JP2021100363A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力バランス制御不要の、回路構成が簡単な２ステージ方式のスイッチング電源装置を実現する。【解決手段】スイッチング電源装置は、３相ＰＦＣ３０と、この出力側の第１端子３７ａ、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに接続されたＤＣ／ＤＣ変換用の第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０と、を備え、中間端子３７ｃを使用した構成になっている。そのため、同一特性を有する第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がアンバランスになると、３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が変化して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がセルフバランスする。【選択図】図１

Description

本発明は、３相力率改善回路（以下「３相ＰＦＣ」という。）と、この出力側に接続されて直流（ＤＣ）電力を所定レベルの直流（ＤＣ）電力に変換する２つのＤＣ／ＤＣコンバータと、を有する２ステージ方式のスイッチング電源装置に関するものである。

特許文献１には、リアクトル電流不連続モード制御の高効率コンバータの一つであるビエナ（ｖｉｅｎｎａ）方式の３相ＰＦＣが開示されている。更に、ビエナ方式の３相ＰＦＣの後段側に、２つのＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、前段の３相ＰＦＣと後段のＤＣ／ＤＣコンバータを独立して制御する２ステージ方式のスイッチング電源装置も知られている。このような２ステージ方式のスイッチング電源装置では、前段と後段の回路動作が干渉することなく、広い入力電圧範囲及び負荷条件でも高い精度が期待できる。

図４は、従来の２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。

この２ステージ方式のスイッチング電源装置は、３相交流電源１に接続された前段の３相ＰＦＣ１０と、この出力側に並列に接続された後段の２つの第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２と、を備えている。前段の３相ＰＦＣ１０は、３相交流電源１に接続された３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃを有し、この３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃ間に、高周波成分除去用の線間コンデンサ１２ａ，１２ｂ，１２ｃが接続されている。更に、３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃには、３つのインダクタ１３ａ，１３ｂ，１３ｃからなる昇圧用の３相インダクタ１３、３つの接続点Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３、及び、スイッチング回路１４が直列に接続されている。

スイッチング回路１４は、３つの双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃにより構成されている。接続点Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３には、６つのダイオード１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆがブリッジ接続された全波整流回路１５が接続されている。全波整流回路１５には、直列接続された２つの平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂが並列に接続されている。２つの平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂの両電極には、出力用の第１端子１７ａと第２端子１７ｂとが接続されている。

第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂには、２つの第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２の入力側が並列に接続されている。第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２は、同一特性のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２の出力側は、第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂに対して並列に接続されている。第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂ間には、平滑用の出力コンデンサ１９が接続されている。

このような２ステージ方式のスイッチング電源装置では、３相交流電源１から出力された３相交流電力が、３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃに入力され、線間コンデンサ１２ａ，１２ｂ，１２ｃにより高周波成分が除去される。高周波成分が除去された３相交流電力は、昇圧用の３相インダクタ１３を介して、スイッチング回路１４中のオン状態の双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃに入力され、その３相インダクタ１３に、入力電力が蓄積される。次に、スイッチング回路１４中の双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃがオフ状態に切り換えられ、入力電力と３相インダクタ１３に蓄積された電力との合算電力が、全波整流回路１５により全波整流される。全波整流された合算電力は、平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂにより平滑されて、直流電圧Ｖｍが第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂから出力される。

第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂから出力された直流電圧Ｖｍは、第１スイッチング周波数でスイッチング制御される第１コンバータ１８−１によって所定レベルの直流電圧に変換されると共に、第２スイッチング周波数でスイッチング制御される第２コンバータ１８−２によって所定レベルの直流電圧に変換され、出力コンデンサ１９により平滑される。平滑された出力電圧Ｖｏは、第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂから出力され、図示しない負荷へ供給される。

中国特許公開第ＣＮ１０４８１１０６１Ａ号公報

従来の図４に示すスイッチング電源装置では、同一特性の第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２とを使用する。ところが、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２との主要部品間に、ばらつきがあり、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２を同期制御すると、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２との出力電力特性が変わり、出力電力が不平衡（アンバランス）になるので、第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２間で個別に電力バランス制御が必要になる。通常、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２との出力電力の平衡（バランス）がとれるように、第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２の出力電流等をそれぞれ監視して、電力バランス制御でバランスを保つようにしている。

