JPH0576168A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 従来の特性を損なうことなく出力電圧設定の
自由度を向上させ、入出力間の絶縁を可能とする力率改
善用のＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 第２のコンデンサ７の両端より出力を取り出
し、交流入力の電流波形を正弦波状とするために電流検
出抵抗６から得られる電流波形を入力電圧と同期した正
弦波全波整流電圧波形との比較によりチョークコイル４
に設けられた第１の検出巻線１３のフォワード電圧の立
上がりまたは立下がりをトリガとして第１のスイッチン
グトランジスタ５のオンオフ比を決定する機能を有する
第１の制御駆動回路１０と、第２のコンデンサ７の両端
より取り出される出力電圧を安定化すべくチョークコイ
ル４に設けられた第２の検出巻線２３のフライバック電
圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして第２のスイ
ッチングトランジスタ８のオンオフ比を調整する機能を
有する第２の制御駆動回路２０とからなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は入力電流波形を正弦波状
にすることにより高調波抑制と入力力率改善を行うとと
もに、出力電圧の安定化を可能とするＡＣ−ＤＣコンバ
ータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源に代表されるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータは、ＯＡ情報機器をはじめとして広
く家電機器にも普及するようになってきた。しかしなが
らそのほとんどの構成がコンデンサインプット型である
ため入力電流は導通角の小さな尖頭状の波形で、その結
果ライン電圧の低下、高調波成分をライン側に帰還する
ことによる歪み率の増加誘発などの直接の原因となって
いる。

【０００３】以下に高調波抑制と入力力率改善を目的と
した従来のＡＣ−ＤＣコンバータについて説明する。

【０００４】図５は従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路
構成図で、昇圧型コンバータを応用したものである。図
５において、１ａ，１ｂは入力端子であり、入力交流電
圧を受電する。２は第１の整流器としての全波整流器で
あり、受電した入力交流電圧を全波整流する。３はコン
デンサ、４１はチョークコイル、４２はスイッチングト
ランジスタ、４３は電流検出用抵抗、４４は第２の整流
器としてのダイオード、４５はコンデンサ、４６ａ，４
６ｂは出力端子である。３０は制御駆動回路であり、基
準電圧源３１と、誤差増幅器３２と、乗算器３３と、比
較器３４と、発振器３５と、駆動回路３６とで構成され
ている。

【０００５】以上のように構成された従来のＡＣ−ＤＣ
コンバータについて、以下にその動作を説明する。

【０００６】まず、入力交流電圧は第１の整流器２およ
びコンデンサ３によって整流平滑されて直流電圧Ｖ１に
変換される。コンデンサ３の静電容量は小さく、または
なくてもよい。このため、直流電圧Ｖ１は入力交流電圧
の脈流分を十分含んだ全波整流波形となる。この直流電
圧Ｖ１はチョークコイル４１およびスイッチングトラン
ジスタ４２によって高周波交流電圧に変換された後、第
２の整流器４４およびコンデンサ４５によって整流平滑
されて、出力電圧Ｖ０として出力される。出力電圧Ｖ０
は誤差増幅器３２によって基準電圧源３１と比較増幅さ
れる。誤差増幅器３２の出力と直流電圧Ｖ１は乗算器３
３によって乗算され、所定の大きさで直流電圧Ｖ１の波
形に比例した全波整流波形電圧Ｖ２となる。スイッチン
グトランジスタ４２に流れる電流は電流検出用抵抗４３
によって検出され、その検出電圧Ｖ３は比較器３４によ
って全波整流波形電圧Ｖ２と比較される。比較器３４の
出力は発振器３５の出力電圧Ｖ４とともに駆動回路３６
へ入力され、駆動回路３６はスイッチングトランジスタ
４２を所定のオンオフ比で駆動する駆動出力電圧Ｖ５を
出力する。

