WO2019087238A1 - 電力変換システム - Google Patents

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Inventor
岡　利明
Original Assignee
東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion system provided with a PWM converter that performs reactive power control.
  • the PWM converter shown in Patent Document 1 refers to the regenerative operation function, it does not have a system reactive power control function.
  • the input voltage of the PWM converter depends on the amount of control of the reactive power, even if there is no fluctuation in the supplied AC voltage. Therefore, even if the DC voltage is changed according to the supplied AC voltage, the original purpose can not be achieved.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and it is an object of the present invention to provide a power conversion system with less loss of PWM converter in a power conversion system including a PWM converter that performs reactive power control.
  • the power conversion system of the present invention is connected to an AC power supply via an AC reactor, and comprises a power converter comprising a PWM converter, a DC capacitor and an inverter, and a voltage of the AC power supply.
  • a three-phase to two-phase converter that converts the three-phase current detected by the current detector into q-axis current feedback and d-axis current feedback orthogonal to each other based on the reference phase;
  • a voltage controller that outputs a q-axis current reference by controlling the obtained DC voltage reference so that a deviation between a correction voltage reference corrected by a correction circuit and a voltage applied to the DC capacitor is minimize
  • FIG. 2 is an internal configuration diagram of a DC voltage reference correction computing unit of the power conversion system according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a vector diagram for explaining the operation of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion system according to a first embodiment of the present invention.
  • Commercial three-phase AC power supply 1 is connected to PWM converter 31 of power converter 3 via AC reactor 2.
  • the power converter 3 comprises a PWM converter 31, a DC capacitor 33 and an inverter 32.
  • the DC output of the PWM converter 31 is smoothed by the DC capacitor 33 and input to the inverter 32.
  • the AC output of the inverter 32 drives the AC motor 4.
  • a grid load 5 is connected to the AC power supply 1 in parallel with the AC reactor 1.
  • the system load 5 is constituted of, for example, a plurality of induction motors each provided with a switch on the input side.
  • the power devices constituting the PWM converter 31 are on / off controlled by the gate signal supplied from the control unit 6.
  • a current detector 10 and a voltage detector 13 are provided on the input side of the PWM converter 31, that is, between the AC reactor 3 and the PWM converter 31, and a voltage for detecting a DC voltage in the DC link of the power converter 3.
  • a detector 34 is provided, the outputs of which are given to the control unit 6.
  • a current detector 11 and a voltage detector 12 are provided on the input side of the AC reactor 2, that is, between the AC power supply 1 and the AC reactor 2, and their outputs are supplied to the reactive power detector 81 of the reactive power control device 8. It is done.
  • the reactive power control device 8 obtains the difference between the set reactive power reference and the reactive power detector 81 by the subtractor 82, and supplies the difference to the reactive power controller 83 which is, for example, a PI controller.
  • the reactive power controller 83 performs adjustment control so as to minimize this difference, and outputs the d-axis current reference Id * to the control unit 6.
  • the output of the voltage detector 12 is given to the phase synchronization circuit 61. Further, the output of the current detector 10 is given to the three-phase to two-phase converter 62. Three-phase to two-phase converter 62 converts this three-phase current into q-axis feedback current Iq and a component of d-axis feedback feedback Id orthogonal to this based on the reference phase ⁇ output from phase synchronization circuit 61. Convert.
  • the phase synchronization circuit 61 is a phase synchronization circuit using a PLL (phase locked loop), and outputs a reference phase ⁇ synchronized with the voltage Vutl of the AC power supply 1.
  • the q-axis current Iq can be an effective current flowing into the PWM converter 31, and the d-axis current Id can be a reactive current.
  • the difference between the d-axis current reference Id * given from the reactive power controller 83 and the d-axis current feedback Id is obtained by the subtracter 63 and given to the d-axis current controller 65, which is, for example, a PI controller.
  • the d-axis current controller 65 performs adjustment control so as to minimize the given difference, outputs the d-axis voltage command Ed, and supplies it to the two-phase to three-phase converter 67.
  • a DC voltage reference correction circuit 79 is configured by the DC voltage reference correction computing unit 70 and the multiplier 69.
  • the output of the DC voltage reference correction computing unit 70 which receives the detected voltage of the voltage detector 13 is multiplied by a preset DC voltage reference Vdc_set by the multiplier 69, and the corrected DC voltage reference Vdc * which is the output thereof. Is given to the subtractor 71.
  • the subtractor 71 the difference between the DC voltage reference Vdc * and the DC voltage feedback Vdc which is the output of the voltage detector 34 is obtained and given to the DC voltage controller 72 which is, for example, a PI controller.
  • the DC voltage controller 72 controls so as to minimize the given difference and outputs the q-axis current reference Iq *.
  • the difference between the q-axis current reference Iq * and the q-axis current feedback Iq, which is the output of the three-phase to two-phase converter 62, is determined by the subtractor 64 and supplied to, for example, the q-axis current controller 66 which is a PI controller. .