しかし、第１スイッチング周波数でスイッチング制御される第１コンバータ１８−１と、第２スイッチング周波数でスイッチング制御される第２コンバータ１８−２と、を個別に制御すると、その第１スイッチング周波数と第２スイッチング周波数との差分により、第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２の入出力に、ビート電圧（つまり、２つの近似した周波数の電圧波形の干渉によって生じる低周波のうなり電圧）が発生する。そのビート電圧を抑制する方法としては、例えば、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２とを同期運転し、不要な周波数成分をフィルタで除去することが考えられる。ところが、２つの第１、第スイッチング周波数が必要な回路構成では、制御信号の本数の増加、ドライブ回路の増加、更に、第１、第２コンバータ１８−１，１８−２をスイッチング制御するための例えばデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の処理負荷が重くなる等の問題が生じる。

そのため、電力バランス制御の必要のない、回路構成が簡単な２ステージ方式のスイッチング電源装置を実現することが困難であった。

本発明のスイッチング電源装置は、入力される３相交流電力をスイッチングした後に整流平滑して、第１端子及び中間端子から、力率が改善された第１直流電圧を出力すると共に、前記中間端子及び第２端子から、力率が改善された第２直流電圧を出力する３相ＰＦＣと、前記第１端子及び前記中間端子から出力された前記第１直流電圧を電圧変換して、第１出力端子及び第２出力端子から出力する第１コンバータと、前記第１コンバータと同一の特性を有し、出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記中間端子及び前記第２端子から出力された前記第２直流電圧を電圧変換して、前記出力側へ出力する第２コンバータと、を備えている。

ここで、例えば、前記３相ＰＦＣは、前記３相交流電力を入力する３相入力端子と、前記第１直流電圧を出力する前記第１端子及び前記中間端子と、前記第２直流電圧を出力する前記中間端子及び前記第２端子と、前記３相入力端子と前記中間端子との間に直列に接続された３相インダクタ、接続点及びスイッチング回路と、前記接続点と前記第１端子及び前記第２端子との間に接続された整流回路と、前記第１端子及び前記中間端子間に接続された第１平滑回路と、前記中間端子及び前記第２端子間に接続された第２平滑回路と、を有している。

又、前記第１コンバータは、第１入力側が前記第１端子及び前記中間端子に接続され、第１出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に接続され、前記第１入力側から入力される前記第１直流電圧を電圧変換して、前記第１出力側へ出力し、前記第２コンバータは、第２入力側が前記中間端子及び前記第２端子に接続され、第２出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記第２入力側から入力される前記第２直流電圧を電圧変換して、前記第２出力側へ出力する、構成になっている。

本発明によれば、３相ＰＦＣの出力側に設けられた第１端子、中間端子及び第２端子のうち、第１端子及び中間端子に、第１コンバータを接続し、中間端子及び第２端子に、第１コンバータと同一特性の第２コンバータを接続し、３相ＰＦＣの中間端子を使用した構成になっている。そのため、第１コンバータ及び第２コンバータの主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ及び第２コンバータ間の電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。第１端子及び第２端子間の電圧は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、第１直流電圧と第２直流電圧が変化して、第１コンバータ及び第２コンバータ間の電力バランスがとられる。これにより、第１コンバータ及び第２コンバータ側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。

本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図 本発明の実施例２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図 本発明の実施例３におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図 従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

２ステージ方式のスイッチング電源装置は、３相交流電源２１に接続された前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の２つの第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０と、を備えている。

前段の３相ＰＦＣ３０は、３相交流電源２１に接続された３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃを有し、この３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃ間に、高周波成分除去用の線間コンデンサ３２ａ，３２ｂ，３２ｃが接続されている。更に、３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃには、３つのインダクタ３３ａ，３３ｂ，３３ｃからなる昇圧用の３相インダクタ３３と、３つの接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３と、スイッチング回路３４と、出力側の第１端子３７ａ及び第２端子３７ｂ間の中点の中間端子３７ｃと、が直列に接続されている。