【０００７】この様子を図６に示す。図６において
（ａ）は発振器３５の出力電圧Ｖ４、（ｂ）は全波整流
波形電圧Ｖ２と電流検出用抵抗４３の検出電圧Ｖ３、
（ｃ）は駆動回路３６の駆動出力電圧Ｖ５、（ｄ）はチ
ョークコイル４１を流れるチョーク電流Ｉ２である。こ
のようにスイッチングトランジスタ４２に流れる電流の
ピーク値を所定の全波整流波形上にのせることにより、
チョーク電流Ｉ２を図６（ｄ）のようにし、入力交流電
流Ｉ１を高調波成分を抑えた正弦波とすることができ、
入力力率を１またはそれに近づけることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、昇圧型コンバータ方式であるため、出力
電圧は必ず入力電圧のピーク値より高く設定しなくては
ならないため、所望する出力電圧が入力電圧よりも低い
場合や、入出力間の絶縁が必要な場合には、後段に電圧
変換用のＤＣ−ＤＣコンバータを追加する必要がある。
その場合には前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力仕様は高
電圧入力のものが要求されることになり、部品の増加に
よるコストアップ、コンバータの直列接続による効率の
低下、形状の大型化、高耐圧部品の増加による信頼性の
低下等が避けられない問題となってくる。また、さら
に、昇圧型コンバータでは起動時、あるいは再起動時の
突入電流を回路構成上制限する手段を持たないためこれ
を別に設けなくてはならないという問題点も有してい
た。

【０００９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、後段にＤＣ−ＤＣコンバータを接続しなくとも１台
のＡＣ−ＤＣコンバータ単独で入力電流波形を正弦波状
にするとともに、出力電圧の選定に自由度をもたせ、必
要に応じて入出力間の絶縁を施すことが可能で、しかも
出力電圧をフィードバックする際に絶縁伝達手段を不要
とできる力率改善用ＡＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流入力を整流す
る第１の整流器と、この第１の整流器で整流された入力
電圧に第１のコンデンサを並列に接続し、前記第１のコ
ンデンサにチョークコイルと第１のスイッチング手段お
よび前記第１のスイッチング手段に逆並列に接続された
第２の整流器と電流検出手段との直列回路を並列に接続
し、前記チョークコイルと並列に第２のコンデンサと第
２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段に
逆並列に接続された第３の整流器との直列回路を並列に
接続し、前記第２のコンデンサの両端より出力を取り出
し、前記交流入力の電流波形を正弦波状とするために前
記電流検出手段から得られる電流波形を前記入力電圧と
同期した正弦波全波整流電圧波形との比較により前記チ
ョークコイルに設けられた第１の検出巻線のフォワード
電圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして前記第１
のスイッチング手段のオンオフ比を決定する機能を有す
る第１の制御駆動回路と、前記第２のコンデンサの両端
より取り出される出力電圧を安定化すべく前記チョーク
コイルに設けられた第２の検出巻線のフライバック電圧
の立上がりまたは立下がりをトリガとして前記第２のス
イッチング手段のオンオフ比を調整する機能を有する第
２の制御駆動回路とからなる構成、または、交流入力を
整流する第１の整流器と、この第１の整流器で整流され
た入力電圧に第１のコンデンサを並列に接続し、前記第
１のコンデンサにチョークコイルと第１のスイッチング
手段および前記第１のスイッチング手段に逆並列に接続
された第２の整流器と電流検出手段との直列回路を並列
に接続し、前記チョークコイルに第１の別巻線を設けて
出力巻線とし、その出力巻線に第２のコンデンサと第２
のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段に逆
並列に接続された第３の整流器との直列回路を並列に接
続し、前記第２のコンデンサの両端より出力を取り出す
構成とし、前記交流入力の電流波形を正弦波状とするた
めに前記電流検出手段から得られる電流波形を前記入力
電圧と同期した正弦波全波整流電圧波形との比較により
前記チョークコイルに設けられた第１の検出巻線のフォ
ワード電圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして前
記第１のスイッチング手段のオンオフ比を決定する機能
を有する第１の制御駆動回路と、前記第２のコンデンサ
の両端より取り出される出力電圧を安定化すべく前記第
１のチョークコイルに設けられた第２の別巻線のフライ
バック電圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして前
記第２のスイッチング手段のオンオフ比を調整する機能
を有する第２の制御駆動回路とからなる構成を有してい
る。

