JP2000316281A - 主段と補助段とを有する３相スプリットブーストコンバータ - Google Patents
主段と補助段とを有する３相スプリットブーストコンバータInfo
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電流ＴＨＤを下げながら高い力率を有す
る低コストの３相のスプリットブーストコンバータを提
供すること。 【解決手段】 本発明の３相のスプリットブーストコン
バータは、主段と補助段とを有し、主段は、主ブースト
スイッチＳ１，Ｓ２と主整流器３３０とを有し、前記補
助段は、補助ブーストインダクタＬｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉ
ｃと、前記補助ブーストインダクタと、前記出力との間
に配置される補助ブーストネットワーク３４０とを有
し、前記補助ブーストネットワーク３４０は、補助３相
全波整流器３５０と、補助ブーストダイオードＤｂ２，
Ｄｂ３と、補助ブーストスイッチＳ３，Ｓ４と、を有
し、前記補助ブーストスイッチＳ３，Ｓ４は、前記補助
３相全波整流器３５０と、前記補助ブーストダイオード
Ｄｂ２，Ｄｂ３との間に接続され、前記補助ブーストイ
ンダクタＬｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉｃを流れる電流を導通さ
せてＴＨＤを低減させる。
る低コストの３相のスプリットブーストコンバータを提
供すること。 【解決手段】 本発明の３相のスプリットブーストコン
バータは、主段と補助段とを有し、主段は、主ブースト
スイッチＳ１，Ｓ２と主整流器３３０とを有し、前記補
助段は、補助ブーストインダクタＬｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉ
ｃと、前記補助ブーストインダクタと、前記出力との間
に配置される補助ブーストネットワーク３４０とを有
し、前記補助ブーストネットワーク３４０は、補助３相
全波整流器３５０と、補助ブーストダイオードＤｂ２，
Ｄｂ３と、補助ブーストスイッチＳ３，Ｓ４と、を有
し、前記補助ブーストスイッチＳ３，Ｓ４は、前記補助
３相全波整流器３５０と、前記補助ブーストダイオード
Ｄｂ２，Ｄｂ３との間に接続され、前記補助ブーストイ
ンダクタＬｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉｃを流れる電流を導通さ
せてＴＨＤを低減させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワー変換（電力
変換）に関し、特に、補助ブーストネットワークを採用
した主段と補助段とを有する３相スプリットブーストコ
ンバータと、この３相スプリットブーストコンバータの
入力点における全調和歪み（total harmonic distortio
n：ＴＨＤ）を低減する方法に関する。
変換）に関し、特に、補助ブーストネットワークを採用
した主段と補助段とを有する３相スプリットブーストコ
ンバータと、この３相スプリットブーストコンバータの
入力点における全調和歪み（total harmonic distortio
n：ＴＨＤ）を低減する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相制御／位相非制御ダイオードブリッ
ジ整流器により生成された入力の力率が低いことおよび
入力電流全調和歪み（ＴＨＤ）が高いことは、電力コン
バータ／整流器の業界では公知の問題である。力率が低
くかつＴＨＤが高い場合には、通信のアプリケーション
において、入力ＡＣ電圧歪みと、ＡＣ分配システムの損
失と、中性の調和電流と、システム共鳴の励起と、過度
のバックアップアルタネータＫＶＡレーティング等の問
題を引き起こす。これらの問題を解決するために、設計
者は、３相整流器あるいは低調和電流と高い歪み力率で
もってほぼサイン波形のライン電流を入力するコンバー
タを改善しようとしている。
ジ整流器により生成された入力の力率が低いことおよび
入力電流全調和歪み（ＴＨＤ）が高いことは、電力コン
バータ／整流器の業界では公知の問題である。力率が低
くかつＴＨＤが高い場合には、通信のアプリケーション
において、入力ＡＣ電圧歪みと、ＡＣ分配システムの損
失と、中性の調和電流と、システム共鳴の励起と、過度
のバックアップアルタネータＫＶＡレーティング等の問
題を引き起こす。これらの問題を解決するために、設計
者は、３相整流器あるいは低調和電流と高い歪み力率で
もってほぼサイン波形のライン電流を入力するコンバー
タを改善しようとしている。
【０００３】ブーストコンバータは、ラインコンディシ
ョナーとして力率修正ＡＣ／ＤＣ整流器のアプリケーシ
ョンで、通常用いられている。通常、連続的導通モード
（continuous conduction mode：ＣＣＭ）のブーストコ
ンバータは、サイン波形の入力電圧から得られた低ＤＣ
電圧から高度に調整された出力電圧を提供する選択肢の
１つである。このブースト段（ブーストコンバータ）
は、ＡＣ入力を調整して、通常４００Ｖまたは８００Ｖ
のＤＣ出力電圧を生成する。高入力電圧条件において、
スプリットブーストコンバータ技術を用いることは、ブ
ーストインダクタを小型にできること、電圧規格のスイ
ッチを小型にできること、および電圧規格のスイッチと
キャパシタを小型にできること、および高効率となるよ
うないくつかの点で好ましい。
ョナーとして力率修正ＡＣ／ＤＣ整流器のアプリケーシ
ョンで、通常用いられている。通常、連続的導通モード
（continuous conduction mode：ＣＣＭ）のブーストコ
ンバータは、サイン波形の入力電圧から得られた低ＤＣ
電圧から高度に調整された出力電圧を提供する選択肢の
１つである。このブースト段（ブーストコンバータ）
は、ＡＣ入力を調整して、通常４００Ｖまたは８００Ｖ
のＤＣ出力電圧を生成する。高入力電圧条件において、
スプリットブーストコンバータ技術を用いることは、ブ
ーストインダクタを小型にできること、電圧規格のスイ
ッチを小型にできること、および電圧規格のスイッチと
キャパシタを小型にできること、および高効率となるよ
うないくつかの点で好ましい。
【０００４】スプリットブースト構成は、２個の出力キ
ャパシタを介して、等振幅／非平行の電圧を与える。高
効率は、最低入力電圧を２つの出力電圧の各電圧レベル
の値に制限することにより達成される。このスプリット
ブースト構成を用いることにより、従来の力率修正ブー
スト段の破壊電圧の半分のレート（電圧）で、パワース
イッチング半導体デバイスの使用が可能となり、かつ高
いパワー変換効率を与えることができる。
ャパシタを介して、等振幅／非平行の電圧を与える。高
効率は、最低入力電圧を２つの出力電圧の各電圧レベル
の値に制限することにより達成される。このスプリット
ブースト構成を用いることにより、従来の力率修正ブー
スト段の破壊電圧の半分のレート（電圧）で、パワース
イッチング半導体デバイスの使用が可能となり、かつ高
いパワー変換効率を与えることができる。
【０００５】例えば、４８０Ｖａｃのライン入力で動作
しわずか４００Ｖの中間ＤＣバス電圧の出力を有するＤ
Ｃ／ＤＣブリッジコンバータは、６００Ｖの半導体スイ
ッチングデバイスと、４５０Ｖのアルミ電解質のエネル
ギー蓄積用キャパシタを、効率を犠牲にすることなく容
易に採用できる。このスプリットブーストコンバータ
は、例えば小型化されたブーストインダクタサイズのよ
うに、３レベルのブーストコンバータの利点を犠牲にす
ることなくパワースイッチの使用を最適にできる。
