CN1270438A

CN1270438A - 两级三相分离升压变换器

Info

Publication number: CN1270438A
Application number: CN00104960A
Authority: CN
Inventors: 金·何(音译); 马克·E·雅克布斯
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1999-04-06
Filing date: 2000-04-05
Publication date: 2000-10-18
Also published as: US6075716A; EP1043831A2; EP1043831A3; JP2000316281A

Abstract

为了使用具有一个主级带有一个主整流器以及连接在所述三相分离升压变换器的输入与第一和第二输出之间的第一和第二主升压开关的一个三相分离升压变换器,位于该输入与该第一和第二输出之间的一个辅助级,减小输入电流总谐波失真(THD)的方法以及并入该辅助级或该方法的一个变换器。在一个实施例中,该辅助级包括:(1)第一、第二和第三辅助升压电感以及(2)一个辅助升压网络并且包括(2a)一个辅助三相全波整流器,(2b)第一和第二辅助升压二极管,以及(2c)第一和第二辅助升压开关。

Description

两级三相分离升压变换器

本发明通常针对功率变换，并且尤其针对具有主级和使用一个辅助升压网络的辅助级的三相分离升压变换器，以及减小三相分离升压变换器的输入处的总谐波失真(THD)的方法。

由相控和非受控二极管桥式整流器产生的低输入功率因数和高输入电流总谐波失真(THD)是功率变换器/整流器工业中众所周知的问题。低功率因数和高THD通常导致输入AC电压失真、AC配电系统损耗、中性谐波电流、系统谐振激励以及远程通信应用中的过额的备用交流发电机KVA额定值。为了解决这些问题，设计者试图开发能够引出具有低谐波含量和具有高置换功率因数的接近正弦的线路电流的改进的三相整流器或变换器。

升压变换器通常用于功率因数校正AC/DC整流器应用，例如线路调节器。典型地，选择连续导通模式(CCM)升压变换器这种布局(topology)是用于从由正弦的输入电压导出的相当低的DC电压中提供极稳定的输出电压。升压级处理AC输入并且产生一个DC输出电压，典型地为400V或800V。在高输入电压条件中使用分离升压变换器布局由于一些优点而尤其具有吸引力，例如减小的升压电感的尺寸、较低电压额定值的开关和电容以及较高的效率。

一个分离升压布局通过两个输出电容提供两个相等的但不同相(unparallelable)的电压。通过将最低的输入电压限制在两个输出电压的电压水平的一个值上，从而提高了效率。使用分离升压布局允许使用额定值为一个常规功率因数校正的升压级所要求的击穿电压的一半的功率转换半导体器件，而仍提供高功率变换效率。例如，对480Vac线路输入工作并且具有仅400V的中间DC总线电压的一个DC/DC桥式变换器可以容易地利用可用的600V半导体转换器件和450V铝电解能量存储电容，而不损失效率。分离升压变换器优化使用功率开关，又具有三级升压变换器的优点，例如减小的升压电感尺寸。

尽管分离升压变换器提供了许多优点，但是它无法完全解决三相高功率整流应用中低输入功率因数和高输入总谐波失真(THD)的矛盾问题。例如，三相分离升压变换器引出的输入电流显示出一个不连续的120°导通类型的非正弦波形。一个三相分离升压变换器在向一个较大负载供电时，输入电流波形典型地被限幅，并且看起来象方波，而不是真正的正弦波。低功率因数和高THD通常导致上述问题。在努力校正这些问题的过程中，电路设计者试图开发能够引出具有低谐波含量和高置换功率因数的接近正弦的线路电流的三相整流器或变换器。

最近，电源工业已经变得对成本很敏感，低生产成本是成功的关键。此外，三相系统的THD要求是不同的，国际市场THD要求通常在20％附近，而国内市场能够接受大约40％的THD。而且，一些校正电路可能需要超速恢复二极管桥式整流器和一个限流开启电路例如缓冲器。

因此，本领域中需要的是有效利用成本的、在减小输入电流THD的同时显示较高功率因数的一个三相分离升压变换器布局。

针对现有技术的上述缺点，本发明提供用于三相分离升压变换器的一个辅助级，具有一个主级并使用该辅助级的一个三相分离升压变换器，以及因此减小输入电流总谐波失真(THD)的方法。

