JPH04289774A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は入力電流波形を正弦波状
にすることにより、高調波抑制と入力力率改善を目的と
したＡＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源に代表されるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータは、各種電子機器への普及によって
需要が伸びているが、これらに対して高調波抑制と入力
力率改善が要求されるようになってきた。

【０００３】以下に高調波抑制と入力力率改善を目的と
した従来のＡＣ−ＤＣコンバータについて説明する。

【０００４】図５は従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路
構成図で、昇圧型コンバータを応用したものである。図
５において、１ａ，１ｂは入力端子であり、入力交流電
圧を受電する。２は第１の整流器としての全波整流器で
あり、受電した入力交流電圧を全波整流する。３はコン
デンサ、４１はチョークコイル、４２はスイッチングト
ランジスタ、４３は電流検出用抵抗、４４は第２の整流
器としてのダイオード、４５はコンデンサ、１１ａ，１
１ｂは出力端子である。２０は制御駆動回路であり、基
準電圧源２１と、誤差増幅器２２と、乗算器２３と、比
較器２４と、発振器２５と、駆動回路２６とで構成され
る。

【０００５】以上のように構成された従来のＡＣ−ＤＣ
コンバータについて、以下にその動作を説明する。

【０００６】まず、入力交流電圧は第１の整流器２およ
びコンデンサ３によって整流平滑されて直流電圧Ｖ１に
変換される。コンデンサ３の静電容量は小さく、または
なくてもよい。このため、直流電圧Ｖ１は入力交流電圧
の脈流分を十分含んだ全波整流波形となる。この直流電
圧Ｖ１はチョークコイル４１およびスイッチングトラン
ジスタ４２によって高周波交流電圧に変換された後、第
２の整流器４４およびコンデンサ４５によって整流平滑
されて、出力電圧Ｖ０として出力される。出力電圧Ｖ０
は誤差増幅器２２によって基準電圧源２１と比較増幅さ
れる。誤差増幅器２２の出力と直流電圧Ｖ１は乗算器２
３によって乗算され、所定の大きさで直流電圧Ｖ１の波
形に比例した全波整流波形電圧Ｖ２となる。スイッチン
グトランジス４２に流れる電流は電流検出用抵抗４３に
よって検出され、その検出電圧Ｖ３は比較器２４によっ
て全波整流波形電圧Ｖ２と比較される。比較器２４の出
力は発振器２５の出力Ｖ４とともに駆動回路２６へ入力
され、駆動回路２６はスイッチングトランジスタ４２を
所定のオンオフ比で駆動する駆動出力Ｖ５を出力する。

【０００７】この様子を図６に示す。図６において（ａ
）は発振器２５の出力Ｖ４、（ｂ）は全波整流波形電圧
Ｖ２と電流検出用抵抗４３の検出電圧Ｖ３、（ｃ）は駆
動回路２６の駆動出力Ｖ５、（ｄ）はチョークコイル４
１を流れるチョーク電流１２である。このようにスイッ
チングトランジスタ４２に流れる電流のピーク値を所定
の全波整流波形上にのせることにより、チョーク電流１
２を図６（ｄ）のようにし、入力交流電流１１を高調波
成分を抑えた正弦波とすることができ、入力力率を１ま
たはそれに近づけることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、昇圧型コンバータ方式であるため、出力
電圧は必ず入力電圧のピーク値より高く設定せねばなら
ず、このため所望する出力電圧が入力電圧よりも低い場
合や、入出力間の絶縁が必要な場合には、後段に電圧変
換用のＤＣ−ＤＣコンバータを追加する必要がある。さ
らに前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力仕様も高電圧入力
のものが要求され、部品の増加によるコストアップ、コ
ンバータの直列接続による効率の低下、形状の大型化、
高耐圧部品の増加による信頼性の低下等が避けられない
問題となってくる。さらに、昇圧型コンバータでは起動
、あるいは再起動時の突入電流を回路構成上制限する手
段を持たないためこれを別に設けなくてはならないとい
う問題点も有していた。