しわずか４００Ｖの中間ＤＣバス電圧の出力を有するＤ
Ｃ／ＤＣブリッジコンバータは、６００Ｖの半導体スイ
ッチングデバイスと、４５０Ｖのアルミ電解質のエネル
ギー蓄積用キャパシタを、効率を犠牲にすることなく容
易に採用できる。このスプリットブーストコンバータ
は、例えば小型化されたブーストインダクタサイズのよ
うに、３レベルのブーストコンバータの利点を犠牲にす
ることなくパワースイッチの使用を最適にできる。
【０００６】スプリットブーストコンバータは、多くの
利点を有するが、３相高パワー整流のアプリケーション
において、入力力率が低いこと、および入力全調和歪み
が高いという問題を完全には解決することができない。
例えば、３相スプリットブーストコンバータにより取り
出された入力電流は、非連続的な１２０゜の導通状態を
示す非サイン波形となる。高負荷を駆動する、３相のス
プリットブーストコンバータの入力電流波形は、通常ク
リップされて真のサイン波形ではなく、矩形波となる。
このように力率が低いことおよびＴＨＤが高いことによ
り、上記の問題が発生する。これらの問題を解決するた
めに、回路設計者は、低い調和成分と、高い歪み力率を
有するほぼサイン波形のライン電流を引き出す３相整流
器、あるいはコンバータを開発しようと努力している。
利点を有するが、３相高パワー整流のアプリケーション
において、入力力率が低いこと、および入力全調和歪み
が高いという問題を完全には解決することができない。
例えば、３相スプリットブーストコンバータにより取り
出された入力電流は、非連続的な１２０゜の導通状態を
示す非サイン波形となる。高負荷を駆動する、３相のス
プリットブーストコンバータの入力電流波形は、通常ク
リップされて真のサイン波形ではなく、矩形波となる。
このように力率が低いことおよびＴＨＤが高いことによ
り、上記の問題が発生する。これらの問題を解決するた
めに、回路設計者は、低い調和成分と、高い歪み力率を
有するほぼサイン波形のライン電流を引き出す３相整流
器、あるいはコンバータを開発しようと努力している。
【０００７】近年、電力供給業界は、製造コストに非常
に敏感となり、製造コストが低いことが成功の鍵となっ
ている。さらにまた、３相のシステムのＴＨＤの要件
は、変化し、例えば国際市場ではＴＨＤは２０％の近傍
にあるが、国内市場においてはＴＨＤは最大４０％のも
のまでも可能である。また、ある補正回路は、超高速の
再生ブリッジダイオード整流器とスナバーのような電流
を制限するようなターンオン回路を必要としている。
に敏感となり、製造コストが低いことが成功の鍵となっ
ている。さらにまた、３相のシステムのＴＨＤの要件
は、変化し、例えば国際市場ではＴＨＤは２０％の近傍
にあるが、国内市場においてはＴＨＤは最大４０％のも
のまでも可能である。また、ある補正回路は、超高速の
再生ブリッジダイオード整流器とスナバーのような電流
を制限するようなターンオン回路を必要としている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従って本発明の目的
は、入力電流ＴＨＤを下げながら高い力率を有する低コ
ストの３相のスプリットブーストコンバータを提供する
ことである。
は、入力電流ＴＨＤを下げながら高い力率を有する低コ
ストの３相のスプリットブーストコンバータを提供する
ことである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】従来技術の欠点を解決す
るために、本発明は、３相スプリットブーストコンバー
タ用の補助段を有し、さらに主段を有し、前記補助段を
採用する３相スプリットブーストコンバータを提供し、
かつ入力電流全調和歪みを低減する方法を提供する。
るために、本発明は、３相スプリットブーストコンバー
タ用の補助段を有し、さらに主段を有し、前記補助段を
採用する３相スプリットブーストコンバータを提供し、
かつ入力電流全調和歪みを低減する方法を提供する。
【００１０】本発明の一実施例においては、本発明の補
助段は、請求項１に記載した特徴を有する。
助段は、請求項１に記載した特徴を有する。
【００１１】本発明はさらに、３相スプリットブースト
コンバータに補助ブースト段を採用して、コンバータの
入力電流ＴＨＤを低下させ、全体の力率を改善する。補
助ブーストネットワークは、補助整流器と、第１と第２
の補助ブーストダイオードと、第１と第２の補助ブース
トスイッチとを有し、第１と第２と第３の補助ブースト
用インダクタ内を流れる電流の条件に適合する。さらに
また、補助段は、コンバータ内の部品にかかる応力を低
下させ、より高性能でかつ経済的な素子の選択が可能と
なる。
コンバータに補助ブースト段を採用して、コンバータの
入力電流ＴＨＤを低下させ、全体の力率を改善する。補
助ブーストネットワークは、補助整流器と、第１と第２
の補助ブーストダイオードと、第１と第２の補助ブース
トスイッチとを有し、第１と第２と第３の補助ブースト
用インダクタ内を流れる電流の条件に適合する。さらに
また、補助段は、コンバータ内の部品にかかる応力を低
下させ、より高性能でかつ経済的な素子の選択が可能と
なる。
【００１２】本発明の一実施例においては、本発明は請
求項２に記載した特徴を有する。さらにまた本発明の他
の実施例においては、本発明は請求項３に記載した特徴
を有する。
求項２に記載した特徴を有する。さらにまた本発明の他
の実施例においては、本発明は請求項３に記載した特徴
を有する。
【００１３】本発明の一実施例においては、本発明は請
求項４に記載した特徴を有する。これにより、スナバー
回路のような電流制限用のターンオン回路の必要性がな
くなる。スナバー回路を削減できることにより、素子の
数および製造コストを下げ、全体的な信頼性を上げるこ
とができる。
求項４に記載した特徴を有する。これにより、スナバー
回路のような電流制限用のターンオン回路の必要性がな
くなる。スナバー回路を削減できることにより、素子の
数および製造コストを下げ、全体的な信頼性を上げるこ
とができる。
【００１４】本発明の一実施例においては、本発明は請
求項５に記載した特徴を有する。さらに本発明の他の実
施例においては、本発明は請求項６に記載した特徴を有
する。当然のことながら、前記とは異なる遷移期間も、
本発明の範囲内に入る。
求項５に記載した特徴を有する。さらに本発明の他の実
施例においては、本発明は請求項６に記載した特徴を有
する。当然のことながら、前記とは異なる遷移期間も、
本発明の範囲内に入る。
【００１５】本発明の他の実施例においては、本発明は
請求項７に記載した特徴を有する。しかし、いかなる整
流器の形状も、本発明の範囲内に入る。
請求項７に記載した特徴を有する。しかし、いかなる整
流器の形状も、本発明の範囲内に入る。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１に、従来技術にかかる３相ス
プリットブーストコンバータ１００のブロック図を示
す。同図において、３相スプリットブーストコンバータ
１００は、３相（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）のＡＣ電圧ソース
から入力電流を受け取る。この実施例では、３相電源
（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）をそれぞれ第１ＥＭＩフィルタ用
インダクタ１１０、第２ＥＭＩフィルタ用インダクタ１
１４、第３ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１８に流す、
