JP2013187945A - 直流電源装置、ならびにその直流電源装置を備えた空気調和機および直流給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の負荷に直流電力を供給する際に流れる循環電流を抑制することが可能な直流電源装置、ならびにその電力変換装置を備えた空気調和機および直流給電システムを得ること。
【解決手段】誘導性要素２１，２２と容量性要素３１，３２とを直列接続し、容量性要素３１，３２と負荷５１，５２とを並列接続して構成された装置を直流電源１に複数並列接続して構成された直流電源装置であって、各装置５１，５２毎に、負荷５１，５２に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段６１，６２と、負荷電流検出手段６１，６２の出力に基づいて、各装置１０，２０間の干渉による誘導性電流成分が小さくなるように、各負荷５１，５２を制御する制御手段４と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源装置、ならびにその直流電源装置を備えた空気調和機および直流給電システムに関する。

電力変換装置の入力側および出力側に、入出力部のリプルを除去するための誘導性要素および容量性要素によるフィルタを設けることがある。

例えば、並列に接続された電力変換装置の出力が共通の負荷に接続されている場合、並列に接続された各電力変換装置の出力側のＬＣフィルタの相互干渉による共振に起因して循環電流が流れる。これに対し、各電力変換装置の出力電流の共振周波数成分を検出し、その出力が抑制されるように電力変換装置の電圧制御回路の出力を逆向きに補正することにより、各電力変換装置間における循環電流を抑制する技術が開示されている（例えば、特許文献１)。

特開平１１−３４１８１５号公報

しかしながら、１つの直流電源装置から各電力変換装置に対して直流電力を給電する構成である場合には、これら並列に接続された複数の電力変換装置の負荷が共通でない場合でも、各電力変換装置の入力側のＬＣフィルタの相互干渉による共振により循環電流が流れ、過電圧や過電流が発生する虞がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の負荷に直流電力を供給する際に流れる循環電流を抑制することが可能な直流電源装置、ならびにその電力変換装置を備えた空気調和機および直流給電システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、誘導性要素と容量性要素とを直列接続し、前記容量性要素と負荷とを並列接続して構成された装置を直流電源に複数並列接続して構成された直流電源装置であって、前記各装置毎に、前記負荷に流れる負荷電流、前記誘導性要素に流れる電流、前記誘導性要素に印加される電圧、前記容量性要素に印加される電圧、および前記容量性要素に流れる電流のうちのいずれか１つ以上を検出する電気量検出手段と、前記電気量検出手段の出力に基づいて、前記各装置間の干渉による誘導性電流成分が小さくなるように、前記各負荷を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、複数の負荷に直流電力を供給する際に流れる循環電流を抑制することができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例における負荷を簡略化した図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における回路方程式である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御手段におけるＰＷＭ制御の一例を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかる直流電源装置の別の一構成例を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置のさらに別の一構成例を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかる直流電源装置における干渉抑制制御の実施フローを示す図である。 図９は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態２にかかる直流電源装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。 図１１は、実施の形態３にかかる直流電源装置における負荷の一構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態３にかかる直流電源装置の制御手段におけるスイッチング制御の一例を示す図である。 図１３は、実施の形態４にかかる空気調和機の一例を示す図である。 図１４は、実施の形態４にかかる直流給電システムの概念図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置は、１つの直流電源１に対し、装置１０及び装置２０が並列に接続されている。装置１０は、誘導性要素であるリアクトル２１と容量性要素であるコンデンサ３１とが直列に接続されており、コンデンサ３１に対して並列に負荷５１が接続され構成されている。また、装置２０はリアクトル２２とコンデンサ３２とが直列に接続されており、コンデンサ３２に対して並列に負荷５２が接続され構成されている。なお、図１に示す例では、負荷５１として、インバータ５１ｉｎｖおよびインバータ５１ｉｎｖにより駆動される電動機５１ｍを具備した例を示し、負荷５２として、インバータ５２ｉｎｖおよびインバータ５２ｉｎｖにより駆動される電動機５２ｍを具備した例を示している。

また、各負荷５１，５２の入力部には、電気量検出手段としてそれぞれ負荷電流検出手段６１，６２が挿入されており、それぞれ検出した各負荷電流を各負荷電流信号として制御手段４に出力する。制御手段４は、各負荷電流検出手段６１，６２からの各負荷電流信号に基づいて、負荷５１のインバータ５１ｉｎｖを制御するための制御信号Ｐ_１ｏ ^＊および負荷５２のインバータ５２ｉｎｖを制御するための制御信号Ｐ_２ｏ ^＊をそれぞれ生成して出力する。