スイッチング回路３４は、３つの接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３と中間端子３７ｃとの間にそれぞれ接続された３つの双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃにより構成されている。各双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃは、例えば、直列に接続された極性の異なる２つのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）により構成されている。各ＭＯＳＦＥＴには、寄生ダイオードが逆並列に接続されている。なお、各双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等の他のパワー半導体素子により構成しても良い。

接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３には、整流回路（例えば、全波整流回路）３５が接続されている。全波整流回路３５は、６つのダイオード３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄ，３５ｅ，３５ｆがブリッジ接続されて構成されている。全波整流回路３５には、直列接続された２つの第１平滑回路（例えば、平滑コンデンサ）３６ａ及び第２平滑回路（例えば、平滑コンデンサ）３６ｂが、並列に接続されている。２つの平滑コンデンサ３６ａ，３６ｂの両電極には、第１端子３７ａと第２端子３７ｂとが接続されている。

第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃには、第１コンバータ４０の入力側が接続され、更に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂにも、第２コンバータ５０の入力側が接続されている。第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の出力側は、並列に接続され、平滑用の出力コンデンサ５９を介して第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂが接続されている。

第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０は、同一特性（つまり、同一構成）のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。

第１コンバータ４０は、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ４１を有し、この入力コンデンサ４１と並列に、ブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）４２が接続されている。フルブリッジ回路４２は、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃ間に生じる第１直流電圧Ｖ１をスイッチングする回路であり、４つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがブリッジ接続されて構成されている。各スイッチング素子４２ａ〜４２ｄは、ＭＯＳＦＥＴにより構成され、それらの各ＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオードが逆並列に接続されている。なお、各スイッチング素子４２ａ〜４２ｄは、ＩＧＢＴ等の他のパワー半導体素子により構成しても良い。

スイッチング素子４２ａ及び４２ｂの接続点と、スイッチング素子４２ｃ及び４２ｄの接続点とには、共振回路が接続されている。共振回路は、フルブリッジ回路４２の出力電圧により共振する回路であり、共振コンデンサ４３、共振チョークコイル４４、及び励磁チョークコイル４５ａ１の直列回路により、構成されている。励磁チョークコイル４５ａ１は、例えば、変圧器４５の励磁インピーダンスにより構成されている。変圧器４５は、前記共振回路の出力電圧の電圧レベルを変換するものであり、１次巻線４５ａ及び２次巻線４５ｂを有している。

２次巻線４５ｂには、整流平滑回路が接続されている。整流平滑回路は、２次巻線４５ｂの出力電圧を整流及び平滑するものであり、全波整流回路４６、平滑用のチョークコイル４７、及び平滑コンデンサ４８により構成されている。平滑コンデンサ４８の両電極には、直流の出力電圧Ｖｏを出力する第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂが接続されている。

第２コンバータ５０は、第２直流電圧Ｖ２が生じる中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ５１を有している。入力コンデンサ５１には、第１コンバータ４０と同様に、４つのスイッチング素子５２ａ，５２ｂ，５２ｃ，５２ｄを有するブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）５２と、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１を有する共振回路と、１次巻線５５ａ及び２次巻線５５ｂを有する変圧器５５と、が接続されている。更に、２次巻線５５ｂの出力側には、４つのダイオード５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄからなる全波整流回路５６と、平滑用のチョークコイル５７及び平滑コンデンサ５８を有する平滑回路と、が接続されている。平滑コンデンサ５８の両電極は、第１コンバータ４０の平滑コンデンサ４８に対して並列に、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。

３相ＰＦＣ３０内のスイッチング回路３４、第１コンバータ４０内のフルブリッジ回路４２、及び第２コンバータ５０内のフルブリッジ回路５２は、図示しない制御部により、スイッチング制御される。例えば、スイッチング回路３４は、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）のデューティ制御により、スイッチング制御され、フルブリッジ回路４２及び５２は、同期したパルス周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）制御により、スイッチング制御される構成になっている。