ＥＭＩフィルタを採用している。第１フィルタ用キャパ
シタ１２０は、第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０
と第２ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１４の間に接続さ
れ、第２フィルタ用キャパシタ１２４は第２ＥＭＩフィ
ルタ用インダクタ１１４と第３ＥＭＩフィルタ用インダ
クタ１１８の間に接続され、第３フィルタ用キャパシタ
１２８は第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０と第３
ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１８の間に接続されてい
る。この第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０、第２
ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１４、第３ＥＭＩフィル
タ用インダクタ１１８はまた、３相ダイオードブリッジ
整流器１３０に接続され、この３相ダイオードブリッジ
整流器１３０は、完全なブリッジ構成に配列された複数
のダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）を有する。この３相ダイオ
ードブリッジ整流器１３０はさらにスプリットブースト
段１４０に接続されている。
プリットブーストコンバータ１００のブロック図を示
す。同図において、３相スプリットブーストコンバータ
１００は、３相（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）のＡＣ電圧ソース
から入力電流を受け取る。この実施例では、３相電源
（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）をそれぞれ第１ＥＭＩフィルタ用
インダクタ１１０、第２ＥＭＩフィルタ用インダクタ１
１４、第３ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１８に流す、
ＥＭＩフィルタを採用している。第１フィルタ用キャパ
シタ１２０は、第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０
と第２ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１４の間に接続さ
れ、第２フィルタ用キャパシタ１２４は第２ＥＭＩフィ
ルタ用インダクタ１１４と第３ＥＭＩフィルタ用インダ
クタ１１８の間に接続され、第３フィルタ用キャパシタ
１２８は第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０と第３
ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１８の間に接続されてい
る。この第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１０、第２
ＥＭＩフィルタ用インダクタ１１４、第３ＥＭＩフィル
タ用インダクタ１１８はまた、３相ダイオードブリッジ
整流器１３０に接続され、この３相ダイオードブリッジ
整流器１３０は、完全なブリッジ構成に配列された複数
のダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）を有する。この３相ダイオ
ードブリッジ整流器１３０はさらにスプリットブースト
段１４０に接続されている。
【００１７】このスプリットブースト段１４０は、メイ
ンブーストパワー用インダクタ１４１と、スイッチとし
て機能するブースト用ダイオード１４２と、２個の活性
状態のスイッチ１４３、１４４と、２個の出力キャパシ
タ１４５、１４６とを有する。この出力キャパシタ１４
５、１４６は、大きく、それらにかかる電圧は１つの切
替サイクルの間ほぼ一定で等しい。このスプリットブー
スト段１４０は、２つの等しい出力負荷を与える。この
２つの出力からの負荷は、絶縁された低電圧端でその後
組み合わされる。この実施例においては、第１出力は、
出力キャパシタ１４６を介して与えられ、トランス絶縁
された高周波ＤＣ／ＤＣコンバータ１５５に接続され
る。
ンブーストパワー用インダクタ１４１と、スイッチとし
て機能するブースト用ダイオード１４２と、２個の活性
状態のスイッチ１４３、１４４と、２個の出力キャパシ
タ１４５、１４６とを有する。この出力キャパシタ１４
５、１４６は、大きく、それらにかかる電圧は１つの切
替サイクルの間ほぼ一定で等しい。このスプリットブー
スト段１４０は、２つの等しい出力負荷を与える。この
２つの出力からの負荷は、絶縁された低電圧端でその後
組み合わされる。この実施例においては、第１出力は、
出力キャパシタ１４６を介して与えられ、トランス絶縁
された高周波ＤＣ／ＤＣコンバータ１５５に接続され
る。
【００１８】第２の出力は、出力キャパシタ１４５を介
して与えられ、トランス絶縁された高周波ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１５０に接続されている。この２つの高周波Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ１５０、１５５の出力は、負荷１９
０に電力を与えるために接続される。従来の制御回路
（図示せず）は、近接してスイッチ１４３、１４４を駆
動する。これについては従来公知であるので詳述しな
い。
して与えられ、トランス絶縁された高周波ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１５０に接続されている。この２つの高周波Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ１５０、１５５の出力は、負荷１９
０に電力を与えるために接続される。従来の制御回路
（図示せず）は、近接してスイッチ１４３、１４４を駆
動する。これについては従来公知であるので詳述しな
い。
【００１９】スイッチ１４３、１４４は同時に開閉す
る。スイッチ１４３、１４４が閉じているときには、出
力キャパシタ１４５、１４６は並列に接続されている。
その理由は、ブースト用ダイオード１４２がこのモード
においては非導通状態にあるからである。メインブース
トパワー用インダクタ１４１を流れる電流が、線形に増
加して、出力キャパシタ１４５、１４６内と、メインブ
ーストパワー用インダクタ１４１内にエネルギーを蓄積
する。スイッチ１４３、１４４が開状態のときには、メ
インブーストパワー用インダクタ１４１に蓄えられたエ
ネルギーは、ブースト用ダイオード１４２を介して負荷
に流れ、そして今度は出力キャパシタ１４５、１４６の
直列接続を介して負荷に流れる。出力キャパシタ１４
５、１４６にかかる出力電圧は、スイッチ１４３、１４
４が閉状態のときには、ほぼ等しいレベルに維持され、
スイッチ１４３、１４４が開状態のときには、２つの負
荷を等しく制御する。
る。スイッチ１４３、１４４が閉じているときには、出
力キャパシタ１４５、１４６は並列に接続されている。
その理由は、ブースト用ダイオード１４２がこのモード
においては非導通状態にあるからである。メインブース
トパワー用インダクタ１４１を流れる電流が、線形に増
加して、出力キャパシタ１４５、１４６内と、メインブ
ーストパワー用インダクタ１４１内にエネルギーを蓄積
する。スイッチ１４３、１４４が開状態のときには、メ
