CN103959901A - 感应加热方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供在通过由电流的供给而使其产生互感的多个加热线圈进行热处理的情况下，容易并且高速地进行线圈电流同步控制，在使电流变化的情况下，即使高速进行电流值控制，对逆变器相位角的影响也少的高功率因数的感应加热方法。本发明的感应加热方法，用于在包括了将被加热物加热，由电流的供给而使其产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了接入使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路的感应加热装置，该感应加热方法使系统内阻抗的相位一致，尽可能减小该相位。而且，设置从起动时开始使电流的相位差能够近似为零的逆变器相位。为了将逆变器相位控制在固定范围，进行频率及电流值控制。

Description

感应加热方法

技术领域

本发明涉及采用了感应加热的加热方法的技术，特别涉及将加热线圈相邻配置多个进行被加热物的加热的感应加热装置的加热方法。

背景技术

以往，作为进行快速加热的方式，已知感应加热是有效的。但是，依靠感应加热的加热方法，利用电磁感应，所以在将单独地具有功率控制装置(例如逆变器(inverter))的加热线圈邻近配置多个并开动的情况下，在各加热线圈中产生互感。

为了避免互感的影响而正常地运转对各加热线圈馈电的逆变器，需要使各逆变器的频率相同，并且使电流同步(参照专利文献1)。

使频率相同的理由是因为，有不同的频率的互感时逆变器电流、逆变器电压成为失真波形，逆变器不能正常地运转。使电流同步的理由在于，在将互感电压表示为jωM·I2·(cosθ+jsinθ)的情况下，在线圈电流同步的情况下θ＝0，互感电压为jωM·I2，仅剩余互感阻抗的电抗分量。另一方面，在线圈电流不同步的情况下基于θ相位差的互感电压表示为jωM·I2·cosθ-ωM·I2·sinθ，互感阻抗的电阻分量显现。因此，逆变器间的功率分担因互感而变化，对逆变器的功率控制产生影响(再有，ω是角频率，M是起因于相邻的加热线圈间的相互感应的互感，I2是对相邻配置的加热线圈供给的电流)。

在通常的感应加热中谐振锐度为3～10左右，线圈间耦合系数k为0.2左右。在串联逆变器中，产生逆变器电压的10倍的线圈电压。而且，线圈电压的约0.2倍的电压为互感电压。θ＝30度时互感电压的有效部分、即互感阻抗的电阻分量的值与逆变器电压相同而对逆变器的功率控制产生很大的影响。为了避免这种影响，需要电流同步控制。

但是，即使进行电流同步控制，也残留无效部分的互感电压、即互感阻抗的电抗分量产生的电压。这种互感电压因产生影响的一侧的线圈电流变化而变动。此时，谐振电路的谐振电容器、自感和互感产生的阻抗和相位产生变化。因此，逆变器输出的电压和电流间相位随着对方的逆变器控制造成的线圈电流变化或自身的输出电流变化而大幅度地变动。

以往的电流同步控制，进行逆变器的选通脉冲的位置控制从而进行电流同步控制，所以如果不大幅度地控制逆变器电压位置(＝脉冲位置)则电流不能同步。而且，由于用于电流同步控制的脉冲移动范围大，所以存在电流同步控制不能稳定地高速响应的问题、不能使逆变器控制稳定地高速进行的问题。

此外，即使进行电流同步，无效部分的互感电压较大，逆变器需要强于该电压而将输出电压输出，此时的输出相位角较大，功率因数差，所以有需要将反相变换器容量增大的问题。在专利文献2中，为了解决这个问题，提出在加热线圈和逆变器间设置与线圈的互感相反极性的电感来改善功率因数。

但是，在该状态中逆变器输出相位因自身或对方侧的电流变化而变化。在无效部分互感电压较强的情况下，即互感阻抗的电抗分量较大的情况下，逆变器输出相位接近90度或为90度以上，有开关损耗较大、或产生反向功率并成为危险运转的问题。此外，在有效部分互感电压较强的情况下，即互感阻抗的电阻分量较大的情况下，逆变器输出相位接近0度或为0度以下，有不能ZVS(Zero Voltage Switching；零电压开关)运转，开关损耗增大而成为危险运转状态的问题。

上面以电压型逆变器(串联谐振)的例子进行了论述，但即使是电流型逆变器(电压型逆变器)也有同样的问题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特表2005-529475号公报

专利文献2：日本特开2004-259665号公报

发明内容

发明要解决的问题

根据上述专利文献中公开的技术，通过进行电流同步控制，能够运转处于互感环境下的逆变器。但是，如上述，需要使电流值变化，同时为了电流同步而大幅度地控制脉冲位置，存在难以进行稳定的高速响应控制的问题，或在使电流值变化时，在无效部分互感较强的情况下，有逆变器输出相位接近90度，在有效部分互感较强时，逆变器输出相位接近0度的现象，存在功率因数差，有可能达到危险运转的问题。

因此，在本发明中，提供在通过相邻配置的多个加热线圈进行热处理的情况下，即使自身或对方的电流变化，互感的逆变器输出相位变化也小，能够容易并且高速地进行线圈电流的同步控制，在使电流变化的情况下，即使高速进行电流值控制，对电流同步控制也不产生影响的感应加热方法，提供即使自身或对方的电流变化，互感逆变器的输出相位变化也小并且使相位减小固定从而能够实现ZVS(电流型中ZCS：Zero Current Switching；零电流开关)及高功率因数的方法。