【０００９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、入力電流波形を正弦波状にするとともに、出力電圧
を自由に設定でき、しかも安定した補助出力の取り出し
や入出力間の絶縁も可能とする力率改善用のＡＣ−ＤＣ
コンバータを提供することを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この問題を達成するため
に本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流入力を整流す
る第１の整流器と、この第１の整流器で整流された入力
電圧に、第１のチョークコイルとスイッチング手段と電
流検出手段との直列回路と、第１のコンデンサと第２の
チョークコイルと第２のコンデンサの直列回路をそれぞ
れ並列に接続し、前記第２のコンデンサの両端電圧より
出力電圧を取り出し、前記スイッチング手段がオフの期
間に前記第１のチョークコイルに発生する電圧を前記第
１のコンデンサに印加するための第２の整流器を有し、
前記交流入力の電流波形を正弦波状とするために前記電
流検出手段から得られる電流値を前記入力電圧と同期し
た正弦波全波整流波形電圧との比較により前記スイッチ
ング手段のオンオフ比を決定するとともに、前記出力電
圧を安定化すべく前記正弦波全波整流波形電圧の波高値
を調整する機能を有する制御駆動回路とからなる構成、
または交流入力を整流する第１の整流器と、この第１の
整流器で整流された入力電圧に、第１のチョークコイル
とスイッチング手段と電流検出手段との直列回路を並列
に接続し、前記第１のチョークコイルに別巻線を設けて
出力巻線とし、この出力巻線に並列に第１のコンデンサ
と第２のチョークコイルと第２のコンデンサの直列回路
をそれぞれ並列に接続し、前記第２のコンデンサの両端
電圧より出力電圧を取り出し、前記スイッチング手段が
オフの期間に前記第１のチョークコイルに発生する電圧
を前記第１のコンデンサに印加するための第２の整流器
を有し、前記交流入力の電流波形を正弦波状とするため
に前記電流検出手段から得られる電流値を前記入力電圧
と同期した正弦波全波整流波形電圧との比較により前記
スイッチング手段のオンオフ比を決定するとともに、前
記出力電圧を安定化すべく前記正弦波全波整流波形電圧
の波高値を調整する機能を有する制御駆動回路とからな
る構成を有している。

【００１１】

【作用】この構成によって、入力交流電流波形が入力交
流電圧波形と相似となるようにスイッチング手段に流れ
る電流を制御するため、前記入力交流電流波形は前記入
力交流電圧波形と同相で同一な波形となるため入力力率
は１で高調波歪の少ない正弦波状の波形となり、後段に
電圧変換用のＤＣ−ＤＣコンバータを接続しなくとも出
力電圧を自由に設定できるため、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを接続することによって生じる問題点を全て解決で
き、入出力間の絶縁を図ることも可能で、さらに別巻線
を設けることによって補助出力も取り出すことができ、
しかも突入電流は前記スイッチング手段によって自動的
に制限することができる。

【００１２】

【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例について
、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の
実施例におけるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図を示
すものである。図１において、１ａ，１ｂは入力端子で
あり、入力交流電圧を受電する。２は第１の整流器とし
ての全波整流器であり、受電した入力交流電圧を全波整
流する。３はコンデンサ、４は第１のチョークコイル、
５はスイッチング手段としてのスイッチングトランジス
タ、６は電流検出手段としての電流検出用抵抗、７は第
１のコンデンサ、８は第２のチョークコイル、９は第２
の整流器としてのダイオード、１０は第２のコンデンサ
、１１ａ，１１ｂは出力端子である。２０は制御駆動回
路であり、基準電圧源２１と、誤差増幅器２２と、乗算
器２３と、比較器２４と、発振器２５と、駆動回路２６
とで構成される。