インブーストパワー用インダクタ１４１に蓄えられたエ
ネルギーは、ブースト用ダイオード１４２を介して負荷
に流れ、そして今度は出力キャパシタ１４５、１４６の
直列接続を介して負荷に流れる。出力キャパシタ１４
５、１４６にかかる出力電圧は、スイッチ１４３、１４
４が閉状態のときには、ほぼ等しいレベルに維持され、
スイッチ１４３、１４４が開状態のときには、２つの負
荷を等しく制御する。
【００２０】２段構成の３相スプリットブーストコンバ
ータの動作の詳細は、米国特許第５７６４０３７号
（“High Efficiency Boost Topology with Two Output
s”、発明者 Jacobs と Farrington）に開示されてい
る。高入力電圧状態において、スプリットブーストコン
バータを用いることは、いくつかの利点があるが、ある
アプリケーションではコンバータが入力力率を改善し、
パワー変換業界で問題となってりう入力力率とＴＨＤの
問題を解決する場合にはさらに利点がある。
ータの動作の詳細は、米国特許第５７６４０３７号
（“High Efficiency Boost Topology with Two Output
s”、発明者 Jacobs と Farrington）に開示されてい
る。高入力電圧状態において、スプリットブーストコン
バータを用いることは、いくつかの利点があるが、ある
アプリケーションではコンバータが入力力率を改善し、
パワー変換業界で問題となってりう入力力率とＴＨＤの
問題を解決する場合にはさらに利点がある。
【００２１】次に図２は、図１の従来技術にかかるスプ
リットブーストコンバータの通常の入力波形２００を示
す。この入力波形２００は、入力電圧成分Ｖｉｎと、入
力電流成分Ｉｉｎの両方を有する。入力電圧Ｖｉｎは通
常サイン波形であるが、３相スプリットブーストコンバ
ータにより引き出される入力電流Ｉｉｎは、非サイン波
形である。入力電流Ｉｉｎは、クリップされた不連続の
１２０゜導通型の矩形波形として表れる。
リットブーストコンバータの通常の入力波形２００を示
す。この入力波形２００は、入力電圧成分Ｖｉｎと、入
力電流成分Ｉｉｎの両方を有する。入力電圧Ｖｉｎは通
常サイン波形であるが、３相スプリットブーストコンバ
ータにより引き出される入力電流Ｉｉｎは、非サイン波
形である。入力電流Ｉｉｎは、クリップされた不連続の
１２０゜導通型の矩形波形として表れる。
【００２２】好ましくは、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖ
ｉｎとは位相シフトがない状態で、サイン波形として表
れなければならない。ところが、入力ライン電流調和歪
み、すなわち全調和歪み（ＴＨＤ）により、入力電流Ｉ
ｉｎは、クリップされて矩形となりかくして全体の力率
が低下する。ライン周波数サイクルの４つの時間セグメ
ント、すなわちｔ０−ｔ１と、ｔ２−ｔ３と、ｔ３−ｔ
４と、ｔ４−ｔ５と、ｔ５−ｔ６の間は、電流はほぼ０
である。これらの時間間隔の間すなわち正の電流から電
流０へ、さらに負の電流へ、そしてさらに電流０への移
り変わりにより、電流の調和が引き起こされて、電源シ
ステムに損傷を与える。入力電流Ｉｉｎを、サイン波形
に整えることにより、実質的に０電流の時間セグメント
が減少するかあるいはなくなり、電流のＴＨＤを減らす
ことができる。
ｉｎとは位相シフトがない状態で、サイン波形として表
れなければならない。ところが、入力ライン電流調和歪
み、すなわち全調和歪み（ＴＨＤ）により、入力電流Ｉ
ｉｎは、クリップされて矩形となりかくして全体の力率
が低下する。ライン周波数サイクルの４つの時間セグメ
ント、すなわちｔ０−ｔ１と、ｔ２−ｔ３と、ｔ３−ｔ
４と、ｔ４−ｔ５と、ｔ５−ｔ６の間は、電流はほぼ０
である。これらの時間間隔の間すなわち正の電流から電
流０へ、さらに負の電流へ、そしてさらに電流０への移
り変わりにより、電流の調和が引き起こされて、電源シ
ステムに損傷を与える。入力電流Ｉｉｎを、サイン波形
に整えることにより、実質的に０電流の時間セグメント
が減少するかあるいはなくなり、電流のＴＨＤを減らす
ことができる。
【００２３】図３は、本発明により構成された２段構成
の３相スプリットブーストコンバータ３００の一実施例
を示す。この２段構成の３相スプリットブーストコンバ
ータ３００は、３相のＡＣ電圧ソース（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃ）から入力パワーを受け取る入力を有する主段と、完
全なブリッジ構成に配列された複数のダイオード（Ｄ１
〜Ｄ６）を有する３相のダイオードブリッジされた主整
流器３３０に接続されたＥＭＩフィルタ３２０を有す
る。主段は、さらに、主整流器３３０に接続された第１
主ブーストスイッチＳ１、第２主ブーストスイッチＳ２
と、主ブーストインダクタＬｂと、主ブーストダイオー
ドＤｂ１とを有する。２段構成の３相スプリットブース
トコンバータ３００の第１出力Ｖｏ１と、第２出力Ｖｏ
２は、第１と第２のフィルタ用キャパシタＣｏ１とＣｏ
２にまたがって接続され、そしてこのキャパシタは次
に、それぞれ第１主ブーストスイッチＳ１、第２主ブー
ストスイッチＳ２に接続される。
の３相スプリットブーストコンバータ３００の一実施例
を示す。この２段構成の３相スプリットブーストコンバ
ータ３００は、３相のＡＣ電圧ソース（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃ）から入力パワーを受け取る入力を有する主段と、完
全なブリッジ構成に配列された複数のダイオード（Ｄ１
〜Ｄ６）を有する３相のダイオードブリッジされた主整
流器３３０に接続されたＥＭＩフィルタ３２０を有す
る。主段は、さらに、主整流器３３０に接続された第１
主ブーストスイッチＳ１、第２主ブーストスイッチＳ２
と、主ブーストインダクタＬｂと、主ブーストダイオー
ドＤｂ１とを有する。２段構成の３相スプリットブース
トコンバータ３００の第１出力Ｖｏ１と、第２出力Ｖｏ
２は、第１と第２のフィルタ用キャパシタＣｏ１とＣｏ
２にまたがって接続され、そしてこのキャパシタは次
に、それぞれ第１主ブーストスイッチＳ１、第２主ブー
ストスイッチＳ２に接続される。
【００２４】２段構成の３相スプリットブーストコンバ
ータ３００は、入力と、第１と第２の出力Ｖｏ１、Ｖｏ
２との間に配置された補助段を有し、この第１と第２の
出力は、入力の対応する相に接続された第１と第２と第
３の補助ブーストインダクタＬｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃを
有し、そして第１と第２と第３の補助ブーストインダク
タＬｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃと、第１と第２の出力Ｖｏ
１、Ｖｏ２との間に配置された補助ブーストネットワー
ク３４０を有する。この補助ブーストネットワーク３４
０は、完全なブリッジ構成に配置された複数のダイオー
ドＤ７〜Ｄ１２と、第１と第２の補助ブーストダイオー
ドＤｂ２、Ｄｂ３と、第１補助ブーストスイッチＳ３、
第２補助ブーストスイッチＳ４を有する補助整流器３５
０を有し、第１と第２と第３の補助ブーストインダクタ
Ｌｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃ内を電流が流れるようにして、
２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００の
入力電流ＴＨＤを減らしている。