（実施例１の動作）
図１のスイッチング電源装置において、３相交流電源２１から出力された３相交流電力が、３相ＰＦＣ３０内の３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃに入力される。図示しない制御部により、スイッチング回路３４内の双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオン状態になると、入力された３相交流電力が、３相インダクタ３３及びオン状態の双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃを介して、中間端子３７ｃへ流れ、入力された３相交流電力が３相インダクタ３３に蓄積される。図示しない制御部により、双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオフ状態に切り換えられると、入力された３相交流電力と、３相インダクタ３３に蓄積された３相交流電力とが合算され、この合算電力が全波整流回路３５で全波整流され、平滑コンデンサ３６ａ，３６ｂにより平滑される。すると、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃから第１直流電圧Ｖ１が出力されると共に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂから第２直流電圧Ｖ２が出力される。出力された第１直流電圧Ｖ１は、第１コンバータ４０へ供給されると共に、出力された第２直流電圧Ｖ２は、第２コンバータ５０へ供給される。

ここで、第１端子３７ａ及び第２端子３７ｂ間の出力電圧（＝第１直流電圧Ｖ１＋第２直流電圧Ｖ２）は、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御（例えば、比例積分（以下「ＰＩ」という。）制御、比例積分微分（以下「ＰＩＤ」という。）制御等）され、ＰＷＭのデューティ制御によって駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオン／オフ動作し、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が低下すれば、駆動パルスのオンデューティが大きくなって、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が上昇し、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が上昇すれば、駆動パルスのオンデューティが小さくなって、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が低下する。このような制御部の定電圧制御により、３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は、目標電圧に維持される。

第１直流電圧Ｖ１が供給される第１コンバータ４０では、その第１直流電圧Ｖ１が、入力コンデンサ４１で平滑され、フルブリッジ回路４２にて導通／遮断される。例えば、フルブリッジ回路４２内のスイッチング素子４２ａ，４２ｄがオン状態、スイッチング素子４２ｂ、４２ｃがオフ状態になると、入力コンデンサ４１の正極側→スイッチング素子４２ａ→共振コンデンサ４３→共振チョークコイル４４→励磁チョークコイル４５ａ１及び変圧器４５の１次巻線４５ａ→スイッチング素子４２ｄ→入力コンデンサ４１の負極側へ、電流が流れる。

次に、スイッチング素子４２ａ，４２ｄがオフ状態、スイッチング素子４２ｂ，４２ｃがオン状態に切り換えられると、共振コンデンサ４３に蓄積された電荷が放電し、共振コンデンサ４３の正極側→スイッチング素子４２ｂ→スイッチング素子４２ｄの寄生ダイオード→励磁チョークコイル４５ａ１及び変圧器４５の１次巻線４５ａ→共振チョークコイル４４→共振コンデンサ４３の負極側へ、電流が流れる。これにより、共振回路が共振し、変圧器４５の２次巻線４５ｂに交流電圧が誘起される。誘起された交流電圧は、全波整流回路４６で整流され、チョークコイル４７及び平滑コンデンサ４８により平滑される。平滑された直流電圧は、出力コンデンサ５９を介して第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂへ出力される。

又、第２直流電圧Ｖ２が供給される第２コンバータ５０も、第１コンバータ４０と同様の動作を行う。即ち、第２直流電圧Ｖ２が、入力コンデンサ５１で平滑され、フルブリッジ回路５２にて導通／遮断される。すると、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１からなる共振回路が共振し、変圧器５５の２次巻線５５ｂに交流電圧が誘起される。誘起された交流電圧は、全波整流回路５６で整流され、チョークコイル５７及び平滑コンデンサ５８により平滑される。平滑された直流電圧は、出力コンデンサ５９を介して第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂへ出力される。これにより、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂ間の直流の出力電圧Ｖｏが、図示しない負荷へ供給される。

ここで、出力電圧Ｖｏは、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等）され、ＰＦＭ制御によってスイッチング周波数を有する駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、スイッチング素子４２ａ〜４２ｄ，５２ａ〜５２ｄがオン／オフ動作し、出力電圧Ｖｏが低下すれば、駆動パルスのスイッチング周波数が小さくなって、出力電圧Ｖｏが上昇し、出力電圧Ｖｏが上昇すれば、駆動パルスのスイッチング周波数が大きくなって、出力電圧Ｖｏが低下する。このような制御部の定電圧制御により、出力される出力電圧Ｖｏは、目標電圧に維持される。