【００１３】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、以下にその動作を説明する。まず、入力
交流電圧は、第１の整流器２およびコンデンサ３によっ
て整流平滑されて直流電圧Ｖ１に変換される。第１のコ
ンデンサ３の静電容量は小さく、またはなくてもよい。 このため直流電圧Ｖ１は入力電圧の脈動を十分含んだ全
波整流波形となる。この直流電圧Ｖ１はスイッチングト
ランジスタ５がオンの期間には第１のチョークコイル４
に印加され、オフの期間に第１のチョークコイル４に発
生するフライバック電圧は第２の整流器９によって整流
された後、第１のコンデンサ７に印加される。また、直
流電圧Ｖ１は第１のコンデンサ７を介して第２のチョー
クコイル８と第２のコンデンサ１０によって平滑され出
力電圧Ｖ０として出力される。出力電圧Ｖ０は誤差増幅
器２２によって基準電圧源２１と比較増幅される。誤差
増幅器２２の出力と正弦波全波整流波形電圧Ｖ１は乗算
器２３によって乗算され、所定の大きさでかつ前記電圧
Ｖ１の波形に比例した全波整流波形電圧Ｖ２となる。ス
イッチングトランジスタ５に流れる電流は電流検出用抵
抗６によって検出され、その検出電圧Ｖ３は比較器２４
によって全波整流波形電圧Ｖ２と比較される。比較器２
４の出力は発振器２５の出力Ｖ４とともに駆動回路２６
へ入力され、駆動回路２６はスイッチングトランジスタ
５を所定のオンオフ比で駆動する駆動出力Ｖ５を出力す
る。

【００１４】この様子は従来例の説明に用いた図６とほ
ぼ同様である。このようにスイッチングトランジスタ５
に流れる電流のピーク値を所定の全波整流波形上にのせ
ることによってその電流波形を図６（ｂ）のように制御
することによって入力交流電流を高調波成分を抑えた正
弦波とし、しかも入力力率を１またはそれに近づけるこ
とができることは従来例と同様である。

【００１５】しかしながら本実施例の場合、入力直流電
圧Ｖ１はスイッチング手段がオンの期間には第１のチョ
ークコイル４に印加され、オフの期間に第１のチョーク
コイル４に発生するフライバック電圧は第２の整流器９
によって整流された後、第１のコンデンサ７に印加され
、また、直流電圧Ｖ１は第１のコンデンサ７を介して第
２のチョークコイル８と第２のコンデンサ１０によって
平滑されて出力電圧Ｖ０として出力されることにより、
入出力間の関係は昇降圧型コンバータと等しくなるため
、出力電圧Ｖ０は自由に設定することができる。

【００１６】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図２は本発明の
第２の実施例を示すＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
である。図２において、１ａ，１ｂは入力端子であり、
入力交流電圧を受電する。２は第１の整流器としての全
波整流器であり、受電した入力交流電圧を全波整流する
。３はコンデンサ、４は第１のチョークコイル、５はス
イッチング手段としてのスイッチングトランジスタ、６
は電流検出手段としての電流検出用抵抗、７は第１のコ
ンデンサ、８は第２のチョークコイル、９は整流器とし
ての第２のダイオード、１０は第２のコンデンサ、１１
ａ，１１ｂは出力端子である。２０は制御駆動回路であ
り、基準電圧源２１と、誤差増幅器２２と、乗算器２３
と、比較器２４と、発振器２５と、駆動回路２６とで構
成されており、以上は図１の構成と同様なものである。 図１の構成と異なるのは第２のチョークコイル８に別巻
線８ａを設けて、第３の整流器１２と第３のコンデンサ
１３で別巻線８ａに発生する電圧を整流平滑した後に補
助出力端子１４ａ，１４ｂから補助出力として取り出す
点である。

【００１７】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、以下にその動作を説明する。主な動作は
実施例１と同様であるため省略する。