ータ３００は、入力と、第１と第２の出力Ｖｏ１、Ｖｏ
２との間に配置された補助段を有し、この第１と第２の
出力は、入力の対応する相に接続された第１と第２と第
３の補助ブーストインダクタＬｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃを
有し、そして第１と第２と第３の補助ブーストインダク
タＬｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃと、第１と第２の出力Ｖｏ
１、Ｖｏ２との間に配置された補助ブーストネットワー
ク３４０を有する。この補助ブーストネットワーク３４
０は、完全なブリッジ構成に配置された複数のダイオー
ドＤ７〜Ｄ１２と、第１と第２の補助ブーストダイオー
ドＤｂ２、Ｄｂ３と、第１補助ブーストスイッチＳ３、
第２補助ブーストスイッチＳ４を有する補助整流器３５
０を有し、第１と第２と第３の補助ブーストインダクタ
Ｌｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃ内を電流が流れるようにして、
２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００の
入力電流ＴＨＤを減らしている。
【００２５】この２段構成の３相スプリットブーストコ
ンバータ３００は、入力電流ＴＨＤが小さく、かつ全体
力率を改善している。補助ブーストネットワーク３４０
の構成により、補助整流器３５０と第１と第２の補助ブ
ーストダイオードＤｂ２、Ｄｂ３と、第１補助ブースト
スイッチＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４等がより
効率的に作用するようになる。このように作用すること
により、第１と第２と第３の補助ブーストインダクタＬ
ｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃを流れる電流の導通を協調させそ
れにより入力電流ＴＨＤを下げる。さらにまた、コンバ
ータ内の部品にかかるストレスが低減され、より効率的
かつ経済的な部品の選択が可能となる。
ンバータ３００は、入力電流ＴＨＤが小さく、かつ全体
力率を改善している。補助ブーストネットワーク３４０
の構成により、補助整流器３５０と第１と第２の補助ブ
ーストダイオードＤｂ２、Ｄｂ３と、第１補助ブースト
スイッチＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４等がより
効率的に作用するようになる。このように作用すること
により、第１と第２と第３の補助ブーストインダクタＬ
ｉａ、Ｌｉｂ、Ｌｉｃを流れる電流の導通を協調させそ
れにより入力電流ＴＨＤを下げる。さらにまた、コンバ
ータ内の部品にかかるストレスが低減され、より効率的
かつ経済的な部品の選択が可能となる。
【００２６】この実施例においては、補助整流器３５０
は、第１補助ブーストスイッチＳ３の動作の非連続導通
モード（discontinuous conduction mode：ＤＣＭ）に
起因して、順方向の電流のみを導通させ、ダイオードの
逆方向再生電流を回避している。この条件により、補助
整流器３５０に対して標準の低コストブリッジ整流器の
使用ができ、従来高価な超高速再生整流器を使用するの
とは対照的である。
は、第１補助ブーストスイッチＳ３の動作の非連続導通
モード（discontinuous conduction mode：ＤＣＭ）に
起因して、順方向の電流のみを導通させ、ダイオードの
逆方向再生電流を回避している。この条件により、補助
整流器３５０に対して標準の低コストブリッジ整流器の
使用ができ、従来高価な超高速再生整流器を使用するの
とは対照的である。
【００２７】さらにまた、第１補助ブーストスイッチＳ
３、第２補助ブーストスイッチＳ４は、通常電流が０で
ある最低電流条件において、導通状態に移行する。この
状態により、スナバー回路のような電流制限ターンオン
回路の必要性がなくなり、それにより部品点数とコスト
を同時に低減できる。さらにまた、第１補助ブーストス
イッチＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４のターンオ
ンの損失と、第１と第２の補助ブーストダイオードＤｂ
２、Ｄｂ３に対する逆再生損失が低減され、これにより
全体的な効率が上がる。これは、主ブーストインダクタ
Ｌｂと、２段構成の３相スプリットブーストコンバータ
３００の両方を流れる電流が、第１補助ブーストスイッ
チＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４の導通状態への
移り変わりの間連続しているからであり、その結果、２
段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００の主
段の動作の連続導通モード（continuous conduction mo
de：ＣＣＭ）となる。
３、第２補助ブーストスイッチＳ４は、通常電流が０で
ある最低電流条件において、導通状態に移行する。この
状態により、スナバー回路のような電流制限ターンオン
回路の必要性がなくなり、それにより部品点数とコスト
を同時に低減できる。さらにまた、第１補助ブーストス
イッチＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４のターンオ
ンの損失と、第１と第２の補助ブーストダイオードＤｂ
２、Ｄｂ３に対する逆再生損失が低減され、これにより
全体的な効率が上がる。これは、主ブーストインダクタ
Ｌｂと、２段構成の３相スプリットブーストコンバータ
３００の両方を流れる電流が、第１補助ブーストスイッ
チＳ３、第２補助ブーストスイッチＳ４の導通状態への
移り変わりの間連続しているからであり、その結果、２
段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００の主
段の動作の連続導通モード（continuous conduction mo
de：ＣＣＭ）となる。
【００２８】図４には、図３の２段構成の３相スプリッ
トブーストコンバータ３００の主ブーストスイッチと補
助ブーストスイッチのそれぞれの状態を示す波形４００
を示す。この波形４００は、第１主ブーストスイッチＳ
１、第２主ブーストスイッチＳ２が、導通状態と非導通
状態の間で移行して、第１補助ブーストスイッチＳ３、
第２補助ブーストスイッチＳ４は、非導通状態から導通
状態に移行する。第１補助ブーストスイッチＳ３は、第
２補助ブーストスイッチＳ４が導通状態にある間、非導
通状態に移行する。第１補助ブーストスイッチＳ３、第
２補助ブーストスイッチＳ４は、電流が０の状態で、非
導通状態と導通状態の間を移行する。さらにまた第２補
助ブーストスイッチＳ４は、電流が０の状態で、導通状
態から非導通状態に移行し、切替損失を０にする。当然
のことながら、前記の遷移期間の変形例も本発明の範囲
内に入る。
トブーストコンバータ３００の主ブーストスイッチと補
助ブーストスイッチのそれぞれの状態を示す波形４００
を示す。この波形４００は、第１主ブーストスイッチＳ
１、第２主ブーストスイッチＳ２が、導通状態と非導通
状態の間で移行して、第１補助ブーストスイッチＳ３、
第２補助ブーストスイッチＳ４は、非導通状態から導通
状態に移行する。第１補助ブーストスイッチＳ３は、第
２補助ブーストスイッチＳ４が導通状態にある間、非導
通状態に移行する。第１補助ブーストスイッチＳ３、第
２補助ブーストスイッチＳ４は、電流が０の状態で、非