（従来と実施例１の動作の比較）
従来の図４のスイッチング電源装置では、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２との主要部品（共振コンデンサのキャパシタンス値、共振チョークコイルのインダクタンス値、及び励磁チョークコイルのインダクタンス値）間に、ばらつきがあると、第１コンバータ１８−１と第２コンバータ１８−２との出力電力特性が変わり、出力電力がアンバランスになるので、第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２間で個別に電力バランス制御が必要になる。そのため、回路構成が複雑になる、といった課題があった。

このような課題を解決するために、本実施例１では、図１に示す前段の３相ＰＦＣ３０の出力側に設けられた第１端子３７ａ、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂのうち、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに、第１コンバータ４０を接続し、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに、第１コンバータ４０と同一特性の第２コンバータ５０を接続し、３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用している。

第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がアンバランスになると、３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は、目標電圧を維持しながら、変化する。

例えば、（第１コンバータ４０の出力電力＞第２コンバータ５０の出力電力）になったとする。この時、（第１コンバータ４０の出力電圧＞第２コンバータ５０の出力電圧）の関係になる。この状態から、第１直流電圧Ｖ１が下がり、第２直流電圧Ｖ２が上がることで、（第１コンバータ４０の出力電圧≒第２コンバータ５０の出力電圧）になり、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間で出力電力のバランスがとれる（つまり、セルフバランスする）。負荷急変等の過渡時の動作も同じように、セルフバランスでき、従来のような図４の第１コンバータ１８−１及び第２コンバータ１８−２側の電力バランス制御が不要になる。

（実施例１の効果）
本実施例１によれば、図１に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっている。そのため、同一特性を有する第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が変化して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がセルフバランスする。これにより、従来のように、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。

（実施例２の構成）
図２は、本発明の実施例２における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この図２において、図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。

本実施例２の２ステージ方式のスイッチング電源装置は、実施例１と同様の前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の、実施例１とは異なる構成の２つの第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａと、を備えている。

本実施例２では、実施例１と異なり、第１コンバータ４０Ａの出力側と第２コンバータ５０Ａの出力側とが、直列に接続されて第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。

第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａは、実施例１と同様に、同一特性（つまり、同一構成）のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。

第１コンバータ４０Ａは、実施例１と同様に、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ４１を有し、この入力コンデンサ４１と並列に、ブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）４２が接続されている。フルブリッジ回路４２は、実施例１と同様に、４つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがブリッジ接続されて構成されている。スイッチング素子４２ａ及び４２ｂの接続点と、スイッチング素子４２ｃ及び４２ｄの接続点とには、実施例１と同様に、共振コンデンサ４３、共振チョークコイル４４、及び励磁チョークコイル４５ａ１の直列回路からなる共振回路が接続されている。変圧器４５は、実施例１と同様に、１次巻線４５ａ及び２次巻線４５ｂを有している。

第２コンバータ５０Ａは、実施例１と同様に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ５１を有している。入力コンデンサ５１には、実施例１と同様に、４つのスイッチング素子５２ａ，５２ｂ，５２ｃ，５２ｄを有するブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）５２と、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１を有する共振回路と、１次巻線５５ａ及び２次巻線５５ｂを有する変圧器５５と、が接続されている。

実施例１と異なり、第１コンバータ４０Ａの２次巻線４５ｂと第２コンバータ５０Ａの２次巻線５５ｂとは、直列に接続されている。直列に接続された２次巻線４５ｂ，５５ｂの出力側には、４つのダイオード４６ａ，５６ｂ，４６ｃ，５６ｄからなる全波整流回路４６Ａ、平滑用のチョークコイル４７及び平滑用の出力コンデンサ５９を有する整流平滑回路が、接続されている。出力コンデンサ５９の両電極は、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。

３相ＰＦＣ３０内のスイッチング回路３４、第１コンバータ４０Ａ内のフルブリッジ回路４２、及び第２コンバータ５０Ａ内のフルブリッジ回路５２は、実施例１と同様に、図示しない制御部により、スイッチング制御される。例えば、スイッチング回路３４は、ＰＷＭのデューティ制御により、スイッチング制御され、フルブリッジ回路４２及び５２は、同期したＰＦＭ制御により、スイッチング制御される構成になっている。