  • the q-axis current controller 66 performs adjustment control so as to minimize the given difference, outputs the q-axis voltage command Eq, and supplies it to the two-phase to three-phase converter 67.
  • the two-phase to three-phase converter 67 converts the q-axis voltage command Eq and the d-axis voltage command Ed into three-phase voltage commands based on the reference phase ⁇ which is the output of the phase synchronization circuit 61 and outputs the PWM controller 68 Give to.
  • the PWM controller 68 supplies a pulse width modulated gate signal to each power device of the PWM converter 31 so that the input voltage of each phase of the PWM converter 31 becomes a voltage command of these three phases.
  • FIG. 2 shows the internal configuration of the DC voltage reference correction computing unit 70. Since the input voltage of the PWM converter 31 has a waveform distorted by the PWM carrier wave, the low pass filter 701 extracts the fundamental wave component. Then, the obtained input voltage Vc (referred to as a phase voltage effective value) is processed by the computing unit 702, and the result is given to the multiplier 69. The low pass filter 701 has an appropriate gain so that its output is equal to the fundamental wave component. As shown in the drawing, the computing unit 72 outputs 1 when the input voltage Vc is lower than a preset threshold Vcl, and outputs Vc / Vcl when Vc exceeds this threshold.
  • Vcl a preset threshold
  • DC voltage reference Vdc * in FIG. 1 becomes the set DC voltage reference Vdc_set when the input voltage of PWM converter 31 is lower than predetermined threshold Vcl, and is proportional to the exceeded amount when it exceeds Will increase.
  • the voltage detector 12 is an example of the “first voltage detector”.
  • the voltage detector 13 is an example of the “second voltage detector”.
  • the current detector 10 is an example of the “first current detector”.
  • the current detector 11 is an example of the “second current detector”.
  • the control unit 6 is an example of a “control circuit”.
  • the grid load 5 and the power converter 3 are examples of “power grid”.
  • the reactive power control device 8 is an example of a “reactive power control circuit”.
  • the DC voltage reference correction circuit 79 is an example of the “correction circuit”.
  • the DC voltage controller 72 is an example of a “voltage controller”.
  • the low pass filter 701 is an example of the “fundamental wave voltage detection circuit”.
  • the threshold Vcl is an example of the “first threshold”.
  • the threshold value Vcu is an example of the “second threshold value”.
  • FIG. 3 is a vector diagram for explaining the operation of the power conversion system of the first embodiment.
  • FIG. 3A shows the case where the reactive current flowing into the power conversion device 3 is slight
  • FIG. 3B shows the case where the reactive current leading to the power conversion device 3 is maximum.
  • Vc is an input voltage of the PWM converter 31
  • Is is an input current.
  • V L is a voltage drop of the AC reactor 2
  • the voltage Vutl of the AC power supply 1 is a vector sum of Vc and V L.
  • the voltage drop V L of the AC reactor 2 is orthogonal to the input current Is.
  • the input power factor angle of the PWM converter 31 is about 20 ° of the lead, and in this case, only a small amount of lead current flows.
  • the input voltage Vc of the PWM converter 31 has a value substantially equal to the voltage Vutl of the AC power supply 1.
  • FIG. 3A is a vector diagram of an extreme case in which the input power factor angle of the PWM converter 31 is 90 ° in advance and the input current Is becomes only the advance current.
  • the input voltage Vc of the PWM converter 31 largely exceeds the voltage Vutl of the AC power supply 1.
  • the DC voltage set so that the modulation factor becomes 1 in a state where the input voltage Vc of the PWM converter 31 is equal to the voltage Vutl of the AC power supply 1 Determine the reference Vdc_set.
  • the PWM converter 31 can not output the input voltage Vc when the leading reactive current increases as shown in FIG. 3B. Therefore, as shown in FIG. 2, when the DC voltage reference Vdc * is increased when the input voltage Vc exceeds the predetermined threshold value Vcl, a necessary reactive current can be supplied to the PWM converter 31. It becomes.
  • the set DC voltage reference Vdc_set will be considered. As described above, it is also conceivable to determine the set DC voltage reference Vdc_set so that the modulation factor is 1 in a state equal to the voltage Vutl of the AC power supply 1. However, at the maximum output voltage required by the inverter 32, It is more practical to determine the set DC voltage reference Vdc_set so that the modulation factor is 1. That is, the maximum voltage required by the load of the inverter 32 is set as the lower limit value of the voltage that can be output. If determined in this manner, coordination of control of the power conversion device including the reactive power control device 8, the power converter 3, and the control unit 6 can be measured without considering the conditions on the inverter side.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a power conversion system according to a second embodiment of the present invention.
  • a DC voltage reference correction circuit 79A is constituted by a DC voltage reference correction arithmetic unit 70A and a multiplier 69 in the control unit 6A.