なお、本実施の形態では、各負荷電流検出手段６１，６２は、電流検出素子の両端電圧を制御手段４に取り込み、制御手段４に内蔵されるＡ／Ｄ変換器等によりその電圧値を表す数値の電圧値データに変換し、その電圧値データを電流値データ（情報）に換算して負荷電流とする。なお、この各負荷電流の算出手法により本発明が限定されるものではない。

ここで、各負荷５１，５２間の干渉について、図２および図３を参照して説明する。図２は、図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例における負荷を簡略化した図である。また、図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における回路方程式である。

電源電圧をＥ_ｄ１、装置１０におけるリアクトル２１のインダクタンス値をＬ_１、コンデンサ３１のキャパシタンス値をＣ_１、リアクトル２１に流れる電流をＩ_１、コンデンサ３１の電圧をＥ_１ｓ、コンデンサ３１に流れる電流をＩ_１ｃ、負荷５１に流れる負荷電流をＩ_１ｏ、装置２０におけるリアクトル２２のインダクタンス値をＬ_２、コンデンサ３２のキャパシタンス値をＣ_２、リアクトル２２に流れる電流をＩ_２、コンデンサ３２の電圧をＥ_２ｓ、コンデンサ３２に流れる電流をＩ_２ｃ、負荷５２に流れる負荷電流をＩ_２ｏとして導出した回路方程式を図３に示している。図３中の式（２）〜（７）は、装置１０に関する回路方程式であり、式（８）〜（１３）は、装置２０に関する回路方程式である。

式（２）より下記の式（１４）が得られ、式（８）より下記の式（１５）が得られる。この式（１４）、式（１５）より、各装置１０，２０の入力電流Ｉ_１とＩ_２はＥ_ｄ１及びＥ_１ｓ、Ｅ_２ｓに依存することがわかる。

式（１４）、式（１５）を式（１）に代入することにより、次式（１６）が得られる。ただし、Ｌ＝Ｌ_１＝Ｌ_２として計算を簡略化している。

装置１０に関しては、式（３）、式（１４）を式（４）に代入することにより、次式（１７）が得られる。

同様に、装置２０に関しては、式（９）、式（１５）を式（１０）に代入することにより、次式（１８）が得られる。

式（１８）をＥ_１ｓについて解いて、式（１７）に代入すると、次式（１９）を得る。ただし、Ｌ＝Ｌ_１＝Ｌ_２、Ｃ＝Ｃ_１＝Ｃ_２として計算を簡略化している。

式（１９）より、装置１０のコンデンサ電圧Ｅ_１ｓは装置２０のコンデンサ電圧Ｅ_２ｓと、各装置１０，２０の各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの差分で影響を受けることが分かる。つまり、各装置１０，２０間の干渉を抑制するためには、各負荷５１，５２に流れる負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏを略一致させるように制御する必要がある。以下にその手法について、図４を参照して説明する。

図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御手段におけるＰＷＭ制御の一例を示す図である。各インバータ５１ｉｎｖ，５２ｉｎｖにより電動機５１ｍ，５２ｍを駆動する場合、制御手段４は、図４に示すように、各相電圧指令値をキャリア波と比較してスイッチング信号を生成し、各インバータ５１ｉｎｖ，５２ｉｎｖでは、そのスイッチング信号に基づいて、それぞれ各電動機５１ｍ，５２ｍを駆動する。その際の各相電圧指令値Ｖｕ^＊〜Ｖｗ^＊の関係は、式（２０）で表される。ここで、Ｖ^＊は変調度、ω^＊は回転角速度指令値であり、変調度Ｖ^＊と回転角速度指令値ω^＊を最適な関係にて動作させることにより、各電動機５１ｍ，５２ｍを効率よく駆動させることができる。

式（２０）からわかるように、回転角速度指令値ω^＊を変化させることで各相電圧指令値Ｖｕ^＊〜Ｖｗ^＊の周波数が変化し、各電動機５１ｍ，５２ｍの回転速度を変化させることができる。