而且，构筑高效率、高功率因数、且高速响应性优异，在紧凑且经济的互感环境下也能够实现均匀加热的感应加热装置的感应加热方法。

解决问题的方案

用于解决上述课题的本发明的感应加热方法，用于感应加热装置，所述感应加热装置包括在将被加热物加热、通过电流的供给而使其产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，所述感应加热方法的特征在于，在进行调整或控制，以使由互感阻抗的电抗分量和电阻分量构成的相位角，与由自谐振电路的阻抗的电抗分量和电阻分量构成的相位角匹配后，为了所述电流的相位差为零和/或抑制所述谐振型高频电源的输出电流和输出电压之间的相位角的变动，控制所述频率和/或所述输出电流的值。

在具有上述特征的感应加热方法中，为了高效率运转所述感应加热装置，也可以进行调整或控制，以减小所述互感阻抗中的相位角以及所述自谐振电路的阻抗中的相位角。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以通过在对相邻配置的所述加热线圈的馈电线路中附加反耦合阻抗，从而减小互感电压和产生互感的线圈电流间的相位即第一相位角，通过调整或控制，以使所述自谐振电路的合成电压和对所述加热线圈供给的电流间的相位即第二相位角与所述第一相位角一致，减小所述谐振型高频电源的输出电流和输出电压之间的相位角。

此外，用于解决上述课题的本发明的感应加热方法，用于感应加热装置，所述感应加热装置包括在将被加热物加热，通过电流的供给而产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，所述感应加热方法的特征在于，也可以进行调整或控制并运转，以使互感电压和产生互感的线圈电流间的相位即第一相位角，与自谐振电路的合成电压和对所述加热线圈供给的电流间的相位即第二相位角一致。

而且，用于解决上述课题的本发明的感应加热方法，用于感应加热装置，所述感应加热装置包括在将被加热物加热、通过电流的供给而产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，所述感应加热方法的特征在于，也可以进行调整或控制并运转，以使相邻的所述自谐振电路间的互感阻抗的电抗分量与互感阻抗的电阻分量之比即第一比，与所述自谐振电路中的自身阻抗的电抗分量与自身阻抗的电阻分量之比即第二比一致。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，以使所述第一相位角和所述第二相位角一致、或以使所述第一比和所述第二比一致进行的调整或控制，能够通过调整或控制所述自谐振电路的阻抗而完成。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，以使所述第一相位角和所述第二相位角一致、或以使所述第一比和所述第二比一致进行的调整或控制，也可以通过调整或控制对所述加热线圈供给的电流的频率而完成。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以在对于各自谐振电路中的所述谐振型高频电源供给选通脉冲时，进行输出，以使该选通脉冲的相位差为零、或近似为预先确定的相位差，从而运转所述感应加热装置。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以使各自谐振电路中的所述谐振型高频电源为电压型高频电源，并运转所述感应加热装置，以使该电压型高频电源的输出电压的相位差为零。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以使各自谐振电路中的所述谐振型高频电源为电流型高频电源，并运转所述感应加热装置，以使该电流型高频电源的输出电流的相位差为零。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，优选在所述谐振型高频电源的起动时，进行输出，以使所述选通脉冲的相位差为零、或为预先确定的相位差后，控制对所述谐振型高频电源供给的选通脉冲，以使对各加热线圈供给的所述电流的相位与基准信号的相位一致，从而运转所述感应加热装置。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，在以使所述选通脉冲的相位差为零而起动所述谐振型高频电源时，也可以控制所述选通脉冲，以使其对于基于所述基准信号确定的电流同步基准位置，具有预先确定的相位、或与该相位对应的时间。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以在所述谐振型高频电源起动后，检测对各加热线圈供给的电流的零交叉位置，在各电流的零交叉位置偏离了所述电流同步基准位置的情况下，控制所述选通脉冲位置，以使各电流的零交叉位置和所述电流同步基准位置之间的相位差为零。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以确定所述输出电压和所述输出电流之间的相位角的容许范围即容许相位角范围，控制所述频率和/或输出电流的值，以使所述输出电压和所述输出电流之间的相位角位于所述容许相位角范围内。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，优选进行所述频率的控制，并且控制所述选通脉冲位置，以使所述各电流间的相位差为零。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，所述频率的控制也可以在比所述自谐振电路的谐振频率高的值的范围内进行。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以确定作为所述选通脉冲位置和所述电流同步基准位置之间的相位差的临界范围的电流同步控制范围限制，控制所述输出电流，以使所述选通脉冲位置在所述电流同步控制范围限制的范围内。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以通过在对利用电流的供给而产生互感的相邻配置的加热线圈的馈电线路中，分别连接反耦合阻抗而减小所述第一比或所述第一相位角。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，为了使所述第一比和所述第二比、或所述第一相位角和所述第二相位角一致，也可以调整或控制所述反耦合阻抗的电抗分量。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以进行调整以使所述第一比或所述第一相位角与预先确定的目标值匹配，使所述第二比或所述第二相位角与该目标值一致。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以通过改变所述反耦合阻抗中的耦合系数，从而改变互感阻抗的电抗分量，调整所述第一比或所述第一相位角。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以调整构成所述反耦合阻抗的自感，并进行调整，以使所述第二比或所述第二相位角与目标值匹配，或调整构成所述自感的耦合系数，并进行调整，以使所述第一比或所述第二比与目标值匹配。

而且，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以调整所述自谐振电路中的电感或电容，并调整所述第二比或所述第二相位角。

此外，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以将所述相位、所述相位角、以及所述相位差换算为与频率对应的时间而进行设定、调整、或控制。