導通状態と導通状態の間を移行する。さらにまた第２補
助ブーストスイッチＳ４は、電流が０の状態で、導通状
態から非導通状態に移行し、切替損失を０にする。当然
のことながら、前記の遷移期間の変形例も本発明の範囲
内に入る。
【００２９】次に図５のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを参照すると、
図３のコンバータの関連する電流波形を示す。図５のＡ
は、主ブーストインダクタＬｂ内を流れる、主ブースト
インダクタ電流の波形５１０を示す。この主ブーストイ
ンダクタ電流は、常に０より大きく、２段構成の３相ス
プリットブーストコンバータ３００の主段は、ＣＣＭで
動作し、そのため、大部分のパワーが負荷に送られる。
図３のコンバータの関連する電流波形を示す。図５のＡ
は、主ブーストインダクタＬｂ内を流れる、主ブースト
インダクタ電流の波形５１０を示す。この主ブーストイ
ンダクタ電流は、常に０より大きく、２段構成の３相ス
プリットブーストコンバータ３００の主段は、ＣＣＭで
動作し、そのため、大部分のパワーが負荷に送られる。
【００３０】図５Ｂは、第２主ブーストスイッチＳ２内
を流れる、第２の主ブーストスイッチ電流の波形５２０
を示す。図５Ｂは、第２主ブーストスイッチＳ２内を流
れる第２主ブーストスイッチ電流の波形５２０を示す。
この第２主ブーストスイッチ電流は、第２主ブーストス
イッチＳ２が図４の導通状態と非導通状態の両方を有す
ることを示している。当然のことながら、第１主ブース
トスイッチＳ１は、第２主ブーストスイッチＳ２と同様
な導通状態と非導通状態を有するために、類似の電流波
形を有する。
を流れる、第２の主ブーストスイッチ電流の波形５２０
を示す。図５Ｂは、第２主ブーストスイッチＳ２内を流
れる第２主ブーストスイッチ電流の波形５２０を示す。
この第２主ブーストスイッチ電流は、第２主ブーストス
イッチＳ２が図４の導通状態と非導通状態の両方を有す
ることを示している。当然のことながら、第１主ブース
トスイッチＳ１は、第２主ブーストスイッチＳ２と同様
な導通状態と非導通状態を有するために、類似の電流波
形を有する。
【００３１】図５Ｃは、第１補助ブーストスイッチＳ３
内を流れる第１の補助ブーストスイッチ電流の波形５３
０を示す。この第１の補助ブーストスイッチ電流は、第
１補助ブーストスイッチＳ３は、電流が０の条件で、導
通状態に移行することを示している。
内を流れる第１の補助ブーストスイッチ電流の波形５３
０を示す。この第１の補助ブーストスイッチ電流は、第
１補助ブーストスイッチＳ３は、電流が０の条件で、導
通状態に移行することを示している。
【００３２】図５Ｄは、第２補助ブーストスイッチＳ４
内を流れる、第２の補助ブーストスイッチ電流の波形５
４０を示す。この波形５４０は、電流が０の状態におい
て、第２補助ブーストスイッチＳ４が導通状態に移行す
ることを示している。さらにまた、第２の補助ブースト
スイッチ電流は、同時にスタートし、第１の補助ブース
トスイッチ電流よりも長い間続く。第２の補助ブースト
スイッチ電流は、０に徐々に下がり、これにより第２補
助ブーストスイッチＳ４に対して、０の電流が非導通状
態に移行し、これは、第１の補助ブーストスイッチ電流
が突然終了するのとは対照的である。５３０、５４０
は、２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３０
０の補助段は、ＤＣＭで動作し、そのため、負荷へは少
しのパワーしか与えない。
内を流れる、第２の補助ブーストスイッチ電流の波形５
４０を示す。この波形５４０は、電流が０の状態におい
て、第２補助ブーストスイッチＳ４が導通状態に移行す
ることを示している。さらにまた、第２の補助ブースト
スイッチ電流は、同時にスタートし、第１の補助ブース
トスイッチ電流よりも長い間続く。第２の補助ブースト
スイッチ電流は、０に徐々に下がり、これにより第２補
助ブーストスイッチＳ４に対して、０の電流が非導通状
態に移行し、これは、第１の補助ブーストスイッチ電流
が突然終了するのとは対照的である。５３０、５４０
は、２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３０
０の補助段は、ＤＣＭで動作し、そのため、負荷へは少
しのパワーしか与えない。
【００３３】図６には、図３の２段構成の３相スプリッ
トブーストコンバータ３００の入力電流波形６００を示
す。この電流波形６００は、サイン波形の入力位相電圧
（図示せず）に対する３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩＮ
１）、Ｉ（ＲＩＮ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）を示す。図３の
２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００
で、０．９８の力率と１８％の入力ＴＨＤが達成され
た。かくして、本発明の２段構成の３相スプリットブー
ストコンバータ３００は、ＴＨＤが３２％である、図１
の従来技術にかかる３相スプリットブーストコンバータ
に対し、ＴＨＤの値を大幅に改善している。この改善
は、入力電流波形６００の３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩ
Ｎ１）、Ｉ（ＲＩＮ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）と、図２の入
力電流Ｉｉｎを比較することにより、はっきりと分か
る。この３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩＮ１）、Ｉ（ＲＩ
Ｎ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）は、入力電流Ｉｉｎのパルス形
状の波形よりはよりサイン波形に近い。これにより入力
電流ＴＨＤが小さくなる。
トブーストコンバータ３００の入力電流波形６００を示
す。この電流波形６００は、サイン波形の入力位相電圧
（図示せず）に対する３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩＮ
１）、Ｉ（ＲＩＮ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）を示す。図３の
２段構成の３相スプリットブーストコンバータ３００
で、０．９８の力率と１８％の入力ＴＨＤが達成され
た。かくして、本発明の２段構成の３相スプリットブー
ストコンバータ３００は、ＴＨＤが３２％である、図１
の従来技術にかかる３相スプリットブーストコンバータ
に対し、ＴＨＤの値を大幅に改善している。この改善
は、入力電流波形６００の３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩ
Ｎ１）、Ｉ（ＲＩＮ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）と、図２の入
力電流Ｉｉｎを比較することにより、はっきりと分か
る。この３つの入力位相電流Ｉ（ＲＩＮ１）、Ｉ（ＲＩ
Ｎ２）、Ｉ（ＲＩＮ３）は、入力電流Ｉｉｎのパルス形
状の波形よりはよりサイン波形に近い。これにより入力
電流ＴＨＤが小さくなる。
【００３４】ブーストコンバータ、特にスプリットブー
ストコンバータは、“An ImprovedHigh Efficiency Rec
tifier for Telecommunication Applications”、M.E.