在一个实施例中，该辅助级包括：(1)连接到该三相分离升压变换器的一个输入的相应相的第一、第二和第三辅助升压电感以及(2)位于第一、第二和第三辅助升压电感与该三相分离升压变换器第一和第二输出之间的一个辅助升压网络，并且包括(2a)一个辅助的三相全波整流器，(2b)第一和第二辅助升压二极管，和(2c)第一和第二辅助升压开关，连接在辅助的三相全波整流器与第一和第二辅助升压二极管之间，合作通过第一、第二和第三辅助升压电感导通电流，以减小该三相分离升压变换器的输入处的输入电流总谐波失真(THD)。

本发明引入在三相分离升压变换器中使用一个辅助升压级以减小输入电流THD并同时提高变换器的总功率因数的广义概念。该辅助升压网络包括一个辅助整流器、第一和第二辅助升压二极管以及第一和第二辅助升压开关，合作编排电流通过第一、第二和第三辅助升压电感导通。此外，辅助级减小了变换器中一些元件的压力，允许更明智地和经济地选择元件。

在本发明的一个实施例中，第一和第二辅助升压开关跨接辅助的三相全波整流器。在一个有关的但是另一个实施例中，第一辅助升压开关位于所述第一和第二辅助升压二极管之间。

在本发明的一个实施例中，第二辅助升压开关在基本为零电流的条件下在导通和不导通状态之间转换。这消除了一个限流开启电路例如一个缓冲器电路的需要。消除缓冲器电路减少了元件数，并且因此降低了成本，同时提高了总可靠性。

在本发明的一个实施例中，第一和第二辅助升压开关邻近地从不导通转换为接近导通状态。在一个有关的但是另一个实施例中，第一辅助升压开关还转换为不导通状态同时第二辅助升压开关位于导通状态。当然，前述转换周期的变型彻底包含在本发明的广泛范围中。

在本发明的一个实施例中，辅助的三相全波整流器包括桥式分布的6个二极管。但是，任何整流器布局都彻底包含在本发明的广泛范围中。

前面相当广泛地概述了本发明的理想的和可选择的特点，使得熟练的技术人员可以更好地理解以下本发明的详细描述。本发明的附加特点将在下面描述，构成本发明的权利要求书的主题。熟练的技术人员将意识到他们可以使用该公开的概念和特定实施例作为设计或修改其它结构的基础，用于实现本发明的同一目的。熟练的技术人员还将认识到相当的结构不偏离本发明在最广泛形式上的精神和范围。

为了对本发明有更完整的理解，结合附图参考以下描述，其中：

图1显示一个现有技术的三相分离升压变换器的示意图；

图2显示图1所示的现有技术三相分离升压变换器的典型输入波形；

图3显示根据本发明的原理构造的一个改进的两级三相分离升压(TSTPSB)变换器的一个实施例的示意图；

图4显示用于图3的TSTPSB变换器的主和辅助升压开关的相对状态的波形图；

图5A显示流经图3的TSTPSB变换器的主升压电感的电流波形；

图5B显示流经图3的TSTPSB变换器的第二主升压开关的电流波形；

图5C显示流经图3的TSTPSB变换器的第一辅助升压开关的电流波形；

图5D显示流经图3的TSTPSB变换器的第二辅助升压开关的电流波形；以及

图6显示相应图3所示的TSTPSB变换器的典型输入电流波形。

先参考图1，显示一个现有技术的三相分离升压变换器100的示意图。三相分离升压变换器100从一个AC电压源以三相Va、Vb、Vc接收输入功率。所示的实施例采用一个EMI滤波器，分别通过第一、第二和第三EMI滤波器电感110、114、118引入Va、Vb和Vc。第一滤波器电容120连接在第一和第二EMI滤波器电感110、114之间，第二滤波器电容124连接在第二和第三EMI滤波器电感114、118之间。最后，第三滤波器电容128连接在第一和第三EMI滤波器电感110、118之间。EMI滤波器电感110、114、118还连接到一个三相二极管桥式整流器130上，三相二极管桥式整流器130包括全桥式结构分布的多个二极管D1-D6。三相二极管桥式整流器130进一步连接到分离升压级140。