而且，在具有上述特征的感应加热方法中，也可以通过计算机程序、或可编程装置进行所述检测、所述设定、以及所述控制。

附图说明

图1是采用电压型逆变器构成串联谐振电路的自谐振电路的等效电路图。

图2是表示包括了采用电压型逆变器构成串联谐振电路的自谐振电路的感应加热装置的结构的图。

图3是采用电压型逆变器，构成串联谐振电路，并且具有反耦合阻抗的自谐振电路的等效电路图。

图4是表示包括了采用电压型逆变器，构成串联谐振电路，并且具有反耦合阻抗的自谐振电路的感应加热装置的结构的图。

图5(A)是表示一例即使是逆变器输出电压的选通脉冲产生位置一致的情况，输出电流的零交叉位置也偏离电流同步基准位置的情况的波形图，图5(B)是表示一例通过将选通脉冲产生位置稍稍错开，完成电流同步情况的波形图。

图6是表示需要进行逆变器的输出电压Viv1和输出电流Iiv1之间的相位角θiv1的调整的情况下的例子的图。

图7是表示通过逆变器的输出电压Viv1和输出电流Iiv1之间的相位角θiv1的调整，改善了相位角θiv1的例子的图。

图8是表示需要进行逆变器的输出电压Viv1和输出电流Iiv1之间的相位角θiv1的调整的情况下的例子的图。

图9是表示需要进行逆变器的输出电压Viv1和输出电流Iiv1之间的相位角θiv1的调整的情况下的例子的图。

图10是表示采用电流型逆变器构成并联谐振电路的自谐振电路的等效电路图。

图11是表示包括了采用电流型逆变器构成并联谐振电路的自谐振电路的感应加热装置的结构的图。

图12是采用电流型逆变器，构成并联谐振电路，并且具有反耦合阻抗的自谐振电路的等效电路图。

图13是表示包括了采用电流型逆变器，构成并联谐振电路，并且具有反耦合阻抗的自谐振电路的感应加热装置的结构的图。

标号说明

10...感应加热装置、12a...加热线圈、12b...加热线圈、14a...逆变器、14b...逆变器、16...IGBT、18...二极管、20...平滑电容器、21...平滑线圈、22a...斩波电路、22b...斩波电路、24...IGBT、25...平滑电容器、26...变换器、28...晶闸管、30...电源单元、32a...谐振电容器、32b...谐振电容器、34a...阻抗调整装置、34b...阻抗调整装置、36a...反耦合阻抗、36b...反耦合阻抗、38a...电流检测装置、38b...电流检测装置、40a...电压检测装置、40b...电压检测装置、42a...控制电路、42b...控制电路、44...基准信号生成单元、50...被感应加热构件。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的感应加热方法的实施方式。

在分别连接到至少两个加热线圈，通过对各加热线圈供给电流而使其产生互感的自谐振电路中，通过互感电压的影响而在各自谐振电路中，接入与作为谐振型高频电源的逆变器的输出成为反方向的功率。因此，输出电压和输出电流的相位极大地变化。而且，在相位角过小的情况下，不能进行ZVS(Zero Voltage Switching：电压型逆变器使用时)、或ZCS(Zero CurrentSwitching：电流型逆变器使用时)这样的电压控制、电流控制，难以进行输出功率的控制。另一方面，在相位角过大的情况下，各逆变器中的开关损耗变大，能源效率变得极差。此外，有时两者的相位差偶尔超过90度，不能控制。因此，电流和电压之间的相位角，取可进行ZVS控制或ZCS控制、并且变动尽可能小的较小的值，关联到稳定的高效率运转。

这里，在图1所示的、处于互感状态的两个自谐振电路中，为了得到用于加热被加热物的功率所需要的来自各逆变器的输出电压Viv1、Viv2，分别是将自谐振电路的电压(Vs1、Vs2)和互感电压(Vm21、Vm12)合成后的电压。这里，自谐振电路是指由加热线圈、谐振电容器、以及布线路径等构成的电路。而且，在考虑了这样的电路系统中互感的影响的情况下，来自各逆变器的输出电压Viv1、Viv2可以如式1、2所示。

$\stackrel{\·}{V}\mathrm{iv}1=\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}1\·\left|\mathrm{Zs}1\right|(\cos \mathrm{\θs}1+j\sin \mathrm{\θs}1)+\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}2\·\left|\mathrm{Zm}\right|(\cos \mathrm{\θm}+j\sin \mathrm{\θm})$

       ...(式1)

$\stackrel{\·}{V}\mathrm{iv}2=\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}2\·\left|\mathrm{Zs}2\right|(\cos \mathrm{\θs}2+j\sin \mathrm{\θs}2)+\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}1\·\left|\mathrm{Zm}\right|(\cos \mathrm{\θm}+j\sin \mathrm{\θm})$

      ...(式2)

在式1、2中，对于相位角θ，在θs1＝θs2＝θm＝θ的情况下，能够得到式3、式4。

$\stackrel{\·}{V}\mathrm{iv}1=\left(\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}1\right|\mathrm{Zs}1|+\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}2|\mathrm{Zm}\left|\right)(\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})$

      ...(式3)

$\stackrel{\·}{V}\mathrm{iv}2=\left(\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}2\right|\mathrm{Zs}2|+\stackrel{\·}{I}\mathrm{iv}1|\mathrm{Zm}\left|\right)(\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})$

      ...(式4)

式3和式4中，根据相位角θ一致，知道Viv1和Viv2的向量方向一致。在这样的控制环境下(θm和θs1、以及θs2一致的控制环境)，即使是产生了互感的情况，其影响限于阻抗Zm的变化，即使是在互感电压Vm上产生了增减的情况，在逆变器的输出电压和输出电流的相位角上也不产生变动。