【００１１】

【作用】この構成によって、入力交流電流波形は第１の
スイッチング手段によって入力交流電圧と相似でかつ同
相となるように制御されるため、前記入力交流電流波形
は高調波歪みの少ない正弦波状の波形となり、入力力率
もほとんど１で、後段にＤＣ−ＤＣコンバータを接続し
なくとも出力電圧を自由に設定でき、絶縁も必要に応じ
て施せるため、従来のコンバータが有していたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの接続に伴う問題点を一挙に解決でき、し
かも、出力電圧信号を絶縁して１次側に伝達しなくとも
２次側で直接出力制御が可能であるためフォトカプラ等
の絶縁伝達手段を省略でき、さらに、突入電流は前記第
１のスイッチング手段によって自動的に制限できること
になる。

【００１２】

【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例について
図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施例に
おけるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を示すもので
ある。図１において、１ａ，１ｂは入力端子であり、入
力交流電圧を受電する。２は第１の整流器であり、受電
した入力交流電圧を全波整流する。３は第１のコンデン
サ、４はチョークコイル、５は第１のスイッチング手段
としてのスイッチングトランジスタ、５ａは前記第１の
スイッチングトランジスタ５に逆並列に接続された第２
の整流器である。６は電流検出手段としての電流検出用
抵抗、７は第２のコンデンサ、８は第２のスイッチング
手段としてのスイッチングトランジスタ、８ａは前記第
２のスイッチングトランジスタ８に逆並列に接続された
第３の整流器、９ａ，９ｂは出力端子である。１０は第
１の制御駆動回路であり、入力電圧の波高を任意に変化
させる調整器１１と、第１の比較器１２と、第１の検出
巻線１３と、第１の駆動回路１４とからなる。２０は第
２の制御駆動回路であり、基準電圧源２１と、第２の比
較器２２と、第２の検出巻線２３と第２の駆動回路２４
とで構成される。

【００１３】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて以下にその動作を説明する。まず、入力交
流電圧は第１の整流器２および第１のコンデンサ３によ
って整流平滑されて直流電圧Ｖ１に変換される。ここで
直流電圧波形Ｖ１は、第１のコンデンサ３の静電容量が
十分小さいため入力電圧の脈動を十分含んだ全波整流波
形となる。この直流電圧Ｖ１は第１のスイッチングトラ
ンジスタ５のオンにともないチョークコイル４に印加さ
れ、スイッチングトランジスタ５のオフにともなってチ
ョークコイル４に発生するフライバック電圧は第３の整
流器８ａと第２のコンデンサ７によって整流平滑された
後出力される。

【００１４】また、スイッチングトランジスタ５がオン
の期間にスイッチングトランジスタ５に流れる電流は電
流検出用抵抗６によって検出され、その検出電圧Ｖ３は
第１の比較器１２によって全波整流波形電圧Ｖ２と比較
される。前記第１の比較器１２の出力は第１の駆動回路
１４へ入力され、第１の検出巻線１３による検出信号を
受けると同時に前記第１のスイッチングトランジスタ５
をオンさせ、スイッチングトランジスタ５に流れる電流
のピーク値が所定の値に達するまで第１のスイッチング
トランジスタ５をオンさせる。このように、第１のスイ
ッチングトランジスタ５に流れる電流のピーク値を第１
の比較器１２において比較される所定の全波整流波形上
にのせ、図６（ｂ）のように制御することによって、入
力交流電流波形を高調波成分を抑えた正弦波とし、しか
も入力力率を１またはそれに近づけることができること
は従来例と同様である。

【００１５】しかしながら本実施例の場合、全波整流波
形電圧Ｖ２の波高は、予想される最大負荷に供給するエ
ネルギーに対応した一定値であり、負荷によって全波整
流波形電圧Ｖ２の振幅を変化させない点で従来例と異な
る。このことは全波整流波形電圧Ｖ２に対応した一定の
最大エネルギーを常に２次側に伝達していることを意味
する。実際には負荷は絶えず変動し、負荷が要求するエ
ネルギーは必ずしも一定ではないため、最大負荷状態以
外では余剰エネルギーが発生する。負荷が要求するエネ
ルギーは第２のスイッチングトランジスタ８に逆並列に
接続された第３の整流器８ａと第２のコンデンサ７によ
って整流平滑された後に出力される。

【００１６】出力電圧は、第２の比較器２２によって基
準電圧源２１と比較されるが、余剰エネルギーの発生に
ともなって前記第２の比較器２２の出力は第２の検出巻
線２３による検出信号とともに第２の駆動回路２４に与
えられ、余剰なエネルギーの処理が終了するまでオンし
続ける動作を行う。即ち、負荷にエネルギーを供給し終
えた後に第２のスイッチングトランジスタ８をオンさせ
ることで２次側の電流をマイナス側に流し続け、チョー
クコイル４を逆励磁して余剰エネルギーをチョークコイ
ル４に蓄え、この処理が終了すると第２のスイッチング
トランジスタ８をオフする。