（実施例２の動作）
図２のスイッチング電源装置において、３相交流電源２１から出力された３相交流電力が、３相ＰＦＣ３０内の３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃに入力されると、実施例１と同様に、３相ＰＦＣ３０が動作し、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃから第１直流電圧Ｖ１が出力されると共に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂから第２直流電圧Ｖ２が出力される。出力された第１直流電圧Ｖ１は、第１コンバータ４０Ａへ供給されると共に、出力された第２直流電圧Ｖ２は、第２コンバータ５０Ａへ供給される。

第１直流電圧Ｖ１が供給される第１コンバータ４０Ａでは、その第１直流電圧Ｖ１が、実施例１と同様に、入力コンデンサ４１で平滑され、フルブリッジ回路４２にて導通／遮断されて共振回路が共振する。更に、第２直流電圧Ｖ２が供給される第２コンバータ５０Ａでは、その第２直流電圧Ｖ２が、実施例１と同様に、入力コンデンサ５１で平滑され、フルブリッジ回路５２にて導通／遮断されて共振回路が共振する。

第１コンバータ４０Ａの共振回路が共振すると、変圧器４５の２次巻線４５ｂに交流電圧が誘起される。更に、第２コンバータ５０Ａの共振回路が共振すると、変圧器５５の２次巻線５５ｂに交流電圧が誘起される。２次巻線４５ｂ及び５５ｂに誘起された交流電圧は、全波整流回路４６Ａで整流され、チョークコイル４７及び出力コンデンサ５９により平滑される。平滑された直流の出力電圧２Ｖｏ（＝実施例１の出力電圧Ｖｏの２倍の電圧）は、第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂから出力され、図示しない負荷へ供給される。

ここで、出力電圧２Ｖｏは、実施例１と同様に、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御され、ＰＦＭ制御によってスイッチング周波数を有する駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、スイッチング素子４２ａ〜４２ｄ，５２ａ〜５２ｄがオン／オフ動作し、制御部の定電圧制御により、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂから出力される出力電圧２Ｖｏが、目標電圧に維持される。

（実施例２の効果）
本実施例２によれば、実施例１と同様に、図２に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっているので、従来のように、第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａ側において電力バランス制御を行う必要がない。そのため、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。

（実施例３の構成）
図３は、本発明の実施例３における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この図３において、図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。

本実施例３の２ステージ方式のスイッチング電源装置は、実施例１と同様の前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の、実施例１とは異なる構成の２つの第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂと、を備えている。

本実施例３の第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂは、実施例１の第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の構成とそれぞれ同一であるが、第１コンバータ４０Ｂの出力側の平滑コンデンサ４８と第２コンバータ５０Ｂの出力側の平滑コンデンサ５８とが、直列に接続されている点が、実施例１と異なる。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例３の動作）
本実施例３のスイッチング電源装置は、全体の動作が、実施例１と略同様である。実施例１と異なる点は、第１コンバータ４０Ｂの出力側の平滑コンデンサ４８に蓄積された電荷と、第２コンバータ５０Ｂの出力側の平滑コンデンサ５８に蓄積された電荷と、が加算されて出力コンデンサ５９に蓄積される。そのため、実施例２と同様に、出力端子６０ａ，６０ｂから、実施例１の出力電圧Ｖｏの２倍の出力電圧２Ｖｏが出力される。

（実施例３の効果）
本実施例３によれば、実施例１と同様に、図３に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっている。そのため、実施例１と同様に、同一特性を有する第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂの主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ間の出力電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が変化して、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ間の出力電力がセルフバランスする。これにより、従来のように、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。

（実施例１〜３の変形例）
本発明は、上記実施例１〜３に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）、（ｂ）のようなものがある。

（ａ） 前段の３相ＰＦＣ３０は、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、線間コンデンサ３２ａ〜３２ｃと共に、或いは、線間コンデンサ３２ａ〜３２ｃに代えて、各３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃと中間端子３７ｃとの間にコンデンサをそれぞれ接続し、高周波成分を除去する構成にしても良い。