因此，如果使对一方的自谐振电路的互感电压Vm21相对于来自另一方的逆变器Inv2的输出电流Iiv2具有的相位角(第一相位角θm)，与一方的自谐振电路的合成电压Vs1相对于来自一方的逆变器Inv1的输出电流Iiv1具有的相位角(第二相位角θs1(另一方的自谐振电路的合成电压Vs2相对于来自另一方的逆变器Inv2的输出电流Iiv2具有的相位角为θs2))一致，则能够使有互感关系的所有的自谐振电路中的逆变器的输出电压Viv和输出电流Iiv之间的相位一致。

为了使相位角θs1、θs2、以及θm一致，使来自各逆变器的输出电流的频率一致，使各逆变器的输出电压的选通脉冲同步即可。因为在使输出电流的频率一致的电路中，通过使输出电压同步，必然能够使输出电流Iiv1和Iiv2同步。

以下，将具体的电路结构的一例表示在图2中，参照该图，说明实现上述方法。

图2所示的感应加热装置10，以加热线圈12a、12b、逆变器(反向变换电路)14a、14b、斩波电路22a、22b、变换器(正向变换电路)26、电源单元30、以及控制电路42a、42b作为基础而构成。

图2所示的感应加热装置10，对于后面论述细节的变换器26，通过并联连接由斩波电路22a、22b、逆变器14a、14b、以及加热线圈12a、12b构成的电路而构成。因此，本实施方式的感应加热装置10包括可单独地进行功率控制的多个自谐振电路。

加热线圈12a、12b是连接了可供给高频电流的逆变器14a、14b的线圈。本实施方式的情况下，对于单个的被感应加热构件50，成为将多个(图2所示的例子中为两个)加热线圈12a、12b邻近配置的结构。在形成了这样的配置结构的情况下，在对线圈接入了电力时，在相邻配置的加热线圈12a、12b间，产生互感。

图2所示的感应加热装置10中采用的逆变器14a、14b是电压型逆变器。在各加热线圈12a、12b和逆变器14a、14b之间，串联连接谐振电容器32a、32b，在两者之间，构成串联谐振电路。因此，图2所示的感应加热装置10能够构成多个(两个)自谐振电路。

逆变器14a、14b构成单相的全桥式逆变器。作为开关元件，采用IGBT16，为了使负载电流换向而成为将二极管18反向并联的结构。在桥式电路的前级中，设置用于将直流电压进行平滑的平滑电容器20和平滑线圈21。

斩波电路22a、22b通过将从变换器26输出的恒定电压的直流电压用开关元件即IGBT24进行斩波，承担将对逆变器14a、14b输入的平均电压改变的任务。在斩波电路22a、22b和变换器26之间，设置平滑电容器25。

变换器26通过使用二极管28构成的三相二极管电桥而形成。将从电源单元30供给的三相交流电流变换为直流电流，并承担向斩波电路22a、22b供给的任务。

控制电路42a、42b承担基于检测出的来自逆变器14a、14b的输出电压、以及输出电流进行各自谐振电路中的阻抗的调整，对于各逆变器14a、14b、以及斩波电路22a、22b，提供用于控制的选通脉冲的任务。再有，对逆变器14a、14b提供的选通脉冲是对开关元件即IGBT16的切换定时进行控制的信号，输出电压Viv的相位被控制。

在各控制电路42a、42b中，连接着基准信号生成单元44。基准信号生成单元44生成对加热线圈12a、12b供给的输出电流的基准波形。而且，基准信号生成单元44将生成的基准波形作为基准信号，提供给各控制电路42a、42b。各控制电路42a、42b将基准波形的相位进行比较(例如将基准波形的零交叉位置设为电流同步基准位置来比较相位)，求两者的相位差，生成对逆变器14a、14b等提供的选通脉冲。

在逆变器14a、14b的输出侧分别设置检测输出电流的电流检测装置38a、38b、以及检测输出电压的电压检测装置40a、40b，检测值被输入到控制电路42a、42b。

此外，在本实施方式中，与加热线圈12a、12b串联地设置阻抗调整装置34a、34b。阻抗调整装置34a、34b是包括了使可变电感或可变电容等的电感或电容改变的装置的电路，基于来自控制电路42a、42b的调整信号，承担使自谐振电路的自感L1、L2或电容C1、C2改变的任务。

在上述那样构成的感应加热装置10中，使对各逆变器14a、14b提供的选通脉冲同步(优选是选通脉冲的相位彼此一致，但在本实施方式中，也包含使选通脉冲的相位差近似为零)，在使各自谐振电路间的输出电压Viv1、Viv2同步(优选是输出电压的相位彼此一致，但在本实施方式中，也包含使输出电压的相位差近似为零)的情况下，可以进行等同于输出电流Iiv1、Iiv2也同步(优选是输出电流的相位彼此一致，但在本实施方式中，也包含使输出电流的相位差近似为零)的运转。因此，可以说可发挥本发明的效果中的至少一部分。根据这样的控制状态，即使高速且进行斩波控制而使电流值可变，也可以稳定保持电流同步的状态。因此，可进行响应性快、安全并且简易的控制。

再有，在图2所示的例子中，说明了对于一个变换器26，并联连接了多个逆变器14a、14b。因为根据这样的结构，实现电源电路的小型化、低成本，并且可进行单独功率控制。但是，不用说，对于变换器26、以及电源单元30，也可以为单独地连接到各逆变器14a、14b的形态。