【００１７】その後、検出巻線１３の検出信号により駆
動される第１のスイッチングトランジスタ５のオンに際
してチョークコイル４に蓄えられた余剰エネルギーはす
べて１次側に回生され、この回生されたエネルギーは第
１のスイッチングトランジスタ５に逆並列に接続された
第２の整流器５ａを通じて第１のコンデンサ３に蓄えら
れる。つまり、１次側から２次側へ供給された最大エネ
ルギーのうち余剰なエネルギーを２次側から１次側へ回
生させることによって正味、負荷が必要とするエネルギ
ーを供給するように制御される。

【００１８】以上のように本実施例によれば、余剰なエ
ネルギーを回生させることによって、１次側では入力電
流波形の正弦波化に伴うスイッチングだけの制御を、２
次側では出力電圧の安定化と余剰エネルギー処理の制御
だけをそれぞれ独立に行わせることができるため、回路
構成上、入力電流波形の正弦波化と出力電圧の安定化と
いう２つの制御系を１次，２次間で完全分離でき、また
出力電圧の安定化に際して、出力電圧を１次側に絶縁伝
達する必要がないためフォトカプラ等の絶縁伝達手段が
不要とできる。

【００１９】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について図面を参照しながら説明する。図２は本発明の
第２の実施例を示すＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
を示すものである。図２において、１ａ，１ｂは入力端
子であり、入力交流電圧を受電する。２は第１の整流器
であり、受電した入力交流電圧を全波整流する。３は第
１のコンデンサ、４はチョークコイル、５は第１のスイ
ッチング手段としてのスイッチングトランジスタ、５ａ
は前記第１のスイッチングトランジスタ５に逆並列に接
続された第２の整流器、６は電流検出手段としての電流
検出用抵抗である。４ａは前記チョークコイル４に施さ
れた別巻線、７は第２のコンデンサ、８は第２のスイッ
チング手段としてのスイッチングトランジスタ、８ａは
前記第２のスイッチングトランジスタ８に逆並列に接続
された第３の整流器、９ａ，９ｂは出力端子である。１
０は第１の制御駆動回路であり、入力電圧の波高を任意
に変化させる調整器１１と、第１の比較器１２と、第１
の検出巻線１３と、第１の駆動回路１４とからなる。２
０は第２の制御駆動回路であり、基準電圧源２１と、第
２の比較器２２と、第２の検出巻線２３と第２の駆動回
路２４とで構成される。

【００２０】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて以下にその動作を説明する。まず、入力交
流電圧は第１の整流器２および第１のコンデンサ３によ
って整流平滑されて直流電圧Ｖ１に変換される。ここで
直流電圧波形Ｖ１は、第１のコンデンサ３の静電容量が
十分小さいため入力電圧の脈動を十分含んだ全波整流波
形となる。この直流電圧Ｖ１は第１のスイッチングトラ
ンジスタ５のオンにともないチョークコイル４に印加さ
れる。第１のスイッチングトランジスタ５のオフにとも
なってチョークコイル４に施された別巻線４ａに発生す
るフライバック電圧は第３の整流器８ａと第２のコンデ
ンサ７によって整流平滑された後、出力される。

【００２１】また、第１のスイッチングトランジスタ５
がオンの期間に第１のスイッチングトランジスタ５に流
れる電流は電流検出用抵抗６によって検出され、その検
出電圧Ｖ３は第１の比較器１２によって全波整流波形電
圧Ｖ２と比較される。前記第１の比較器１２の出力は第
１の駆動回路１４へ入力され、第１の検出巻線１３によ
る検出信号を受け付けると同時に前記第１のスイッチン
グトランジスタ５をオンさせ、スイッチングトランジス
タ５に流れる電流のピーク値が所定の値に達するまで第
１のスイッチングトランジスタ５をオンさせる。このよ
うに、第１のスイッチングトランジスタ５に流れる電流
のピーク値を第１の比較器１２において比較される所定
の全波整流波形上にのせ、図６（ｂ）のように制御する
ことによって、入力交流電流波形を高調波成分を抑えた
正弦波とし、しかも入力力率を１またはそれに近づける
ことができることは従来例と同様である。