【００１８】本実施例の場合、従来例、および実施例１
で示した特徴に加え、次のような特徴を有している。第
２のチョークコイル８に発生する電圧はその巻線比によ
って別巻線８ａに誘起される。第２のチョークコイル８
に印加される電圧は、スイッチングトランジスタ５がオ
フの期間はフライバック電圧として第２のコンデンサ１
０の両端の電圧、すなわち安定化された出力電圧となる
ため、別巻線８ａに誘起されたフライバック電圧を第３
の整流器１２と第３のコンデンサ１３によって整流平滑
すれば補助出力として使用することができる。

【００１９】以上のように本実施例によれば第２のチョ
ークコイル８に別巻線８ａを施すことによって従来例、
および実施例１で示した特徴に加え、安定化されたしか
も絶縁された補助出力を得ることができる。

【００２０】（実施例３）以下本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。図３は本発明の第３
の実施例におけるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図で
ある、図３において、１ａ，１ｂは入力端子であり、入
力交流電圧を受電する。２は第１の整流器としての全波
整流器であり、受電した入力交流電圧を全波整流する。 ３はコンデンサ、４は第１のチョークコイル、４ａは前
記第１のチョークコイル４に設けられた別巻線、５はス
イッチング手段としてのスイッチングトランジスタ、６
は電流検出手段としての電流検出用抵抗、７は第１のコ
ンデンサ、８は第２のチョークコイル、９は第２の整流
器、１０は第２のコンデンサ、１１ａ，１１ｂは出力端
子である。３０は制御駆動回路であり、基準電圧源３１
と、誤差増幅器３２と、乗算器２３と、比較器２４と、
発振器２５と、駆動回路２６と、フォトカプラ３３と、
Ｉ／Ｖ変換器３４で構成される。

【００２１】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、以下にその動作を説明する。まず、入力
交流電圧は、全波整流器２およびコンデンサ３によって
整流平滑されて直流電圧Ｖ１に変換される。コンデンサ
３の静電容量は小さく、またはなくてもよい。このため
直流電圧Ｖ１は入力電圧の脈動を十分含んだ全波整流波
形となる。この直流電圧Ｖ１はスイッチングトランジス
タ５がオンの期間には第１のチョークコイル４に印加さ
れ、オフの期間に第１のチョークコイル４に施された別
巻線４ａに発生するフライバック電圧は第２の整流器９
によって整流された後、第１のコンデンサ７に印加され
る。また、スイッチングトランジスタ５がオンの期間に
別巻線４ａに発生する電圧は第１のコンデンサ７を介し
て第２のチョークコイル８と第２のコンデンサ１０によ
って平滑されて出力電圧Ｖ０として出力される。出力電
圧Ｖ０は誤差増幅器３２によって基準電圧源３１と比較
増幅される。誤差増幅器３２の出力はフォトカプラ３３
によって絶縁伝達され、Ｉ／Ｖ変換器３４を介して直流
電圧Ｖ１と乗算器２３によって乗算され、所定の大きさ
でかつ直流電圧Ｖ１の波形に比例した全波整流波形電圧
Ｖ２となる。スイッチングトランジスタ５に流れる電流
は電流検出用抵抗６によって検出され、その検出電圧Ｖ
３は比較器２４によって全波整流波形電圧Ｖ２と比較さ
れる比較器２４の出力は発振器２５の出力Ｖ４とともに
駆動回路２６へ入力され、駆動回路２６はスイッチング
トランジスタ５を所定のオンオフ比で駆動する駆動出力
Ｖ５を出力する。この様子は従来例の説明に用いた図５
とほぼ同様である。このようにスイッチングトランジス
タ５に流れる電流のピーク値を所定の全波整流波形上に
のせることにより、その電流波形を図６（ｂ）のように
制御することによって、入力交流電流を高調波成分を抑
えた正弦波とし、しかも入力力率を１またはそれに近づ
けることができることは従来例と同様である。