此外，在本实施方式的感应加热装置10中，如图4所示，也可以与各加热线圈12a、12b串联地设置反耦合阻抗36a、36b。反耦合阻抗36a、36b是以产生与起因于加热线圈12a、12b间的相互感应的互感(M)和相反极性的互感(-m)而构成的线圈，能够表示为(k2是耦合系数)。再有，Ls1、Ls2是反耦合阻抗36a、36b的自感(表示图3、图4中所示的感应加热装置的等效电路图)。因此，反耦合阻抗36a、36b在相邻的电路间被邻近配置。包括反耦合阻抗36a、36b的情况下的互感阻抗Zm的电抗分量XLm以ωM-ωm表示，所以通过-m产生变化，能够使互感阻抗Zm中的电阻分量Rm和电抗分量XLm之比改变。此外，在将互感阻抗表示为 的情况下，能够将以XLm/Rm表示的比(第一比)减小得小于不具备反耦合阻抗36a、36b的情况下的比。这里，第一相位角θm能够表示为atanωM/Rm，所以如果ωM的值因附加-m而较小，则θm也较小。因此，在θm＝θs1＝θs2的情况下，能够实现功率因数的提高。

因此，根据形成上述那样的结构，ZVS能够以可能的最小相位角进行运转。因此，通过对于该结构的感应加热装置适用上述控制，可进行高效率且响应性快、安全并且简易的控制。

在上述实施方式中都以使θm(第一相位角)和θs1、以及θs2(第二相位角)一致，来自各逆变器的输出电压的相位进行同步，并且输出电流的相位也进行同步作为前提。但是，实际上，在各输出电流的相位中，由于产生微小变动，所以在仅基于选通脉冲位置的调整的相位角控制中，有不能使输出电流的相位一致(同步)的情况。这样的情况下，通过将频率调整、以及电流值调整进行组合，从而实现输出电流的相位同步，可高速且稳定地进行电流值的高精度的控制。

在进行这样的控制的情况下，对于输出电流、输出电压之间的相位，也可以将基准波形的零交叉位置设为电流同步基准位置，将该电流同步基准位置作为基点而确定相位角。例如，在将互感电压Vm对于与电流同步基准位置同步的互感电流(例如Iiv2)具有的相位角设为θm的情况下，确定为来自逆变器的输出电压Viv对于电流同步基准位置具有的相位角θg。而且，在本实施方式中，确定在逆变器起动时提供的选通脉冲的输出位置，以使上述θm和θg一致。

通过实施这样的运转，各自谐振电路中的起动时的电流相位角的相位差为零，或即使是产生了相位差的情况，也能够减小该相位差。例如，在图5(A)所示的例子中，即使是使θm和θg1一致的情况，在逆变器14a的输出电流Iiv1的零交叉位置和电流同步基准位置之间，产生Δθiv1，作为相位角。

但是，在上述那样的控制中，在逆变器起动时预先进行相位控制，所以距电流同步基准位置的偏移量(相位角Δθiv1)较小。因此，即使是进行电流同步控制的情况，如图5(B)所示，通过在较小的脉冲移动范围(Δθg1)使电流相位同步，也可以加快电流同步控制时的响应速度。这里，也可以确定作为所述选通脉冲位置和电流同步基准位置之间的相位差θg1的临界范围的电流同步控制范围限制。电流同步控制范围限制是，用于抑制选通脉冲位置距电流同步基准位置过远、或过近造成的控制不良的限制，在可确保良好的控制性的范围中，确定下限值和上限值。而且，在选通脉冲位置超过电流同步控制范围限制而变化的情况下，使相应的逆变器的输出电流上升，抑制基于互感电流的变动。

此外，通过进行上述那样的控制，对于来自各逆变器的输出功率的控制，即使是实现了互感的影响回避、高速化、高精度化的情况，在逆变器的输出相位角θiv(电压Viv和电流Iiv之间的相位角)不在合适的范围中的情况下，有可能陷入功率因数的恶化或控制困难的情况。即，在输出相位角θiv过大的情况下，开关损耗变大，功率因数恶化，在输出相位角θiv过小的情况下，难以进行ZVS控制。因此，在输出相位角θiv中，能够确保ZVS控制，并且能够确保高功率因数的范围中，也可以确定该相位角的容许值(容许相位角范围)。通过进行控制以使输出相位角θiv位于容许相位角范围内，能够确保ZVS控制、以及高功率因数运转。

各逆变器中的相位角θiv的控制，通过频率调整和/或输出电流的调整进行。具体地说，按如下的方法进行即可。

例如，如图6所示，在作为控制对象的逆变器14a输出的相位角θiv较小(例如20°以下：图6中为负)，输出电流Iiv1的值相对于规定的电流值(例如，来自多个逆变器的输出电流的平均值)较小的情况下(例如15％以下)，使输出电流Iiv1增量。在作为控制对象的逆变器14a的输出电流低于规定的电流值的情况下，互感电压的影响变大，逆变器输出电压和输出电流之间的相位角θiv变小。因此，通过实现输出电流的增量，减小互感电压的影响，如图7所示，能够增大相位角θiv。

相对于此，即使是相位角较小的情况，如图8所示，在输出电流Iiv1的值对于规定值的电流高于规定的比例的情况下(例如高于15％的情况)，使输出电流的频率上升。由此，能够增大相位角θiv。通过进行这些控制，能够可靠地进行ZVS控制。