【００２２】しかしながら本実施例の場合、全波整流波
形電圧Ｖ２の波高は、予想される最大負荷に供給するエ
ネルギーに対応した一定値であり、負荷によって全波整
流波形電圧Ｖ２の振幅を変化させない点で従来例と異な
る。このことは全波整流波形電圧Ｖ２に対応した一定の
最大エネルギーを常に２次側に伝達していることを意味
する。実際には負荷は絶えず変動し、負荷が要求するエ
ネルギーは必ずしも一定ではないため、最大負荷状態以
外では余剰エネルギーが発生する。負荷が要求するエネ
ルギーは第２のスイッチングトランジスタ８に逆並列に
接続された第３の整流器８ａと第２のコンデンサ７によ
って整流平滑された後に出力される。

【００２３】出力電圧は、第２の比較器２２によって基
準電圧源２１と比較されるが、余剰エネルギーの発生に
ともなって前記第２の比較器２２の出力は第２の検出巻
線２３による検出信号とともに第２の駆動回路２４に与
えられ、余剰なエネルギーの処理が終了するまでオンし
続ける動作を行う。即ち、負荷にエネルギーを供給し終
えた後に第２のスイッチングトランジスタ８をオンさせ
ることで２次側の電流をマイナス側に流し続け、チョー
クコイル４を逆励磁して余剰エネルギーをチョークコイ
ル４に蓄え、この処理が終了すると第２のスイッチング
トランジスタ８をオフする。

【００２４】その後、検出巻線１３の検出信号により駆
動される第１のスイッチングトランジスタ５のオンに際
してチョークコイル４に蓄えられた余剰エネルギーはす
べて１次側に回生され、この回生されたエネルギーは第
１のスイッチングトランジスタ５に逆並列に接続された
第２の整流器５ａを通じて第１のコンデンサ３に蓄えら
れる。つまり、１次側から２次側へ供給された最大エネ
ルギーのうち余剰なエネルギーを２次側から１次側へ回
生させることによって正味、負荷が必要とするエネルギ
ーを供給するように制御される。

【００２５】以上のように本実施例によれば、余剰なエ
ネルギーを回生させることによって、１次側では入力電
流波形の正弦波化に伴うスイッチングだけの制御を、２
次側では出力電圧の安定化と余剰エネルギー処理の制御
だけをそれぞれ独立に行わせることができるため、回路
構成上、入力電流波形の正弦波化と出力電圧の安定化と
いう２つの制御系を１次，２次間で完全分離でき、入出
力間に絶縁を施すことが可能で、また出力電圧の安定化
に際して、出力電圧を１次側に絶縁伝達する必要がない
ためフォトカプラ等の絶縁伝達手段が不要とできる等の
特徴を有する。

【００２６】図３に、実施例１，２の動作説明波形図を
示す。図３は電流検出用抵抗６によって検出される検出
電圧Ｖ１３と全波整流波形電圧Ｖ１２であり、この場合
には第１の検出巻線１３のフォワード電圧の立上がりを
トリガとして動作を開始することになる。また、図４に
は１次，２次のスイッチングトランジスタに流れる電流
ｉ₁，ｉ₂の動作波形を示す。図４（ａ）の定格負荷時に
は従来のリンギングチョークコンバータの波形と一致
し、また、図４（ｂ）に示す定格未満時では供給分と回
生分の差が正味のエネルギーとして負荷に与えられる。

【００２７】なお、実施例１，２において、スイッチン
グトランジスタとしてＭＯＳ−ＦＥＴのように、内部に
寄生ダイオードを有している場合には、逆並列に接続し
た第２の整流器５ａ、第３の整流器８ａは省略できる。
また、電流検出手段に抵抗を用いたが、カレントトラン
スなどの電流検出手段でもよいことはいうまでもない。

【００２８】以上の実施例に示すように、第１のスイッ
チングトランジスタ５がオンの期間にはチョークコイル
４に第１の整流器２で整流された入力電圧を印加して励
磁させ、前記第１のスイッチングトランジスタ５がオフ
の期間にはチョークコイル４の消磁電流が第３の整流器
８ａと第２のコンデンサ７で整流平滑された後に負荷へ
出力される。