分离升压级140包括主升压功率电感141、用作开关的升压二极管142、两个有源开关143、144，以及两个输出电容145、146。输出电容145、146比较大，通过它们的电压在一个开关周期中基本不变并相等。升压级可以供应两个相等的输出负载。来自两个输出的负载可以随后在隔离的低电压端合并。在所示的实施例中，第一输出通过输出电容146提供并且连接到高频的变压器隔离的DC/DC变换器155。第二输出通过输出电容145提供并且连接到高频的变压器隔离的DC/DC变换器150。两个高频DC/DC变换器150、155的输出相互连接以供应负载190。常规控制电路，这里没有显示，近似地驱动有源开关143、144，这里没有描述。

开关143、144同时关和开。当开关143、144关时，输出电容145、146并联，因为升压二极管142在该模式下不导通。通过升压功率电感141的电流线性增加以在输出电容145、146中和升压电感141中存储能量。当开关143、144开时，存储在升压功率电感141中的能量通过升压二极管142和现在串联的电容145、146被释放到负载。当开关143、144通过同等地控制两个负载被开和关时，通过输出电容145、146的输出电压维持在一个基本相等的水平。

两级三相分离升压变换器的工作的详细描述被详细公开在美国专利号5,764,037，“具有两个输出的高效升压布局”，Jacobs和Farrington申请，在此作为参考。尽管在高输入电压条件下使用分离升压变换器布局可以提供一些优点，但是如果变换器能够对存在于功率变换业务中的输入功率因数和THD问题进行改进，则其应用将会更有利。

现在转向图2，显示用于图1所示的现有技术的分离升压变换器的典型输入波形200。输入波形200包括一个输入电压分量Vin和一个输入电流分量Iin。输入电压Vin显示为一个典型的正弦波，而由三相分离升压变换器引出的输入电流Iin显示一个非正弦波形。输入电流Iin看起来象一个限幅的不连续的120°导通类型的方波。理想地，输入电流Iin应该象一个正弦波，与输入电压Vin间没有相移。不幸地，输入线路电流谐波失真，或总谐波失真(THD)强制输入电流Iin被限幅成现在的波形，因此减小了总功率因数。在线路频率周期的四个时间段，即时间段t0-t1、t2-t3、t3-t4、t5-t6中，基本是零电流。在这些时间周期内的转换，从正电流到基本零电流到负电流到基本零电流，使得产生对电源系统有害的电流谐波。通过将输入电流Iin整形为正弦状形式，基本零电流的时间段可以减少或消除，电流THD可以减小。

现在转向图3，显示根据本发明的原理构造的两级三相分离升压(TSTPSB)变换器300的一个实施例的示意图。TSTPSB变换器300包括一个主级，具有从AC电压源以三相Va、Vb、Vc接收输入功率的一个输入，以及一个连接到具有全桥式结构分布的多个二极管D1-D6的三相二极管桥式主整流器300的EMI滤波器320。主级进一步包括连接到主整流器330的第一和第二主升压开关S1、S2、主升压电感Lb和主升压二极管Db1。TSTPSB变换器300的第一和第二输出Vo1、Vo2通过分别连接到第一和第二主升压开关S1、S2的第一和第二滤波器电容Co1、Co2连接。

TSTPSB变换器300进一步包括位于输入与第一和第二输出之间的一个辅助级，具有连接到输入的相应相的第一、第二和第三辅助升压电感Lia、Lib、Lic，以及位于第一、第二和第三辅助升压电感Lia、Lib、Lic与第一和第二输出Vo1、Vo2之间的一个辅助升压网络340。辅助升压网络340包括具有全桥式结构分布的多个二极管D7-D12的一个辅助三相全波整流器350，第一和第二辅助升压二极管Db2、Db3，以及第一和第二辅助升压开关S3、S4，合作通过第一、第二和第三辅助升压电感Lia、Lib、Lic导通电流，以减小TSTPSB变换器300的输入电流THD。

三相分离升压变换器300显示较低的输入电流THD以及提高的总功率因数。辅助升压网络340的结构允许辅助整流器350、第一和第二辅助升压二极管Db2、Db3以及第一和第二升压开关S3、S4更有效合作。这种合作导致通过第一、第二和第三辅助升压电感Lia、Lib、Lic的电流导通编排，因此减小了输入电流THD。此外，减小了变换器中一些元件的压力，允许更明智地和经济地选择元件。

