であ
る。
ｄ，（ｂ）は電流Ｉｃ，（ｃ）は電圧Ｖ2 の波形図であ
る。
【図３】従来例の結線図である。
【図４】図３の入力電流Ｉｓの波形図である。
３ 交流電源 ４ ダイオード整流器 ７ 出力回路 １５ フライバックトランス Ｃ1 直流カット用のコンデンサ Ｌｄ リアクトル Ｑ パワートランジスタ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年１２月１４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の絶縁型整流コンバータの１実施例の結
線図である。
線図である。
【図２】図１の各部の波形を示し、（ａ）は出力電流Ｉ
ｄ，（ｂ）は電流Ｉｃ，（ｃ）は電圧Ｖ2 の波形図であ
る。
ｄ，（ｂ）は電流Ｉｃ，（ｃ）は電圧Ｖ2 の波形図であ
る。
【図３】従来例の結線図である。
【図４】図３の入力電流Ｉｓの波形図である。
【図５】他の従来例の結線図である。
【符号の説明】 ３ 交流電源 ４ ダイオード整流器 ７ 出力回路 １５ フライバックトランス Ｃ1 直流カット用のコンデンサ Ｌｄ リアクトル Ｑ パワートランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を整流するダイオード整流器
と、 該整流器の直流出力端子間に設けられた平滑用のリアク
トル，高周波スイッチング素子としての１個の自己消弧
型パワーデバイスの直列回路と、 前記パワーデバイスに並列に設けられた直流カット用の
コンデンサ，絶縁トランスの１次巻線の直列回路と、 前記絶縁トランスの２次巻線の出力を整流，平滑する出
力回路とを備えたことを特徴とする絶縁型整流コンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5051091A JPH05153776A (ja) | 1991-02-22 | 1991-02-22 | 絶縁型整流コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5051091A JPH05153776A (ja) | 1991-02-22 | 1991-02-22 | 絶縁型整流コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153776A true JPH05153776A (ja) | 1993-06-18 |
Family
ID=12860963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5051091A Pending JPH05153776A (ja) | 1991-02-22 | 1991-02-22 | 絶縁型整流コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05153776A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03207263A (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1991
- 1991-02-22 JP JP5051091A patent/JPH05153776A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03207263A (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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