【００２９】第１の整流器２で整流された入力電圧をＥ
ｉ、出力電圧をＥｏとし、チョークコイル４のインダク
タンスをＬ、第１のスイッチングトランジスタ５のオン
期間とオフ期間をそれぞれＴｏｎ，Ｔｏｆｆとする。絶
縁型である実施例２については簡単のために１次側と２
次側の巻線比を１対１としてチョークコイル４に設けら
れた別巻線４ａのインダクタンスはＬに等しいとする。

【００３０】第１のスイッチングトランジスタ５がオン
の期間にチョークコイル４に流れる励磁電流の増加量
は、 Ｅｉ・Ｔｏｎ／Ｌ 第１のスイッチングトランジスタ５がオフの期間にチョ
ークコイル４に流れる消磁電流の減少量は、 Ｅｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ チョークコイル４に流れる電流は連続であるのでこれら
電流の増加量と減少量は等しくなり、次式が成立する。

【００３１】Ｅｉ・Ｔｏｎ＝Ｅｏ・Ｔｏｆｆ すなわち、 Ｅｏ＝（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・Ｅｉ となる。

【００３２】したがって本発明のような構成では入力電
流を正弦波状にしながら出力電圧を自由に設定すること
ができる。

【００３３】

【発明の効果】以上のように本発明は、交流入力を整流
する第１の整流器と、この第１の整流器で整流された入
力電圧に第１のコンデンサを並列に接続し、前記第１の
コンデンサにチョークコイルと第１のスイッチング手段
および前記第１のスイッチング手段に逆並列に接続され
た第２の整流器と電流検出手段との直列回路を並列に接
続し、前記チョークコイルと並列に第２のコンデンサと
第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段
に逆並列に接続された第３の整流器との直列回路を並列
に接続し、前記第２のコンデンサの両端より出力を取り
出し、前記交流入力の電流波形を正弦波状とするために
前記電流検出手段から得られる電流波形を前記入力電圧
と同期した正弦波全波整流電圧波形との比較により前記
チョークコイルに設けられた第１の検出巻線のフォワー
ド電圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして前記第
１のスイッチング手段のオンオフ比を決定する機能を有
する第１の制御駆動回路と、前記第２のコンデンサの両
端より取り出される出力電圧を安定化すべく前記チョー
クコイルに設けられた第２の検出巻線のフライバック電
圧の立上がりまたは立下がりをトリガとして前記第２の
スイッチング手段のオンオフ比を調整する機能を有する
第２の制御駆動回路とからなる構成とするか、または、
交流入力を整流する第１の整流器と、この第１の整流器
で整流された入力電圧に第１のコンデンサを並列に接続
し、前記第１のコンデンサにチョークコイルと第１のス
イッチング手段および前記第１のスイッチング手段に逆
並列に接続された第２の整流器と電流検出手段との直列
回路を並列に接続し、前記チョークコイルに第１の別巻
線を設けて出力巻線とし、その出力巻線に第２のコンデ
ンサと第２のスイッチング手段と前記第２のスイッチン
グ手段に逆並列に接続された第３の整流器との直列回路
を並列に接続し、前記第２のコンデンサの両端より出力
を取り出す構成とし、前記交流入力の電流波形を正弦波
状とするために前記電流検出手段から得られる電流波形
を前記入力電圧と同期した正弦波全波整流電圧波形との
比較により前記チョークコイルに設けられた第１の検出
巻線のフォワード電圧の立上がりまたは立下がりをトリ
ガとして前記第１のスイッチング手段のオンオフ比を決
定する機能を有する第１の制御駆動回路と、前記第２の
コンデンサの両端より取り出される出力電圧を安定化す
べく前記第１のチョークコイルに設けられた第２の別巻
線のフライバック電圧の立上がりまたは立下がりをトリ
ガとして前記第２のスイッチング手段のオンオフ比を調
整する機能を有する第２の制御駆動回路とからなる構成
を有することにより、１次側で入力電流波形の正弦波化
および一定エネルギーの供給を、２次側で出力電圧の安
定化および余剰エネルギーの回生処理をそれぞれ独立に
行わせ、入力力率がほとんど１で高調波歪みの少ない入
力電流波形にすると同時に、後段に電圧変換用のＤＣ−
ＤＣコンバータを接続しなくても自由に出力電圧を設定
できるため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの接続に伴う問
題点をすべて解決でき、必要に応じて入出力間の絶縁が
可能で、出力電圧のフィードバックに必要な絶縁伝達手
段を不要とでき、しかも突入電流は前記第１のスイッチ
ング手段によって自動的に制限されるため突入電流制限
回路も不要となる優れた力率改善用のＡＣ−ＤＣコンバ
ータを実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図