另一方面，如图9所示，在相位角θiv较大(例如45°以上)，输出电流Iiv1的值为规定值的50％以上的情况下，使频率降低，相位角θiv变小。通过这样的控制，逆变器14a中的开关损耗被降低，功率因数提高。再有，对于全部的逆变器同样地进行频率调整。因此，即使是存在相位角θiv大的逆变器，产生了需要使频率降低的情况，在输出了其他逆变器中进行使频率增大的控制的意旨的控制信号的情况下，也优先进行频率的增大。因为在高精度地控制逆变器的输出功率上，优先确保ZVS控制。

此外，上述控制中的频率的控制，在比各自谐振电路中的谐振频率高的值的范围内进行。在式1、式2中，在输出电流的频率低于自谐振点的情况下，θs1、θs2为负。因此，因为输出电压/输出电流为负性，所以不能控制。

进行上述控制的情况下，也可以进行用于确定相位角θs的下限值或上限值的相位角限制、或用于确定输出电流Iiv的下限值或上限值的电流值限制。因为通过将各限制值和检测值进行比较，可确定控制模式(pattern)。

即，在作为控制对象的逆变器14a的θs1为相位角限制的下限值(例如18°)以下，输出电流Iiv1的值为电流值限制的下限值(例如15％)以下的情况下，进行控制以使逆变器14a的输出电流Iiv1增大。此外，在θs1为相位角限制的下限值以下，输出电流Iiv1的值高于电流值限制的下限值的情况下，进行控制以使输出电流Iiv1的频率上升。而且，在θs1为相位角限制的上限值(例如45°)以上并且输出电流Iiv1的值为50％以上的情况下，进行控制以使输出电流Iiv1的频率下降。

此外，在改变选通脉冲位置进行电流同步控制的情况下，确定选通脉冲可变范围，处于该范围时将电流增量。例如，在式1中，在Iiv1＜＜Iiv2的情况下，逆变器的输出电压和输出电流间的相位角θiv1接近θm。在这样的情况下，即使提高输出电流的频率，θiv1也不增量。此外，即使通过改变选通脉冲位置而改变电流零交叉位置来实现电流同步也是不可能的。因此，这样的情况下，需要将电流增量。

接着，说明使用了上述实施方式的感应加热装置10的感应加热方法的第2实施方式。在本实施方式中，通过控制电路42a、42b进行控制的对象不同。

具体地说，进行用于使电路内的阻抗的电阻分量和电抗分量之比一致的控制。因为如果各自的比一致，则即使阻抗|Z|的大小不同，θ上也无变化。

因此，为了使θs1、θs2、θm一致，也可以调整或控制自谐振电路中的阻抗(Z1、Z2)的电阻分量(例如，在一方的自谐振电路中为R1、在另一方的自谐振电路中为R2)和电抗分量(例如，在一方的自谐振电路中为|XL1-XC1|，在另一方的自谐振电路中为|XL2-XC2|)之比、以及互感阻抗(Zm)中的电阻分量(例如Rm)和电抗分量(例如XLm)之比。

例如在图4所示结构的感应加热装置1θ中，自谐振电路的阻抗Z1和互感阻抗Zm能够以

$Z1=R1+j\left(\right|\mathrm{\ω}(L1+\mathrm{Ls}1)-\frac{1}{\mathrm{\ωC}1}\left|\right)$

      ...式5

$\mathrm{Zm}=\mathrm{Rm}+\mathrm{j\ω}(k\sqrt{L1\×L2}-k2\sqrt{\mathrm{Ls}1\×\mathrm{Ls}2})$

      ...式6

表示。

因此，要使互感阻抗Zm(＝ZLm)的电抗分量与电阻分量之比(第一比)、以及自谐振电路中的自身阻抗Z1(Z2)的电抗分量与电阻分量之比(第二比)一致，使式7成立即可。

$\frac{j|\mathrm{\ω}(L1+\mathrm{Ls}1)-\frac{1}{\mathrm{\ωC}1}|}{R1}=\frac{j|\mathrm{\ω}(L2+\mathrm{Ls}2)-\frac{1}{\mathrm{\ωC}2}|}{R2}=\frac{\mathrm{j\ω}(k\sqrt{L1\×L2}-k2\sqrt{\mathrm{Ls}1\×\mathrm{Ls}2})}{\mathrm{Rm}}$

      ...式7

根据式7，通过改变Ls1或Ls2、或改变频率而改变ω，从而可以读取式7成立。

通过使式7成立，对于使输出电压Viv和输出电流Iiv之间的相位角一致的各自谐振电路的逆变器，使从控制电路提供的选通脉冲同步(选通脉冲在同一定时发生)，从而来自逆变器14a的输出电压Viv1和来自逆变器14b的输出电压Viv2之间的相位同步。再有，如上述，在各自的输出电压的相位同步的情况下，输出电流的相位也必然地同步。

此外，在上述实施方式中，记载了通过设置阻抗调整装置34a、34b而将阻抗比以实时方式控制。但是，阻抗比也可以作为设定值而预先调整。即使是这样构成的情况，也可以抑制互感的影响造成的输出电压Viv和输出电流Iiv之间的相位角的变动。

因此，在使对各逆变器14a、14b提供的选通脉冲同步的情况下，可以等同于各自谐振电路间的输出电压Viv1，Viv2同步，输出电流Iiv1，Iiv2也同步来运转。因此，可发挥本发明的效果中的至少一部分。