在本实施例中，由于第一辅助升压开关S3的工作的不连续导通模式(DCM)，辅助的三相全波整流器350仅导通正向电流，因此避免了二极管反向恢复电流。该条件允许使用标准恢复低成本桥式整流器用于辅助三相全波整流器350，而不是更昂贵的超速恢复整流器。

此外，第一和第二辅助升压开关S3、S4在典型地基本为零电流的极小电流条件下转换为导通状态。该条件消除了一个限流开启电路例如一个缓冲器的需要，因此减少了元件数，并因此降低了成本。此外，还减小了第一和第二辅助升压开关S3、S4的开启损耗及第一和第二辅助升压二极管Db2、Db3的反向恢复损耗，因此提高了总效率。这是因为通过主升压电感Lb和三相二极管桥式主整流器330的电流在第一和第二辅助升压开关S3、S4的导通转换过程中都是连续的，导致TSTPSB变换器300的主级工作在连续导通模式(CCM)。

现在转向图4，显示用于图3的TSTPSB变换器300的主和辅助升压开关的相对状态的波形图400。波形图400显示第一和第二主升压开关S1、S2邻近地(proximally)在导通和不导通状态间转换，第一和第二辅助升压开关S3、S4邻近地从不导通转换到导通状态。当第二辅助升压开关S4为导通状态时第一辅助升压开关S3也转换到不导通状态。第一和第二辅助升压开关S3、S4理想地在一个基本零电流条件下在不导通和导通状态间转换。此外，第二辅助开关S4也理想地在一个基本零电流条件下从导通转换到不导通状态，允许其拥有基本为零的开关损耗。当然，前述转换周期的变型彻底包含在本发明的广泛范围内。

现在转向图5A、5B、5C和5D，显示用于图3的TSTPSB变换器的有关波形的集合。图5A显示流经主升压电感Lb的主升压电感电流的波形510。主升压电感电流总是大于零，表示TSTPSB变换器300的主级工作在CCM模式，并因此提供传递给负载的大多数功率。

图5B显示流经第二主升压开关S2的第二主升压开关电流的波形520。第二主升压开关电流显示第二主升压开关S2具有以上图4所示的导通和不导通状态。当然，第一主升压开关S1具有类似的电流波形，因为它具有与第二主升压开关S2相同的导通和不导通状态。

图5C显示流经第一辅助升压开关S3的第一辅助升压开关电流的波形530。第一辅助升压开关电流显示第一辅助升压开关S3在基本为零电流的条件下转换为导通状态。

图5D显示流经第二辅助升压开关S4的第二辅助升压开关电流的波形540，也在基本为零电流的条件下转换为导通状态。此外，第二辅助升压开关电流与第一辅助升压开关电流同时开始但持续时间更长。第二辅助升压开关电流斜降到基本为零，表示对于第二辅助升压开关S4，一个基本为零的电流转换为非导通状态，相反第一辅助升压开关电流陡然终止。波形530、540显示TSTPSB变换器300的辅助级工作在DCM模式并且因此提供释放到负载的少数功率。

现在转向图6，显示相应图3的TSTPSB变换器300的一个输入电流波形600。输入电流波形600显示对于正弦输入相电压(没有示出)的所有三个输入相电流I(RIN1)、I(RIN2)、I(RIN3)。使用图3的TSTPSB变换器300可以实现18％的输入THD和0.98的功率因数。因此，TSTPSB变换器300比THD典型地大于32％的图1的现有技术三相分离升压变换器实现了明显改进的THD值。该项改进还可以通过比较输入电流波形600的输入相电流I(RIN1)、I(RIN2)、I(RIN3)与图2所示的输入电流Iin看出。三相输入相电流I(RIN1)、I(RIN2)、I(RIN3)每个都产生比输入电流Iin的脉冲状波形更接近正弦的波形，因此产生较低的输入电流THD。

为了更好地理解升压变换器以及尤其是分离升压变换器，见“用于远程通信应用的一种改进的高效整流器”，M.E.Jacobs等，1996IEEE INTELEC会议，530-535页，在此作为参考。

尽管本发明已被详细描述，但是熟练的技术人员应该理解他们可以在这里进行各种修改、替换和变换，而不偏离本发明的最广泛形式的精神和范围。

Claims

1.为了使用具有一个主级带有一个主整流器以及连接在所述三相分离升压变换器的输入与第一和第二输出之间的第一和第二主升压开关的一个三相分离升压变换器，一个位于所述输入与所述第一和第二输出之间的辅助级，包括：