【００２２】しかしながら本実施例の場合、第１のチョ
ークコイル４に施された別巻線４ａに発生する電圧を利
用し、第２のチョークコイル８と第２のコンデンサ１０
で整流平滑して、出力電圧Ｖ０として出力することによ
り入出力間は絶縁される。入出力間の関係が昇降圧型コ
ンバータに等しいうえ、第１のチョークコイル４と別巻
線４ａとの巻数比で出力電圧Ｖ０の設定自由度をさらに
増すことができる。

【００２３】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図４は本発明の
第４の実施例を示すＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図
である。図４において、１ａ，１ｂは入力端子であり、
入力交流電圧を受電する。２は第１の整流器としての全
波整流器であり、受電した入力交流電圧を全波整流する
。３はコンデンサ、４は第１のチョークコイル、４ａは
前記第１のチョークコイル４に設けられた別巻線、５は
スイッチング手段としてのスイッチングトランジスタ、
６は電流検出手段としての電流検出用抵抗、７は第１の
コンデンサ、８は第２のチョークコイル、９は第２の整
流器、１０は第２のコンデンサ、１１ａ，１１ｂは出力
端子である。３０は制御駆動回路であり、基準電圧源３
１と、誤差増幅器３２と、乗算器２３と、比較器２４と
、発振器２５と、駆動回路２６と、フォトカプラ３３と
、Ｉ／Ｖ変換器３４とで構成されており、以上は図３の
構成と同様なものである。図３の構成と異なるのは第２
のチョークコイル８に別巻線８ａを設けて、第３の整流
器１２と第３のコンデンサ１３で別巻線８ａに発生する
電圧を整流平滑した後に補助出力端子１４，１４′から
補助出力として取り出す点である。

【００２４】以上のように構成されたＡＣ−ＤＣコンバ
ータについて、以下にその動作を説明する。主な動作は
実施例３と同様であるため省略する。

【００２５】本実施例の場合、従来例、および実施例３
で示した特徴に加え、次のような特徴を有している。第
２のチョークコイル８に発生する電圧はその巻線比によ
って別巻線８ａに誘起される。第２のチョークコイル８
に印加される電圧は、スイッチングトランジスタ５がオ
フの期間はフライバック電圧として第２のコンデンサ１
０の両端の電圧、すなわち安定化された出力電圧となる
ため、別巻線８ａに誘起されたフライバック電圧を第３
の整流器１２と第３のコンデンサ１３によって整流平滑
すれば補助出力として使用することができる。

【００２６】以上のように本実施例によれば第２のチョ
ークコイル８に別巻線８ａを施すことによって従来例、
および実施例３で示した特徴に加え、安定化されたしか
も絶縁された補助出力を得ることができる。

【００２７】なお、実施例１，２，３，４において電流
検出手段に抵抗を用いたが、カレントトランスなどの電
流検出手段でもよいことは言うまでもない。

【００２８】以上の実施例に示すようにスイッチングト
ランジスタ５がオンの期間には第１のチョークコイル４
に第１の整流器２で整流された入力電圧を印加し、同時
に第１のコンデンサ７を通じて第２のチョークコイル８
にも電圧を印加してそれぞれのチョークコイルを励磁す
る。スイッチングトランジスタ５がオフの期間には第１
のチョークコイル４の消磁電流は第２の整流器９を介し
て第１のコンデンサ７を充電し、第２のチョークコイル
８の消磁電流は第２の整流器９を介して負荷へ出力され
る。