在上述实施方式中，作为自谐振电路的说明，列举说明了使用电压型逆变器的串联谐振电路。但是，可适用本发明的感应加热方法的自谐振电路，也可以是图11所示的自谐振电路。

图11所示的感应加热装置10a，与图2所示的感应加热装置10几乎通用，但在采用电流型的逆变器14a1、14b1的方面、以及构成并联谐振电路作为谐振电路方面有所不同。因此，对该结构为相同的部位，在附图中附加相同标号，省略详细的说明。

在图11所示的感应加热装置10a中，排除在感应加热装置10中逆变器14a、14b和斩波电路22a、22b之间布设的平滑电容器20并配置DCL20a。此外，逆变器14a1、14b1和加热线圈12a、12b之间布设的谐振电容器40a、40b相对于加热线圈12a、12b并联地配置，构成并联谐振电路。再有，在图11中，未明确表示控制电路、阻抗调整装置、电流检测装置、以及电压检测装置，但有关其结构，与图2所示的实施方式同样即可。有关图11所示的自谐振电路的等效电路图，如图10所示。

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{iv}2}=\mathrm{j\ωC}2\·\stackrel{\·}{I}l2\·\left|Z2\right|(\cos \mathrm{\θ}2+j\sin \mathrm{\θ}2)+\mathrm{j\ωC}2\·\stackrel{\·}{I}l1\·\left|\mathrm{Zm}\right|(\cos \mathrm{\θm}+j\sin \mathrm{\θm})$

      ...式8

这里，在使θs1、θs2、θm一致，θs1＝θs2＝θm＝θ的情况下，Iiv1、Iiv2能够分别如式9所示。

$\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{iv}1}=\mathrm{j\ωC}1(\stackrel{\·}{I}l1\·|Z1|+\stackrel{\·}{I}l2\·|\mathrm{Zm}\left|\right)(\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})\\ {\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{iv}2}=\mathrm{j\ωC}2(\stackrel{\·}{I}l2\·|Z2|+\stackrel{\·}{I}l1\·|\mathrm{Zm}\left|\right)(\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})\end{array}$

      ...式9

因此，如果使对逆变器提供的选通脉冲同步，则逆变器电流Iiv1和Iiv2的相位同步，并能够使线圈电流Il1和Il2的相位同步。

因此，即使是这样的自谐振电路，通过控制或调整，以使互感阻抗中的电抗分量Zm(＝jωM)与电阻分量Rm之比(第一比)和自谐振电路中的自身阻抗的电抗分量Z1(＝jω(L1+Ls1))与电阻分量R1之比(第二比)一致，从而能够使线圈电流和逆变器电流间的相位角一致，能够实现线圈电流的同步。

此外，当然，通过使互感电压Vm21(Vm12)相对于对加热线圈供给的电流Il2(Il1)具有的相位角(第一相位角θm)，与自谐振电路的合成电压Vs1(Vs2)相对于对加热线圈供给的电流Il1(Il2)具有的相位角(第二相位角θ1(θ2)一致，也能够使线圈电流和逆变器电流间的相位角一致，能够实现线圈电流的同步。

再有，图11所示的自谐振电路是使用了电流型逆变器的并联谐振电路，所以对于相位角控制进行控制，以使电流波形相对于电压波形成为超前相位。由此，这是因为可进行ZCS控制。

此外，在图11所示的自谐振电路中，未设置反耦合阻抗，但与采用电压型逆变器的情况同样，即使是设置了反耦合阻抗的电路，也能够适用本发明(图12：等效电路、图13：表示一例子的电路图)。

在上述实施方式中，作为调整、控制、以及设定要素之一，列举了相位、相位角、以及相位差这样的结构，主要作为角度的调整、控制、以及设定来说明。但是，上述相位、相位角、以及相位差可以作为对应的时间来表示，也可以基于该等效时间进行各种调整、控制、以及设定。

即，根据1/频率，能够求每一周期的时间。而且，360°是2π，对于作为调整、控制、以及设定要素的角度θ，通过将每一周期的时间除以该角度θ，能够将相位、相位角、以及相位差作为对应的时间进行变换。因此，上述调整、控制、以及设定，取代相位、相位角、以及相位差，是因为能够分别基于对应的时间进行。

此外，在上述实施方式中，记载了控制电路42a、42b、基于对基准信号生成单元44的信号的输入或来自这些要素的信号的输出而完成输出电流、输出电压、选通脉冲、以及相位、相位角、以及相位差等的各种检测、设定、以及控制要素的检测、设定、以及控制的意旨。但是，也可以使用记录了这些控制数据的计算机，基于该计算机中记录的程序(计算机程序)进行这些检测、设定、以及控制。此外，不限于计算机，对可输入输出控制信号的要素，也可以通过附带预先记录了检测、设定、控制等的数据的介质(可编程装置)来实施。通过采用这样的控制方式，可容易地进行设定值或控制值等的调整、变更，并且通过通用设备的使用还能够有助于低成本。

Claims (24)

1.一种感应加热方法，用于感应加热装置，

所述感应加热装置包括在将被加热物加热、通过电流的供给而产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，

所述感应加热方法的特征在于，

在进行调整或控制，以使由互感阻抗的电抗分量和电阻分量构成的相位角，与由自谐振电路的阻抗的电抗分量和电阻分量构成的相位角匹配后，

为了所述电流的相位差为零和/或为了抑制所述谐振型高频电源的输出电流和输出电压之间的相位角的变动，控制所述频率和/或所述输出电流的值。

2.如权利要求1所述的感应加热方法，其特征在于，

为了高效率运转所述感应加热装置，

进行调整或控制，以使所述互感阻抗中的相位角以及所述自谐振电路的阻抗中的相位角减小。

3.如权利要求2所述的感应加热方法，其特征在于，

通过在对相邻配置的所述加热线圈的馈电线路中附加反耦合阻抗，减小互感电压和产生互感的线圈电流间的相位即第一相位角，

通过进行调整或控制，以使所述自谐振电路的合成电压和对所述加热线圈供给的电流间的相位即第二相位角与所述第一相位角一致，从而减小所述谐振型高频电源的输出电流和输出电压之间的相位角。