  • the DC voltage reference correction arithmetic unit 70A The output of the voltage detector 12 and the q-axis current Iq and the d-axis current Id which are the outputs of the three-phase to two-phase converter 62 are given, and the voltage calculator 703 in the DC voltage reference correction calculator 70A.
  • the fundamental wave voltage of the input voltage of the PWM converter 31 is obtained from the AC power supply voltage Vutl (referred to as a phase voltage effective value), the q-axis current Iq and the d-axis current Id.
  • the DC voltage reference correction circuit 79A is an example of the “correction circuit”.
  • the voltage calculator 703 is an example of the “fundamental wave voltage detection circuit”.
  • the voltage drop V L of the AC reactor 2 is orthogonal to the input current Is. Then, since the in-phase component of the converter input voltage Vc of the input current Is is Iq and the quadrature component is Id, the voltage drop V L is decomposed into the in-phase component and the quadrature component of the converter input voltage Vc to obtain an absolute value of the converter input voltage Equation (1) holds.
  • L is the inductance of the AC reactor 2 and R is the resistance value of the AC reactor 2.
  • the current flows from the power supply 1 into the PWM converter in a positive direction
  • Id is a lead current.
  • the internal configuration of the DC voltage reference correction arithmetic unit 70A is shown in FIG.
  • the voltage computing unit 703 is an example in which the input voltage of the PWM converter 31 is obtained by the above equation (2). Then, as in the first embodiment, the DC voltage reference Vdc_set is corrected as necessary by the operation of the computing unit 702.
  • Formula (2) is used in FIG. 5, Formula (1) may be used.
  • control delay may occur.
  • no delay element such as a filter
  • a delay in control does not occur basically.
  • the input signal of the DC voltage reference correction computing unit 70A instead of the q-axis current feedback Iq and the d-axis current feedback Id.
  • the q-axis current command Iq * which is the output of the DC voltage controller 72
  • the d-axis current command Id * which is the output of the reactive power controller 83 may be used.
  • the d-axis current command Id * can be obtained by direct calculation from the detected value in the reactive power control device 8 and the reactive power reference, and faster control is possible.
  • the command amount is used instead of the feedback amount, control can be performed with priority given to quick response over certainty.
  • the three-phase voltage command which is the output of the two-to-three phase converter 67 may be used without using the detection voltage of the voltage detector 13.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a power conversion system according to a third embodiment of the present invention. About each part of this Example 3, the same part as each part of the power conversion system based on Example 1 of this invention of FIG. 1 is shown with the same code
  • a DC voltage reference correction circuit 79B is configured by the DC voltage reference correction arithmetic unit 70B and the multiplier 69 in the control unit 6B, and the DC voltage reference correction arithmetic unit In 70B, the d-axis voltage command Ed which is the output of the d-axis current controller 65 and the q-axis voltage command Eq which is the output of the q-axis current controller 66 are given. Further, as shown in FIG. In the voltage calculator 704 in the unit 70B, the DC voltage reference correction calculator 70B is obtained from the d-axis voltage command Ed and the q-axis voltage command Eq.
  • the DC voltage reference correction circuit 79B is an example of the “correction circuit”.
  • the voltage calculator 704 is an example of the “fundamental wave voltage detection circuit”.
  • the voltage computing unit 704 obtains the absolute value of the input voltage of the PWM converter 31 by the above equation (3). Then, as in the first embodiment, the DC voltage reference Vdc_set is corrected as necessary by the operation of the computing unit 702.
  • control is delayed by the control time constants of the d-axis current controller 65 and the q-axis current controller 66 as compared to the second embodiment, but the control time constant of this portion is short.
  • the reactive power detected by the reactive power detector 81 has been described as the reactive power of the power conversion device 3 and the grid load 5, but the power conversion device 3 does not necessarily have to be included.
  • the load of the inverter 32 is the AC motor 4, but it may not be the AC motor 4 but may be a general AC load including an electric heater or the like.
  • the set DC voltage reference Vdc_set it is also possible to set the set DC voltage reference Vdc_set to a value lower than the lower limit value of the voltage capable of outputting the maximum voltage required by the load of the inverter 32 described in the first embodiment.
  • an arithmetic unit corresponding to the DC voltage reference correction arithmetic unit 70 is provided also for control on the inverter 32 side, and the output voltage of the inverter 32 exceeds the predetermined threshold. Then, correction may be performed to increase the DC voltage reference.