【００２９】第１の整流器２で整流された入力電圧をＥ
ｉ、第１のコンデンサ７の両端の電圧をＥｃ、出力電圧
をＥｏとし、第１のチョークコイル４および第２のチョ
ークコイル８のインダクタンスをそれぞれＬ１，Ｌ２と
し、スイッチングトランジスタ５のオン期間とオフ期間
をそれぞれＴｏｎ，Ｔｏｆｆとする。絶縁型である実施
例３，４については１次側と２次側の巻線比を簡単のた
め１対１として、第１のチョークコイル４に設けられた
別巻線４′のインダクタンスＬ１′はＬ１に等しいとす
る。スイッチングトランジスタ５がオンの期間に第１の
チョークコイル４に流れる励磁電流の増加量はＥｉ・Ｔ
ｏｎ／Ｌ１ スイッチングトランジスタ５がオフの期間に第１のチョ
ークコイル４に流れる消磁電流の減少量はＥｃ・Ｔｏｆ
ｆ／Ｌ１ 第１のチョークコイル４に流れる電流が連続であれば、
これら増加量と減少量は等しくなり、次式が得られる。 Ｅｃ・Ｔｏｆｆ＝Ｅｉ・Ｔｏｎ　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……
（１）同様に第２のチョークコイル８に流れる電流の増
加量と減少量が等しくなること から、（Ｅｃ＋Ｅｉ）・Ｔｏｎ＝Ｅｏ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏ
ｆｆ）　　　　　　……（２）（１）（２）式から Ｅｃ＝Ｅｏ Ｅｏ＝（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・Ｅｉ　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（３
）となる。すなわち負荷に供給される出力電圧Ｅｏと、
第１のコンデンサ７の両端電圧Ｅｃとは等しく（３）式
からもわかるように入出力電圧の関係は昇降圧型コンバ
ータに等しくなる。

【００３０】従って本発明のような構成では、入力電流
波形を正弦波状にしながらも出力電圧を自由に設定する
ことができる。また第２のチョークコイル８に別巻線８
ａを施し、これに発生する電圧を整流平滑して出力電圧
を得ることにより、安定な補助出力を得ることができる
。

【００３１】

【発明の効果】以上のように本発明は、交流入力を整流
する第１の整流器と、この第１の整流器で整流された入
力電圧に、第１のチョークコイルとスイッチング手段と
電流検出手段との直列回路と、第１のコンデンサと第２
のチョークコイルと第２のコンデンサの直列回路をそれ
ぞれ並列に接続し、前記第２のコンデンサの両端電圧よ
り出力電圧を取り出し、前記スイッチング手段がオフの
期間に前記第１のチョークコイルに発生する電圧を前記
第１のコンデンサに印加するための第２の整流器を有し
、前記交流入力の電流波形を正弦波状とするために前記
電流検出手段から得られる電流値を前記入力電圧と同期
した正弦波全波整流波形電圧との比較により前記スイッ
チング手段のオンオフ比を決定するとともに、前記出力
電圧を安定化すべく前記正弦波全波整流波形電圧の波高
値を調整する機能を有する制御駆動回路とからなる構成
とするか、または交流入力を整流する第１の整流器と、
この第１の整流器で整流された入力電圧に、第１のチョ
ークコイルとスイッチング手段と電流検出手段との直列
回路を並列に接続し、前記第１のチョークコイルに別巻
線を設けて出力巻線とし、この出力巻線に並列に第１の
コンデンサと第２のチョークコイルと第２のコンデンサ
の直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記第２のコンデ
ンサの両端電圧より出力電圧を取り出し、前記スイッチ
ング手段がオフの期間に前記第１のチョークコイルに発
生する電圧を前記第１のコンデンサに印加するための第
２の整流器を有し、前記交流入力の電流波形を正弦波状
とするために前記電流検出手段から得られる電流値を前
記入力電圧と同期した正弦波全波整流波形電圧との比較
により前記スイッチング手段のオンオフ比を決定すると
ともに、前記出力電圧を安定化すべく前記正弦波全波整
流波形電圧の波高値を調整する機能を有する制御駆動回
路とからなる構成を有することにより入力交流電流波形
が入力交流電圧波形と相似となるようにスイッチング手
段に流れる電流を制御するため、前記入力交流電流波形
は前記入力交流電圧波形と同相で同一な波形となるため
入力力率は１で高調波歪の少ない正弦波状の波形となり
、後段に電圧変換用のＤＣ−ＤＣコンバータを接続しな
くとも出力電圧を自由に設定できるため、前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを接続することによって生じる問題点を全
て解決でき、入出力間の絶縁を図ることも可能で、さら
に別巻線を設けることによって補助出力も取り出すこと
ができ、しかも突入電流は前記スイッチング手段によっ
て自動的に制限することができるため突入電流制限回路
も不要となる優れた力率改善用のＡＣ−ＤＣコンバータ
を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図である。