Jacobs,et al,1996 IEEE INTELEC Proceedings,pp. 530
-535 に開示されている。
ストコンバータは、“An ImprovedHigh Efficiency Rec
tifier for Telecommunication Applications”、M.E.
Jacobs,et al,1996 IEEE INTELEC Proceedings,pp. 530
-535 に開示されている。
【図１】従来技術にかかる３相スプリットブーストコン
バータのブロック図。
バータのブロック図。
【図２】図１の３相スプリットブーストコンバータの入
力波形を表す図。
力波形を表す図。
【図３】本発明により構成された２段構成の３相スプリ
ットブーストコンバータの一実施例を表すブロック図。
ットブーストコンバータの一実施例を表すブロック図。
【図４】図３の２段構成の３相スプリットブーストコン
バータ用の主ブーストスイッチと、補助ブーストスイッ
チのそれぞれの状態を表す波形図。
バータ用の主ブーストスイッチと、補助ブーストスイッ
チのそれぞれの状態を表す波形図。
【図５】Ａ：図３の２段構成の３相スプリットブースト
コンバータの主ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。 Ｂ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第２の主ブーストインダクタ内を流れる電流の波形
を表す図。 Ｃ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第１の補助ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。 Ｄ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第２の補助ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。
コンバータの主ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。 Ｂ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第２の主ブーストインダクタ内を流れる電流の波形
を表す図。 Ｃ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第１の補助ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。 Ｄ：図３の２段構成の３相スプリットブーストコンバー
タの第２の補助ブーストインダクタ内を流れる電流の波
形を表す図。
【図６】図３の２段構成の３相スプリットブーストコン
バータに対応する、入力電流波形を表す図。
バータに対応する、入力電流波形を表す図。
１００ ３相スプリットブーストコンバータ １１０ 第１ＥＭＩフィルタ用インダクタ １１４ 第２ＥＭＩフィルタ用インダクタ １１８ 第３ＥＭＩフィルタ用インダクタ １２０ 第１フィルタ用キャパシタ １２４ 第２フィルタ用キャパシタ １２８ 第３フィルタ用キャパシタ １４０ スプリットブースト段 １４１ メインブーストパワー用インダクタ １４２ ブースト用ダイオード １４３、１４４ スイッチ １４５、１４６ 出力キャパシタ １５０、１５５ 高周波ＤＣ／ＤＣコンバータ １９０ 負荷 ２００ 入力波形 ３００ ２段構成の３相スプリットブーストコンバータ ３２０ ＥＭＩフィルタ ３３０ 主整流器 ３４０ 補助ブーストネットワーク ３５０ 補助整流器 ４００ 波形 ５３０、５４０ 波形 Ｓ１ 第１主ブーストスイッチ Ｓ２ 第２主ブーストスイッチ Ｓ３ 第１補助ブーストスイッチ Ｓ４ 第２補助ブーストスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 マーク エリット ジャコブス アメリカ合衆国、75248 テキサス、ダラ ス、アップルクロス レイン 7615
Claims (21)
- 【請求項１】 主段と補助段とを有する３相スプリット
ブーストコンバータ（３００）に使用され、前記主段
は、入力と前記３相スプリットブーストコンバータの第
１と第２の出力の間に接続される、第１と第２の主ブー
ストスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）と主整流器（３３０）とを
有し、 前記補助段は、前記入力と前記第１と第２の出力との間
に配置され、 前記補助段は、 （Ａ）前記入力の対応する相に接続される、第１と第２
と第３の補助ブーストインダクタ（Ｌｉａ，Ｌｉｂ，Ｌ
ｉｃ）と、 （Ｂ）前記第１と第２と第３の補助ブーストインダクタ
と、前記第１と第２の出力との間に配置される補助ブー
ストネットワーク（３４０）とを有し、 前記（Ｂ）補助ブーストネットワーク（３４０）は、 （Ｂ１）補助３相全波整流器（３５０）と、 （Ｂ２）第１と第２の補助ブーストダイオード（Ｄｂ
２，Ｄｂ３）と、 （Ｂ３）第１と第２の補助ブーストスイッチ（Ｓ３，Ｓ
４）と、 を有し、前記（Ｂ３）第１と第２の補助ブーストスイッ
チ（Ｓ３，Ｓ４）は、前記補助３相全波整流器（３５
０）と、前記第１と第２の補助ブーストダイオード（Ｄ
ｂ２，Ｄｂ３）との間に接続され、前記第１と第２と第
３の補助ブーストインダクタ（Ｌｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉ
ｃ）を流れる電流を導通させて、前記３相スプリットブ
ーストコンバータの入力点におけるＴＨＤを低減させる
ことを特徴とする３相スプリットブーストコンバータの
補助段。 - 【請求項２】 前記第１と第２の補助ブーストスイッチ
（Ｓ３，Ｓ４）は、前記補助３相全波整流器（３５０）
にまたがって接続されることを特徴とする請求項１記載
の補助段。 - 【請求項３】 前記第１の補助ブーストスイッチ（Ｓ
３）は、前記第１補助ブーストダイオード（Ｄｂ２）と
第２の補助ブーストダイオード（Ｄｂ３）との間に配置