  • Reference Signs List 1 AC power supply 2 AC reactor 3 power converter 31 PWM converter 32 inverter 33 DC capacitor 34 voltage detector 4 AC motor 5 grid load 6, 6A, 6B control unit 61 phase synchronization circuit 62 three-phase to two-phase converter 63, 64 71 Subtractor 65 d-axis current controller 66 q-axis current controller 67 2-phase to 3-phase converter 68 PWM controller 69 multiplier 70, 70A, 70B DC voltage reference correction computing unit 701 low pass filter 702 computing unit 703, 704 Voltage Calculator 72 DC Voltage Controller 79, 79A, 79B DC Voltage Reference Correction Circuit 8 Reactive Current Controller 81 Reactive Power Detector 82 Subtractor 83 Reactive Power Controller 10, 11 Current Detector 12, 13 Voltage Detection vessel

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Abstract

交流電源１に交流リアクトル２を介して接続され、ＰＷＭコンバータ３１と直流コンデンサ３３とインバータ３２とで構成される電力変換器３と、ＰＷＭコンバータ３３を制御する制御回路６と、交流電源１に接続される電力系統の無効電力が所望の無効電力となるように制御してｄ軸電流指令を制御回路６に与える無効電力制御回路８とで構成する。制御回路６は、直流コンデンサ３３の電圧が補正回路７０で補正された電圧基準となるようにｑ軸電流を制御すると共に、ｄ軸電流がｄ軸電流指令となるように制御する。補正回路７０は電力変換器３の入力電圧の基本波相電圧Ｖｃを求める相電圧検出回路を有し、基本波相電圧Ｖｃが閾値Ｖｃｌ以下のときには、与えられた直流電圧基準をそのまま出力し、基本波相電圧Ｖｃが閾値Ｖｃｌを超えたときには超えた量に比例して直流電圧基準を増大させる。

Description

電力変換システム
　この発明は、無効電力制御を行うＰＷＭコンバータを備えた電力変換システムに関する。
　交流電力を直流電力に変換するコンバータを備えた電力変換装置として、コンバータに自己消弧形スイッチング素子を使用して所謂自励コンバータとし、ＰＷＭ制御を行うものが知られている。このような形のＰＷＭコンバータを用いる場合、通常はその出力である直流電圧が予め定められた一定の値となるように制御される。そして、ＰＷＭコンバータの損失を考慮して、常時は直流電圧を低い値に設定しておき、系統の電圧が変動して上昇したとき、直流電圧を上昇させることが提案されている（例えば特許文献１参照。）。
特開平１０－３０４６６７（全体）
　特許文献１に示されているＰＷＭコンバータは、回生運転機能には言及しているが、系統の無効電力制御機能は備えていない。系統の無効電力制御装置と組み合わせて用いられ、電力系統の無効電力制御を行う場合には、たとえ供給される交流電圧の変動がなくても、ＰＷＭコンバータの入力電圧は無効電力の制御量に依存して大きく変動するため、供給される交流電圧に応じて直流電圧を変化させても本来の目的を達成することができない。
　本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、無効電力制御を行うＰＷＭコンバータを備えた電力変換システムにおいて、よりＰＷＭコンバータの損失の少ない電力変換システムを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の電力変換システムは、交流電源に交流リアクトルを介して接続され、ＰＷＭコンバータと直流コンデンサとインバータとで構成される電力変換器と、前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記ＰＷＭコンバータの入力電流を検出する電流検出器と、３相の電圧指令を与えることによって前記ＰＷＭコンバータを制御する制御回路と、前記交流電源に接続される電力系統の無効電力が所望の無効電力となるように制御する無効電力制御回路とから成り、前記制御回路は、前記第１の電圧検出器の出力を入力として基準位相を得る位相同期回路と、前記電流検出器で検出された３相電流を前記基準位相に基づいて互いに直交するｑ軸電流帰還とｄ軸電流帰還に変換する３相―２相変換器と、与えられた直流電圧基準を補正回路によって補正した補正電圧基準と前記直流コンデンサに印加される電圧の偏差が最小になるように制御してｑ軸電流基準を出力する電圧制御器と、前記ｑ軸電流基準を前記ｑ軸電流帰還と比較し、その偏差が最小になるように制御してｑ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制御器と、ｄ軸電流基準を前記ｄ軸電流帰還と比較し、その偏差が最小になるように制御してｄ軸電圧基準を出力するｄ軸電流制御器と、前記ｑ軸電圧基準及び前記ｄ軸電圧基準を前記基準位相に基づいて前記３相の電圧指令に変換する２相―３相変換器とを具備し、前記無効電力制御回路は前記ｄ軸電流基準を前記制御回路に与え、前記補正回路は、前記ＰＷＭコンバータの入力電圧の基本波電圧を求める基本波電圧検出回路を有し、前記基本波電圧が第１の閾値以下のときには、前記与えられた直流電圧基準をそのまま出力し、前記基本波電圧が第１の閾値を超えたときには超えた量に比例して前記直流電圧基準を増大するようにしたことを特徴としている。