4.一种感应加热方法，用于感应加热装置，

所述感应加热装置包括在将被加热物加热、通过电流的供给而使其产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，

所述感应加热方法的特征在于，

进行调整或控制并运转，以使互感电压和产生互感的线圈电流间的相位即第一相位角，与自谐振电路的合成电压和对所述加热线圈供给的电流间的相位即第二相位角一致。

5.一种感应加热方法，用于感应加热装置，

所述感应加热装置包括在将被加热物加热、通过电流的供给而产生互感的多个加热线圈的各个加热线圈上，连接了供给使频率一致的电流的谐振型高频电源的多个自谐振电路，

所述感应加热方法的特征在于，

进行调整或控制并运转，以使相邻的所述自谐振电路间的互感阻抗的电抗分量与互感阻抗的电阻分量之比即第一比，与所述自谐振电路中的自身阻抗的电抗分量与自身阻抗的电阻分量之比即第二比一致。

6.如权利要求4或5所述的感应加热方法，其特征在于，

以使所述第一相位角和所述第二相位角一致、或使所述第一比和所述第二比一致进行的调整、或控制，通过调整或控制所述自谐振电路的阻抗而完成。

7.如权利要求4或5所述的感应加热方法，其特征在于，

以使所述第一相位角和所述第二相位角一致、或使所述第一比和所述第二比一致进行的调整、或控制，通过调整或控制对所述加热线圈供给的电流的频率而完成。

8.如权利要求4至7中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

在对于各自谐振电路中的所述谐振型高频电源供给选通脉冲时，进行输出，以使该选通脉冲的相位差为零、或近似为预先确定的相位差，从而运转所述感应加热装置。

9.如权利要求4至7中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

使各自谐振电路中的所述谐振型高频电源为电压型高频电源，并运转所述感应加热装置，以使该电压型高频电源的输出电压的相位差为零。

10.如权利要求4至7中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

使各自谐振电路中的所述谐振型高频电源为电流型高频电源，并运转所述感应加热装置，以使该电流型高频电源的输出电流的相位差为零。

11.如权利要求8所述的感应加热方法，其特征在于，

在所述谐振型高频电源的起动时，进行输出，以使所述选通脉冲的相位差为零、或为预先确定的相位差后，

控制对所述谐振型高频电源供给的选通脉冲，从而运转所述感应加热装置，以使对各加热线圈供给的所述电流的相位与基准信号的相位一致。

12.如权利要求11所述的感应加热方法，其特征在于，

在以使所述选通脉冲的相位差为零而使所述谐振型高频电源起动时，进行控制，以使所述选通脉冲对于基于所述基准信号确定的电流同步基准位置具有预先确定的相位、或具有与该相位对应的时间。

13.如权利要求12所述的感应加热方法，其特征在于，

在所述谐振型高频电源起动后，检测对各加热线圈供给的电流的零交叉位置，在各电流的零交叉位置偏离了所述电流同步基准位置的情况下，控制所述选通脉冲位置，以使各电流的零交叉位置和所述电流同步基准位置之间的相位差为零。

14.如权利要求13所述的感应加热方法，其特征在于，

确定所述输出电压和所述输出电流之间的相位角的容许范围即容许相位角范围，

控制所述频率和/或输出电流的值，以使所述输出电压和所述输出电流之间的相位角位于所述容许相位角范围内。

15.如权利要求14所述的感应加热方法，其特征在于，

进行所述频率的控制，并且控制所述选通脉冲位置，以使所述各电流间的相位差为零。

16.如权利要求14或15所述的感应加热方法，其特征在于，

所述频率的控制在高于所述自谐振电路的谐振频率的值的范围内进行。

17.如权利要求13至16中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

确定作为所述选通脉冲位置和所述电流同步基准位置之间的相位差的临界范围的电流同步控制范围限制，控制所述输出电流，以使所述选通脉冲位置在所述电流同步控制范围限制的范围内。

18.如权利要求4至17中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

在对通过电流的供给而产生互感的相邻配置的加热线圈的馈电线路中，通过分别连接反耦合阻抗，减小所述第一比或所述第一相位角。

19.如权利要求18所述的感应加热方法，其特征在于，

为了使所述第一比和所述第二比、或所述第一相位角和所述第二相位角一致，调整或控制所述反耦合阻抗的电抗分量。

20.如权利要求19所述的感应加热方法，其特征在于，

进行调整，以使所述第一比或所述第一相位角匹配预先确定的目标值，

并使所述第二比或所述第二相位角与该目标值一致。

21.权利要求20所述的感应加热方法，其特征在于，

通过改变所述反耦合阻抗中的耦合系数，从而改变互感阻抗的电抗分量，

调整所述第一比或所述第一相位角。

22.如权利要求4至20中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

调整所述自谐振电路中的电感或电容，并调整所述第二比或所述第二相位角。

23.如权利要求1至22中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

将所述相位、所述相位角、以及所述相位差换算为与频率对应的时间而进行设定、调整、或控制。

24.如权利要求1至23中任意一项所述的感应加热方法，其特征在于，

通过计算机程序、或可编程装置进行所述检测、所述设定、以及所述控制。