连接到所述输入的相应相的第一、第二和第三辅助升压电感；以及

位于所述第一、第二和第三辅助升压电感与所述第一和第二输出之间的辅助升压网络，并且包含：

一个辅助三相全波整流器，

第一和第二辅助升压二极管，以及

第一和第二辅助升压开关，连接在所述辅助三相全波整流器与所述第一和第二升压二极管之间，合作导通电流通过所述第一、第二和第三辅助升压电感，以减小所述三相分离升压变换器的所述输入处的输入电流总谐波失真(THD)。

2.权利要求1所述的辅助级，其中所述第一和第二辅助升压开关跨接所述辅助三相全波整流器。

3.权利要求1所述的辅助级，其中所述第一辅助升压开关位于所述第一和第二辅助升压二极管之间。

4.权利要求1所述的辅助级，其中所述第二辅助升压开关在一个基本为零电流的条件下在导通和不导通状态间转换。

5.权利要求1所述的辅助级，其中所述第一和第二辅助升压开关邻近地从不导通转换为导通状态。

6.权利要求1所述的辅助级，其中当所述第二辅助升压开关为导通状态时，所述第一辅助升压开关转换为不导通状态。

7.权利要求1所述的辅助级，其中所述辅助三相全波整流器包括桥式分布的6个二极管。

8.为了使用具有一个主级带有一个主整流器以及连接在所述三相分离升压变换器的输入与第一和第二输出之间的第一和第二主升压开关的一个三相分离升压变换器，一种减小输入电流总谐波失真(THD)的方法，包括：

通过连接到所述输入的相应相的第一、第二和第三辅助升压电感传递部分输入电流；以及

通过位于所述第一、第二和第三辅助升压电感与所述第一和第二输出之间的一个辅助升压网络处理所述部分，所述辅助升压网络包括：

一个辅助三相全波整流器，

第一和第二辅助升压二极管，以及

连接在所述辅助三相全波整流器与所述第一和第二辅助升压二极管之间的第一和第二辅助升压开关。

9.权利要求8所述的方法，其中所述第一和第二辅助升压开关跨接所述辅助三相全波整流器。

10.权利要求8所述的方法，其中所述第一辅助升压开关位于所述第一和第二辅助升压二极管之间。

11.权利要求8所述的方法进一步包括在一个基本为零电流的条件下将所述第二辅助升压开关在导通和不导通状态间转换。

12.权利要求8所述的方法进一步包括邻近地将所述第一和第二辅助升压开关从不导通转换为导通状态。

13.权利要求8所述的方法进一步包括将所述第一辅助升压开关转换为不导通状态同时所述第二辅助升压开关为导通状态。

14.权利要求8所述的方法，其中所述辅助三相全波整流器包括桥式分布的6个二极管。

15.一个三相分离升压变换器，包括：

一个主级，包含：

一个输入，

连接到所述输入的一个主整流器，

连接到所述主整流器的第一和第二主升压开关，以及

分别连接到所述第一和第二主升压开关的第一和第二输出；以及

位于所述输入与所述第一和第二输出之间的一个辅助级，并且包含：

位于所述第一、第二和第三辅助升压电感与所述第一和第二输出之间的一个辅助升压网络，并且包含：

一个辅助三相全波整流器，

第一和第二辅助升压二极管，以及连接在所述辅助三相全波整流器与所述第一和第二升压二极管之间的第一和第二辅助升压开关，合作导通电流通过所述第一、第二和第三辅助升压电感，以减小所述三相分离升压变换器的所述输入处的输入电流总谐波失真(THD)。

16.权利要求15所述的变换器，其中所述所述第一和第二辅助升压开关跨接所述辅助三相全波整流器。

17.权利要求15所述的变换器，其中所述第一辅助升压开关位于所述第一和第二辅助升压二极管之间。

18.权利要求15所述的变换器，其中所述第二辅助升压开关在一个基本为零电流的条件下在导通和不导通状态间转换。

19.权利要求15所述的变换器，其中所述第一和第二辅助升压开关邻近地从不导通转换为导通状态。

20.权利要求15所述的变换器，其中所述第一辅助升压开关转换为不导通状态同时所述第二辅助升压开关为导通状态。

21.权利要求15所述的变换器，其中所述辅助三相全波整流器包括桥式分布的6个二极管。