　この発明によれば、無効電力制御を行うＰＷＭコンバータを備えた電力変換システムにおいて、よりＰＷＭコンバータの損失の少ない電力変換システムを提供することができる。
本発明の実施例１に係る電力変換システムの回路構成図。 本発明の実施例１に係る電力変換システムの直流電圧基準補正演算器の内部構成図。 本発明の動作を説明するためのベクトル図。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの回路構成図。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの直流電圧基準補正演算器の内部構成図。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの他の構成の回路構成図。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの他の構成の直流電圧基準補正演算器の内部構成図。 本発明の実施例３に係る電力変換システムの回路構成図。 本発明の実施例３に係る電力変換システムの直流電圧基準補正演算器の内部構成図。
　以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
　図１は本発明の実施例１に係る電力変換システムの回路構成図である。商用の３相の交流電源１が、交流リアクトル２を介して電力変換器３のＰＷＭコンバータ３１に接続される。電力変換器３は、ＰＷＭコンバータ３１、直流コンデンサ３３及びインバータ３２より構成される。ＰＷＭコンバータ３１の直流出力は直流コンデンサ３３で平滑化されインバータ３２に入力される。インバータ３２の交流出力は交流電動機４を駆動する。交流電源１には交流リアクトル１と並列に系統負荷５が接続されている。系統負荷５は例えば、各々入力側に開閉器を備えた複数台の誘導電動機から構成される。
　ＰＷＭコンバータ３１を構成するパワーデバイスは、制御部６から与えられるゲート信号によりオンオフ制御されている。ＰＷＭコンバータ３１の入力側、すなわち交流リアクトル３とＰＷＭコンバータ３１との間には、電流検出器１０及び電圧検出器１３が設けられ、また電力変換器３の直流リンクには直流電圧を検出する電圧検出器３４が設けられ、これらの出力は制御部６に与えられている。
　交流リアクトル２の入力側、すなわち交流電源１と交流リアクトル２との間には電流検出器１１と電圧検出器１２が設けられ、無効電力制御装置８の無効電力検出器８１に各々の出力が供給されている。無効電力制御装置８は、設定された無効電力基準と無効電力検出器８１との差分を減算器８２で求め、例えばＰＩ制御器である無効電力制御器８３に与える。無効電力制御器８３はこの差分が最小となるように調節制御して、ｄ軸電流基準Ｉｄ＊を制御部６に出力する。
　以下、制御部６の内部構成について説明する。位相同期回路６１には電圧検出器１２の出力が与えられる。また、３相―２相変換器６２には電流検出器１０の出力が与えられる。３相―２相変換器６２は、位相同期回路６１が出力する基準位相θに基づいてこの３相電流をｑ軸帰還電流Ｉｑとこれと直交するｄ軸帰流帰還Ｉｄの２軸の成分に変換する。ここで位相同期回路６１はＰＬＬ（フェーズロックドループ）を使用した位相同期回路であり、交流電源１の電圧Ｖｕｔｌに同期した基準位相θを出力する。基準位相θを適切に選べば、ｑ軸電流ＩｑはＰＷＭコンバータ３１に流入する有効電流、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流とすることができる。
　無効電力制御器８３から与えられるｄ軸電流基準Ｉｄ＊は、ｄ軸電流帰還Ｉｄとの差分が減算器６３で求められ、例えばＰＩ制御器であるｄ軸電流制御器６５に与えられる。ｄ軸電流制御器６５は与えられた差分が最小になるように調節制御してｄ軸電圧指令Ｅｄを出力して２相―３相変換器６７に与える。
　次にｑ軸電流制御について説明する。直流電圧基準補正演算器７０と乗算器６９にて直流電圧基準補正回路７９を構成している。電圧検出器１３の検出電圧を入力とする直流電圧基準補正演算器７０の出力は、あらかじめ設定された直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔと乗算器６９で乗算され、その出力である補正された直流電圧基準Ｖｄｃ＊は減算器７１に与えられる。減算器７１において、この直流電圧基準Ｖｄｃ＊と電圧検出器３４の出力である直流電圧帰還Ｖｄｃとの差分が求められ例えばＰＩ制御器である直流電圧制御器７２に与えられる。直流電圧制御器７２は与えられた差分が最小となるように制御してｑ軸電流基準Ｉｑ＊を出力する。ｑ軸電流基準Ｉｑ＊は減算器６４で３相―２相変換器６２の出力であるｑ軸電流帰還Ｉｑとの差分が求められ、例えばＰＩ制御器であるｑ軸電流制御器６６に与えられる。ｑ軸電流制御器６６は与えられた差分が最小になるように調節制御してｑ軸電圧指令Ｅｑを出力して２相―３相変換器６７に与える。