【図２】本発明の第２の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図である。

【図３】本発明の第３の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図である。

【図４】本発明の第４の実施例におけるＡＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図である。

【図５】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成図であ
る。

【図６】従来例、および第１，第２，第３，第４の実施
例におけるＡＣ−ＤＣコンバータの動作説明のための波
形図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ　　入力端子 ２　　第１の整流器 ３　　コンデンサ ４　　第１のチョークコイル ４ａ　　別巻線 ５　　スイッチングトランジスタ ６　　電流検出用抵抗 ７　　第１のコンデンサ ８　　第２のチョークコイル ８ａ　　別巻線 ９　　第２の整流器 １０　　第２のコンデンサ １１ａ，１１ｂ　　出力端子 １２　　第３の整流器 １３　　第３のコンデンサ １４ａ，１４ｂ　　補助出力端子 ２０　　制御駆動回路 ３０　　制御駆動回路 ４１　　チョークコイル ４２　　スイッチングトランジスタ ４３　　電流検出用抵抗 ４４　　第２の整流器 ４５　　コンデンサ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力を整流する第１の整流器と、この
   第１の整流器で整流された入力電圧に、第１のチョーク
   コイルとスイッチング手段と電流検出手段との直列回路
   と、第１のコンデンサと第２のチョークコイルと第２の
   コンデンサの直列回路をそれぞれ並列に接続し、前記第
   ２のコンデンサの両端電圧より出力電圧を取り出し、前
   記スイッチング手段がオフの期間に前記第１のチョーク
   コイルに発生する電圧を前記第１のコンデンサに印加す
   るための第２の整流器を有し、前記交流入力の電流波形
   を正弦波状とするために前記電流検出手段から得られる
   電流値を前記入力電圧と同期した正弦波全波整流波形電
   圧との比較により前記スイッチング手段のオンオフ比を
   決定するとともに、前記出力電圧を安定化すべく前記正
   弦波全波整流波形電圧の波高値を調整する機能を有する
   制御駆動回路とからなるＡＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】第２のチョークコイルに別巻線を設けて出
   力巻線とし、これにより補助出力を取り出せるようにし
   た請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】交流入力を整流する第１の整流器と、この
   第１の整流器で整流された入力電圧に、第１のチョーク
   コイルとスイッチング手段と電流検出手段との直列回路
   を並列に接続し、前記第１のチョークコイルに別巻線を
   設けて出力巻線とし、この出力巻線に並列に第１のコン
   デンサと第２のチョークコイルと第２のコンデンサの直
   列回路をそれぞれ並列に接続し、前記第２のコンデンサ
   の両端電圧より出力電圧を取り出し、前記スイッチング
   手段がオフの期間に前記第１のチョークコイルに発生す
   る電圧を前記第１のコンデンサに印加するための第２の
   整流器を有し、前記交流入力の電流波形を正弦波状とす
   るために前記電流検出手段から得られる電流値を前記入
   力電圧と同期した正弦波全波整流波形電圧との比較によ
   り前記スイッチング手段のオンオフ比を決定するととも
   に、前記出力電圧を安定化すべく前記正弦波全波整流波
   形電圧の波高値を調整する機能を有する制御駆動回路と
   からなるＡＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】第２のチョークコイルに別巻線を設けて出
   力巻線とし、これにより補助出力を取り出せるようにし
   た請求項３に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。