されることを特徴とする請求項１記載の補助段。 - 【請求項４】 前記第２補助ブーストスイッチ（Ｓ４）
は、電流が０の状態で、導通状態と非導通状態の間を移
行することを特徴とする請求項１記載の補助段。 - 【請求項５】 前記第１と第２の補助ブーストスイッチ
（Ｓ３，Ｓ４）は、非導通状態から導通状態に移行する
ことを特徴とする請求項１記載の補助段。 - 【請求項６】 前記第２補助ブーストスイッチ（Ｓ４）
が導通状態にある間、前記第１補助ブーストスイッチ
（Ｓ３）は非導通状態に移行することを特徴とする請求
項１記載の補助段。 - 【請求項７】 前記補助３相全波整流器（３５０）は、
ブリッジ状態に配列された６個のダイオード（Ｄ７〜Ｄ
１２）を含むことを特徴とする請求項１記載の補助段。 - 【請求項８】 主段を有する３相スプリットブーストコ
ンバータに使用され、前記主段は、入力と前記３相スプ
リットブーストコンバータの第１と第２の出力の間に接
続される、第１と第２の主ブーストスイッチと主整流器
とを有するコンバータにおける入力電流全調和歪み（Ｔ
ＨＤ）を低減させる方法において、 （Ａ） 前記入力の対応する相に接続される第１と第２
と第３の補助ブーストインダクタ（Ｌｉａ，Ｌｉｂ，Ｌ
ｉｃ）を流れる入力電流の一部を移動させるステップ
と、 （Ｂ） 前記第１と第２と第３の補助ブーストインダク
タ（Ｌｉａ，Ｌｉｂ，Ｌｉｃ）と、前記第１と第２の出
力との間に配置される補助ブーストネットワー ク（３４０）を流れる前記入力電流の一部を処理するス
テップとを有し、 前記補助ブーストネットワーク（３４０）は、 （Ｂ１）補助３相全波整流器（３５０）と、 （Ｂ２）第１と第２の補助ブーストダイオード（Ｄｂ
２，Ｄｂ３）と、 （Ｂ３）前記補助３相全波整流器と、前記第１と第２の
補助ブーストダイオードの間に接続される第１と第２の
補助ブーストスイッチ（Ｓ３，Ｓ４）と、 を有し、 前記第１と第２と第３の補助ブーストインダクタを流れ
る電流の導通を制御し、前記３相スプリットブーストコ
ンバータの入力点における入力電流全調和歪み（ＴＨ
Ｄ）を低減させることを特徴とする３相スプリットブー
ストコンバータの入力点における入力電流全調和歪み
（ＴＨＤ）を低減させる方法。 - 【請求項９】 前記第１と第２の補助ブーストスイッチ
は、前記補助３相全波整流器にまたがって接続されるこ
とを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】 前記第１の補助ブーストスイッチを前
記第１補助ブーストダイオードと第２の補助ブーストダ
イオードとの間に配置されることを特徴とする請求項８
記載の方法。 - 【請求項１１】 （Ｃ）前記第２補助ブーストスイッチ
を電流が０の状態で導通状態と非導通状態の間で補助ス
イッチを切り替えるステップを更に有することを特徴と
する請求項８記載の方法。 - 【請求項１２】 （Ｄ）前記第１と第２の補助ブースト
スイッチを非導通状態から導通状態に移行させるステッ
プを更に有することを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１３】 （Ｅ）前記第２補助ブーストスイッチ
が導通状態にある間、前記第１補助ブーストスイッチを
非導通状態に移行させるステップを更に有することを特
徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１４】 前記補助３相全波整流器は、ブリッジ
状態に配列された６個のダイオードを含むことを特徴と
する請求項８記載の方法。 - 【請求項１５】 （Ｘ）主段と、 （Ｙ） 入力と第１と第２の出力との間に配置される補
助段と、を有する３相スプリットブーストコンバータに
おいて、 前記（Ｘ）主段は （Ｘ１）入力と、 （Ｘ２）前記入力に接続される主整流器と、 （Ｘ３）前記主整流器に接続される、第１と第２の主ブ
ーストスイッチと、 （Ｘ４）前記第１と第２の主ブーストスイッチにそれぞ
れ接続される、第１と第２の出力と を有し、 前記（Ｙ）補助段は （Ｙ１）前記入力の対応する相に接続される、第１と第
２と第３の補助ブーストインダクタと、 （Ｙ２）前記第１と第２と第３の補助ブーストインダク
タと、前記第１と第２の出力との間に配置される補助ブ
ーストネットワークとを有し、 前記（Ｙ２）補助ブーストネットワークは、 （Ｙ２１）補助３相全波整流器と、 （Ｙ２２）第１と第２の補助ブーストダイオードと、 （Ｙ２３）第１と第２の補助ブーストスイッチと、 を有し、前記（Ｂ３）第１と第２の補助ブーストスイッ
チは、前記補助３相全波整流器と、前記第１と第２の補
助ブーストダイオードとの間に接続され、前記第１と第
２と第３の補助ブーストインダクタを流れる電流を導通
させて、前記３相スプリットブーストコンバータの入力
点における、（ＴＨＤ）を低減させることを特徴とする
３相スプリットブーストコンバータ。 - 【請求項１６】 前記第１と第２の補助ブーストスイッ
チは、前記補助３相全波整流器にまたがって接続される
ことを特徴とする請求項１５記載の３相スプリットブー
ストコンバータ。 - 【請求項１７】 前記第１の補助ブーストスイッチは、
前記第１補助ブーストダイオードと第２の補助ブースト
ダイオードとの間に配置されることを特徴とする請求項
１５記載の３相スプリットブーストコンバータ。 - 【請求項１８】 前記第２補助ブーストスイッチは、電
流が０の状態で導通状態と、非導通状態の間を移行する
ことを特徴とする請求項１５記載の３相スプリットブー
ストコンバータ。 - 【請求項１９】 前記第１と第２の補助ブーストスイッ
チは、非導通状態から導通状態に移行することを特徴と
する請求項１５記載の３相スプリットブーストコンバー
タ。 - 【請求項２０】 前記第２補助ブーストスイッチが導通
状態にある間、前記第１補助ブーストスイッチは、非導
通状態に移行することを特徴とする請求項１５記載の３
相スプリットブーストコンバータ。 - 【請求項２１】 前記補助３相全波整流器は、ブリッジ
状態に配列された６個のダイオードを含むことを特徴と
する請求項１５記載の３相スプリットブーストコンバー
タ。
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