　２相―３相変換器６７においては位相同期回路６１の出力である基準位相θに基づいて上記ｑ軸電圧指令Ｅｑとｄ軸電圧指令Ｅｄを３相の電圧指令に変換してＰＷＭ制御器６８に与える。ＰＷＭ制御器６８はＰＷＭコンバータ３１の各相の入力電圧がこの３相の電圧指令となるようにＰＷＭコンバータ３１の各パワーデバイスに対して、パルス幅変調されたゲート信号を供給する。
　図２に直流電圧基準補正演算器７０の内部構成を示す。ＰＷＭコンバータ３１の入力電圧はＰＷＭ搬送波によって歪んだ波形となっているので、低域通過フィルタ７０１によって基本波成分を抽出する。そして得られた入力電圧Ｖｃ（相電圧実効値とする。）を演算器７０２で処理し、その結果を乗算器６９に与える。なお、低域通過フィルタ７０１は適切なゲインを有し、その出力が基本波成分と等しくなるようにしている。演算器７２は、図示したように入力電圧Ｖｃが予め設定した閾値Ｖｃｌ以下では１を出力し、Ｖｃがこの閾値を超えるとＶｃ／Ｖｃｌを出力する。そして、必要に応じてＶｃが上限の閾値Ｖｃｕを超えた場合には、Ｖｃｕ／Ｖｃｌでリミットを掛けるようにする。このように構成すると、図１における直流電圧基準Ｖｄｃ＊は、ＰＷＭコンバータ３１の入力電圧が所定の閾値Ｖｃｌ以下のときは設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔとなり、それを超えたときは、超えた量に比例して増大することとなる。
　電圧検出器１２は「第１の電圧検出器」の一例である。電圧検出器１３は「第２の電圧検出器」の一例である。電流検出器１０は「第１の電流検出器」の一例である。電流検出器１１は「第２の電流検出器」の一例である。制御部６は「制御回路」の一例である。系統負荷５と電力変換器３は「電力系統」の一例である。無効電力制御装置８は「無効電力制御回路」の一例である。直流電圧基準補正回路７９は「補正回路」の一例である。直流電圧制御器７２は「電圧制御器」の一例である。低域通過フィルタ７０１は「基本波電圧検出回路」の一例である。閾値Ｖｃｌは「第１の閾値」の一例である。閾値Ｖｃｕは「第２の閾値」の一例である
　図３はこの実施例１の電力変換システムの作用を説明するためのベクトル図である。図３（ａ）は電力変換装置３に流入する無効電流が僅かの場合、図３（ｂ）は電力変換装置３に流入する進みの無効電流が最大となった場合を示している。図３（ａ）において、ＶｃはＰＷＭコンバータ３１の入力電圧、Ｉｓは入力電流である。ＶＬを交流リアクトル２の電圧ドロップとすれば、交流電源１の電圧ＶｕｔｌはＶｃとＶＬのベクトル和となる。尚、交流リアクトル２の電圧ドロップＶＬは入力電流Ｉｓと直交する。図に示すように、ＰＷＭコンバータ３１の入力力率角は進みの２０°程度であり、この場合進み電流は僅かしか流れていない。そしてＰＷＭコンバータ３１の入力電圧Ｖｃは、ほぼ交流電源１の電圧Ｖｕｔｌに等しい値となっている。
　これに対して、図３（ａ）はＰＷＭコンバータ３１の入力力率角が進みの９０°となってその入力電流Ｉｓが進み電流のみとなった極端な場合のベクトル図である。図示したように、無効電力制御装置８からのｄ軸電流指令Ｉｄ＊が増加した場合、ＰＷＭコンバータ３１の入力電圧Ｖｃは、交流電源１の電圧Ｖｕｔｌを大きく上回ることになる。
　従って、例えば図３（ａ）に示したような電圧関係を想定して、ＰＷＭコンバータ３１の入力電圧Ｖｃが交流電源１の電圧Ｖｕｔｌに等しい状態で、変調率が１となるように設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔを決める。この場合、この設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔが一定のままでは、図３（ｂ）のように進みの無効電流が増加したとき、ＰＷＭコンバータ３１が入力電圧Ｖｃを出力できなくなってしまう。このため、図２に示したように、入力電圧Ｖｃが所定の閾値Ｖｃｌを超えたとき、直流電圧基準Ｖｄｃ＊を増大するようにすれば、ＰＷＭコンバータ３１に必要な無効電流を流すことが可能となる。
　次に、設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔについて考察する。上述したように、交流電源１の電圧Ｖｕｔｌに等しい状態で、変調率が１となるように設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔを決めることも考えられるが、インバータ３２が要求する最大出力電圧においてインバータ３２側の変調率が１となるように設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔを決めることがより実践的である。すなわち、インバータ３２の負荷が要求する最大電圧を出力可能な電圧の下限値とする。このように決めれば、インバータ側の条件を考慮することなく無効電力制御装置８と電力変換器３と制御部６から成る電力変換装置の制御の協調を計ることが可能となる。尚、設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔをもう少し低減して、インバータ３２を過変調で運転することも考えられるが、高調波が増加するので注意を要する。これはコンバータ３１側についても同様であるが、コンバータ３１側については、前述の閾値Ｖｃｌを適切に選定することによってこれを防止することができる。