（ｂ） 後段の第１コンバータ４０，４０Ａ，４０Ｂ及び第２コンバータ５０，５０Ａ，５０Ｂは、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、フルブリッジ回路４２，５２をハーブブリッジ回路等に変更しても良い。チョークコイル４７，５７を省略しても良い。又、ＰＦＭ制御のＬＬＣコンバータに代えて、ＰＷＭによりデューティ制御されるＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータ等）を用いても良い。このような構成に変更しても、実施例１〜３と略同様の効果が期待できる。

３０ ３相ＰＦＣ
２１ ３相交流電力
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ ３相入力端子
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ 線間コンデンサ
３３ ３相インダクタ
３４ スイッチング回路
３５ 全波整流回路
３６ａ，３６ｂ，４８，５８ 平滑コンデンサ
３７ａ，３７ｂ 第１、第２端子
３７ｃ 中間端子
４０，４０Ａ，４０Ｂ 第１コンバータ
４１，５１ 入力コンデンサ
４２，５２ フルブリッジ回路
４３，５３ 共振コンデンサ
４４，５４ 共振チョークコイル
４５ａ１，５５ａ１ 励磁チョークコイル
４５，５５ 変圧器
４６，４６Ａ，５６ 全波整流回路
４８，５８ 平滑コンデンサ
５０，５０Ａ，５０Ｂ 第２コンバータ
５９ 出力コンデンサ
６０ａ，６０ｂ 第１、第２出力端子

Claims (7)

1. 入力される３相交流電力をスイッチングした後に整流平滑して、第１端子及び中間端子から、力率が改善された第１直流電圧を出力すると共に、前記中間端子及び第２端子から、力率が改善された第２直流電圧を出力する３相力率改善回路と、
   前記第１端子及び前記中間端子から出力された前記第１直流電圧を電圧変換して、第１出力端子及び第２出力端子から出力する第１コンバータと、
   前記第１コンバータと同一の特性を有し、出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記中間端子及び前記第２端子から出力された前記第２直流電圧を電圧変換して、前記出力側へ出力する第２コンバータと、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記３相力率改善回路は、
   前記３相交流電力を入力する３相入力端子と、
   前記第１直流電圧を出力する前記第１端子及び前記中間端子と、
   前記第２直流電圧を出力する前記中間端子及び前記第２端子と、
   前記３相入力端子と前記中間端子との間に直列に接続された３相インダクタ、接続点及びスイッチング回路と、
   前記接続点と前記第１端子及び前記第２端子との間に接続された整流回路と、
   前記第１端子及び前記中間端子間に接続された第１平滑回路と、
   前記中間端子及び前記第２端子間に接続された第２平滑回路と、
   を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１コンバータは、
   第１入力側が前記第１端子及び前記中間端子に接続され、第１出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に接続され、前記第１入力側から入力される前記第１直流電圧を電圧変換して、前記第１出力側へ出力し、
   前記第２コンバータは、
   第２入力側が前記中間端子及び前記第２端子に接続され、第２出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記第２入力側から入力される前記第２直流電圧を電圧変換して、前記第２出力側へ出力する、
   ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記３相インダクタ間には、
   高周波成分除去用の線間コンデンサが接続されている、
   ことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
5. 前記３相インダクタは、昇圧用の３相インダクタであり、
   前記スイッチング回路は、複数のスイッチング素子により構成され、
   前記整流回路は、全波整流回路により構成され、
   前記第１平滑回路及び前記第２平滑回路は、それぞれ、コンデンサにより構成されている、
   ことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１コンバータ及び前記第２コンバータは、それぞれ、
   共振型コンバータを含むＤＣ／ＤＣコンバータにより構成されている、
   ことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
7. 前記共振型コンバータは、
   複数のスイッチング素子により直流電圧をスイッチングするブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の出力電圧により共振する共振回路と、
   前記共振回路の出力電圧の電圧レベルを変換する変圧器と、
   前記変圧器の出力電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   を有することを特徴とする請求項６項記載のスイッチング電源装置。

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