【図２】本発明の第２の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図

【図３】実施例１，２の動作説明のための波形図

【図４】第１，第２の実施例における１次，２次におけ
る電流波形図

【図５】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図

【図６】従来例および本発明の第１，第２の実施例にお
けるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明のための波形図

【符号の説明】

１ａ，１ｂ 入力端子 ２ 第１の整流器 ３ 第１のコンデンサ ４ チョークコイル ４ａ 別巻線 ５ 第１のスイッチングトランジスタ ５ａ 第２の整流器 ６ 検出抵抗 ７ 第２のコンデンサ ８ 第２のスイッチングトランジスタ ８ａ 第３の整流器 ９ａ，９ｂ 出力端子 １０ 第１の制御駆動回路 ２０ 第２の制御駆動回路 ３０ 制御駆動回路 ４１ チョークコイル ４２ スイッチングトランジスタ ４３ 検出抵抗 ４４ 整流器 ４５ コンデンサ ４６ａ，４６ｂ 出力端子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力を整流する第１の整流器と、この
   第１の整流器で整流された入力電圧に第１のコンデンサ
   を並列に接続し、前記第１のコンデンサにチョークコイ
   ルと第１のスイッチング手段および前記第１のスイッチ
   ング手段に逆並列に接続された第２の整流器と電流検出
   手段との直列回路を並列に接続し、前記チョークコイル
   と並列に第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と
   前記第２のスイッチング手段に逆並列に接続された第３
   の整流器との直列回路を並列に接続し、前記第２のコン
   デンサの両端より出力を取り出し、前記交流入力の電流
   波形を正弦波状とするために前記電流検出手段から得ら
   れる電流波形を前記入力電圧と同期した正弦波全波整流
   電圧波形との比較により前記チョークコイルに設けられ
   た第１の検出巻線のフォワード電圧の立上がりまたは立
   下がりをトリガとして前記第１のスイッチング手段のオ
   ンオフ比を決定する機能を有する第１の制御駆動回路
   と、前記第２のコンデンサの両端より取り出される出力
   電圧を安定化すべく前記チョークコイルに設けられた第
   ２の検出巻線のフライバック電圧の立上がりまたは立下
   がりをトリガとして前記第２のスイッチング手段のオン
   オフ比を調整する機能を有する第２の制御駆動回路とか
   らなるＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】交流入力を整流する第１の整流器と、この
   第１の整流器で整流された入力電圧に第１のコンデンサ
   を並列に接続し、前記第１のコンデンサにチョークコイ
   ルと第１のスイッチング手段および前記第１のスイッチ
   ング手段に逆並列に接続された第２の整流器と電流検出
   手段との直列回路を並列に接続し、前記チョークコイル
   に第１の別巻線を設けて出力巻線とし、その出力巻線に
   第２のコンデンサと第２のスイッチング手段と前記第２
   のスイッチング手段に逆並列に接続された第３の整流器
   との直列回路を並列に接続し、前記第２のコンデンサの
   両端より出力を取り出す構成とし、前記交流入力の電流
   波形を正弦波状とするために前記電流検出手段から得ら
   れる電流波形を前記入力電圧と同期した正弦波全波整流
   電圧波形との比較により前記チョークコイルに設けられ
   た第１の検出巻線のフォワード電圧の立上がりまたは立
   下がりをトリガとして前記第１のスイッチング手段のオ
   ンオフ比を決定する機能を有する第１の制御駆動回路
   と、前記第２のコンデンサの両端より取り出される出力
   電圧を安定化すべく前記第１のチョークコイルに設けら
   れた第２の別巻線のフライバック電圧の立上がりまたは
   立下がりをトリガとして前記第２のスイッチング手段の
   オンオフ比を調整する機能を有する第２の制御駆動回路
   とからなるＡＣ−ＤＣコンバータ。