　図４は本発明の実施例２に係る電力変換システムの回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換システムの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、制御部６Ａ内の直流電圧基準補正演算器７０Ａと乗算器６９にて直流電圧基準補正回路７９Ａを構成しており、直流電圧基準補正演算器７０Ａは電圧検出器１２の出力および３相―２相変換器６２の出力であるｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄが与えられ、さらに、直流電圧基準補正演算器７０Ａ内の電圧演算器７０３にて、交流電源電圧Ｖｕｔｌ（相電圧実効値とする。）、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流ＩｄからＰＷＭコンバータ３１の入力電圧の基本波電圧を求めるようにした点である。直流電圧基準補正回路７９Ａは「補正回路」の一例である。電圧演算器７０３は「基本波電圧検出回路」の一例である。
　図２（ａ）のベクトル図において、交流リアクトル２の電圧ドロップＶＬは入力電流Ｉｓと直交している。そして入力電流Ｉｓのコンバータ入力電圧Ｖｃの同相成分がＩｑ、直交成分がＩｄであるから、電圧ドロップＶＬをコンバータ入力電圧Ｖｃの同相成分と直交成分に分解して、コンバータ入力電圧の絶対値として（１）式が成立する。ここでＬは交流リアクトル２のインダクタンスであり、Ｒは交流リアクトル２の抵抗値である。またこの場合電流は電源１からＰＷＭコンバータに流れ込む方向を正、Ｉｄは進み電流で正としている。
　　｜Ｖｃ｜＝{（Ｖｕｔｌ＋ωＬIｄ－ＲＩq）２＋（ωＬＩｑ＋ＲＩｄ）２}1/2　・・・（１）
また、交流リアクトル２の抵抗値Ｒが無視できる場合は（２）式を使用することができる。
　　｜Ｖｃ｜＝{（Ｖｕｔｌ＋ωＬＩｄ）２＋（ωＬＩｑ）２}1/2・・・（２）
　直流電圧基準補正演算器７０Ａの内部構成を図５に示す。電圧演算器７０３は上記の（２）式によってＰＷＭコンバータ３１の入力電圧を求めた例である。そして、実施例１と同様に、演算器７０２の動作によって、必要に応じて直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔの補正を行う。図５では（２）式を使用しているが（１）式を使用しても良い。
　次に、制御の即応性について考察する。実施例１においては低域通過フィルタ７０１を用いているため、制御の遅れが生ずる恐れがある。これに対しこの実施例２はフィルタ等の遅れ要素は用いていないため制御の遅れは基本的には生じない。この実施例２において更に制御の即応性を改善するには、図６及び図７に示す様に、ｑ軸電流帰還Ｉｑ及びｄ軸電流帰還Ｉｄに代えて直流電圧基準補正演算器７０Ａの入力信号を直流電圧制御器７２の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊及び無効電力制御器８３の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊を用いるようにすれば良い。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊は無効電力制御装置８内の検出値と無効電力基準とから直接演算によって求めることが可能であり、更に速い制御が可能となる。
　このように帰還量でなく、指令量を使用すれば、確実性より即応性を優先した制御が可能となる。これは実施例１についても同様である。すなわち、この場合は電圧検出器１３の検出電圧を用いず、２相―３相変換器６７の出力である３相の電圧指令を用いればよい。
　図８は本発明の実施例３に係る電力変換システムの回路構成図である。この実施例３の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換システムの各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、制御部６Ｂ内の、直流電圧基準補正演算器７０Ｂと乗算器６９にて直流電圧基準補正回路７９Ｂを構成しており、直流電圧基準補正演算器７０Ｂはｄ軸電流制御器６５の出力であるｄ軸電圧指令Ｅｄと、ｑ軸電流制御器６６出力であるｑ軸電圧指令Ｅｑが与えられ、さらに、図９に示す様に直流電圧基準補正演算器７０Ｂ内の電圧演算器７０４にて、電直流電圧基準補正演算器７０Ｂをｄ軸電圧指令Ｅｄ及びｑ軸電圧指令Ｅｑから求めるようにした点である。直流電圧基準補正回路７９Ｂは「補正回路」の一例である。電圧演算器７０４は「基本波電圧検出回路」の一例である。

　ｄ軸電圧指令Ｅｄ及びｑ軸電圧指令Ｅｑは相電圧ベクトルＶｃを直交座標に投影したものであるから、（３）式が成立する。
　　｜Ｖｃ｜＝(Ｅｄ２＋Ｅｑ２)1/2／√２・・・（３）
従って、電圧演算器７０４は上記の（３）式によってＰＷＭコンバータ３１の入力電圧の絶対値を求める。そして、実施例１と同様に、演算器７０２の動作によって、必要に応じて直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔの補正を行う。
　この実施例３の場合、実施例２に比べ、ｄ軸電流制御器６５及びｑ軸電流制御器６６の制御時定数だけ制御が遅れることになるが、この部分の制御時定数は短いので基本的に問題はない。
　以上本発明の実施例を説明したが、これは例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　例えば各実施例において、無効電力検出器８１が検出する無効電力は電力変換装置３と系統負荷５の無効電力と説明したが、電力変換装置３を必ずしも含んでいる必要はない。
　また、各実施例において、インバータ３２の負荷は交流電動機４としたが、必ずしも交流電動機４ではなく、電熱ヒータなどを含む一般の交流負荷であっても良い。
　また、設定直流電圧基準Ｖｄｃ＿ｓｅｔを実施例１で述べたインバータ３２の負荷が要求する最大電圧を出力可能な電圧の下限値より更に低い値に設定することも可能である。この場合はインバータ３２の出力電圧が所定の閾値を超えたとき、インバータ３２側の制御についても直流電圧基準補正演算器７０に相当する演算器を設け、インバータ３２の出力電圧が所定の閾値を超えたとき直流電圧基準を増大する補正を行えば良い。
１　交流電源
２　交流リアクトル
３　電力変換器
３１　ＰＷＭコンバータ
３２　インバータ
３３　直流コンデンサ
３４　電圧検出器
４　交流電動機
５　系統負荷
６、６Ａ、６Ｂ　制御部
６１　位相同期回路
６２　３相―２相変換器
６３、６４、７１　減算器
６５　ｄ軸電流制御器
６６　ｑ軸電流制御器
６７　２相―３相変換器
６８　ＰＷＭ制御器
６９　乗算器
７０、７０Ａ、７０Ｂ　直流電圧基準補正演算器
７０１　低域通過フィルタ
７０２　演算器
７０３、７０４　電圧演算器
７２　直流電圧制御器
７９、７９Ａ，７９Ｂ　直流電圧基準補正回路
８　無効電流制御装置
８１　無効電力検出器
８２　減算器
８３　無効電力制御器
１０、１１　電流検出器
１２、１３　電圧検出器

Claims (9)

  1. 　交流電源に交流リアクトルを介して接続され、ＰＷＭコンバータと直流コンデンサとインバータとで構成される電力変換器と、
    前記交流電源の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
    前記ＰＷＭコンバータの入力電流を検出する電流検出器と、
    ３相の電圧指令を与えることによって前記ＰＷＭコンバータを制御する制御回路と、
    前記交流電源に接続される電力系統の無効電力が所望の無効電力となるように制御する無効電力制御回路とから成り、
    前記制御回路は、
    前記第１の電圧検出器の出力を入力として基準位相を得る位相同期回路と、
    前記電流検出器で検出された３相電流を前記基準位相に基づいて互いに直交するｑ軸電流帰還とｄ軸電流帰還に変換する３相―２相変換器と、
    与えられた直流電圧基準を補正回路によって補正した補正電圧基準と前記直流コンデンサに印加される電圧の偏差が最小になるように制御してｑ軸電流基準を出力する電圧制御器と、
    前記ｑ軸電流基準を前記ｑ軸電流帰還と比較し、その偏差が最小になるように制御してｑ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制御器と、
    ｄ軸電流基準を前記ｄ軸電流帰還と比較し、その偏差が最小になるように制御してｄ軸電圧基準を出力するｄ軸電流制御器と、
    前記ｑ軸電圧基準及び前記ｄ軸電圧基準を前記基準位相に基づいて前記３相の電圧指令に変換する２相―３相変換器と
    を具備し、
    前記無効電力制御回路は前記ｄ軸電流基準を前記制御回路に与え、
    前記補正回路は、
    前記ＰＷＭコンバータの入力電圧の基本波電圧を求める基本波電圧検出回路を有し、
    前記基本波電圧が第１の閾値以下のときには、前記与えられた直流電圧基準をそのまま出力し、
    前記基本波電圧が第１の閾値を超えたときには超えた量に比例して前記直流電圧基準を増大するようにしたことを特徴とする電力変換システム。
  2. 　前記基本波電圧検出回路は、
    前記ＰＷＭコンバータの出力電圧を検出する第２の電圧検出器の出力から低域通過フィルタを介して得るようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 　前記基本波電圧検出回路は、
    前記３相の電圧指令から得るようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  4. 　前基本波電圧検出回路は、
    前記交流電源の電圧、前記ｑ軸電流帰還及び前記ｄ軸電流帰還、並びに前記交流リアクトルのインダクタンス値から演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  5. 　前記基本波電圧検出回路は、
    前記交流電源の電圧、前記ｑ軸電流基準及びｄ軸電流基準、並びに前記交流リアクトルのインダクタンス値から演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  6. 　前記基本波電圧検出回路は、
    前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令からから演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  7. 　前記直流電圧基準は、
    前記インバータの負荷が要求する最大電圧を出力可能な電圧の下限値とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  8. 　前記インバータの負荷は交流電動機であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
  9. 　前記補正回路は、
    前記ＰＷＭコンバータの入力電圧の基本波電圧を求める基本波電圧検出回路を有し、
    前記基本波電圧が第１の閾値以下のときには、前記与えられた直流電圧基準をそのまま出力し、
    前記基本波電圧が第１の閾値を超えたときには超えた量に比例して前記直流電圧基準を増大するようにし、
    前記基本波電圧が第２の閾値を超えたときには前記第２の閾値の値を出力するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
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