また、各電動機５１ｍ，５２ｍの出力Ｗ_ｏｕｔは回転角速度ω_ｍ及び負荷トルクτ_ｍにより式（２１）で表されるため、各電動機５１ｍ，５２ｍの回転角速度ω_ｍを変化させることで各電動機５１ｍ，５２ｍの出力Ｗ_ｏｕｔを変化させることが出来る。また、各インバータ５１ｉｎｖ，５２ｉｎｖの入力は、それぞれ式（２２）、式（２３）で表すことができ、各電動機５１ｍ，５２ｍの出力Ｗｏｕｔ≒各インバータ５１ｉｎｖ，５２ｉｎｖの入力Ｗｉｎ、各負荷５１，５２の入力電圧Ｖ_ｃ１（＝Ｅ_１ｓ），Ｖ_ｃ２（＝Ｅ_２ｓ）を一定として考えると、それぞれ回転角速度ω_ｍを変化させることにより各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏを変化させることができる。

図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。例えば、図５（ａ）に示すように、制御手段４は、各電流検出手段６１，６２により検出された各負荷５１，５２の負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏと負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊との差分を算出する。そして、算出した差分をＰＩ制御器４１に入力し、その差分が略零となるような出力信号を得る。このＰＩ制御器４１の出力信号により、回転角速度制御手段４２で各電動機５１ｍ，５２ｍの回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御する。

また、例えば、図５（ｂ）に示すように、各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの平均値を負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊としても同様の効果が得られる。

さらに、例えば、図５（ｃ）に示すように、装置２０における負荷電流Ｉ_２ｏを装置１０の負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊として、装置１０の負荷５１のみ制御しても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、同様に、装置１０における負荷電流Ｉ_１ｏを装置２０の負荷電流指令値として、装置２０の負荷５２のみ制御しても同様の効果が得られる。

このように制御することにより、各装置１０，２０間の干渉を抑制することができるので（以下、「干渉抑制制御」という）、各装置１０，２０に流れる誘導性の循環電流を抑制することができる。

図６は、実施の形態１にかかる直流電源装置の別の一構成例を示す図である。図１〜図５を用いて説明した例では、各負荷５１，５２の入力部に、電気量検出手段としてそれぞれ負荷電流検出手段６１，６２を挿入して各負荷５１，５２に流れる負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏを検出して、各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏが略一致するように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御する例について説明しているが、図６に示すように、負荷電流検出手段６１，６２に代えて、電気量検出手段としてリアクトル電流検出手段７１，７２を挿入して各リアクトル２１，２２に流れるリアクトル電流Ｉ_１，Ｉ_２を検出して、各リアクトル電流Ｉ_１，Ｉ_２が略一致するように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御したとしても、同様の効果が得られることは言うまでもない。また、各リアクトル２１，２２に印加される各リアクトル電圧を検出して、各リアクトル電圧が略一致するように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御した場合でも同様である。

図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置のさらに別の一構成例を示す図である。図７に示すように、電気量検出手段として電圧検出手段８１，８２を用いて各コンデンサ３１，３２に印加されるコンデンサ電圧を検出して、各コンデンサ電圧が略一致するように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御を実施しても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、各コンデンサ３１，３２に流れるコンデンサ電流を検出して、各コンデンサ電流が略一致するように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御した場合でも同様である。

なお、上述した干渉抑制制御を常時行うのではなく、制御手段４に上述した電気量検出手段の検出値に対する脈動成分閾値を設定しておき、検出値の脈動成分の振幅を検出して、閾値を上回った場合に、干渉抑制制御を実施するようにしてもよい。図８は、実施の形態１にかかる直流電源装置における干渉抑制制御の実施フローを示す図である。

図８に示す例では、図１〜図５を用いて説明したように、電気量検出手段として負荷電流検出手段６１，６２を挿入して各負荷５１，５２に流れる負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏを検出する場合における干渉抑制制御の実施フローを示している。

制御手段４は、負荷５１に流れる負荷電流Ｉ_１ｏから脈動成分である高調波成分Ｉ_１ｏｈを抽出し（ステップＳＴ１０１）、その負荷電流の高調波成分Ｉ_１ｏｈとあらかじめ設定した脈動成分閾値である高調波成分閾値Ｉ_ｏｈとを比較し（ステップＳＴ１０２）、高調波成分Ｉ_１ｏｈが高調波成分閾値Ｉ_ｏｈ以下である場合（ステップＳＴ１０２；Ｎｏ）、干渉抑制制御が不要であると判断してステップＳＴ１０１の処理に戻る。

高調波成分Ｉ_１ｏｈが高調波成分閾値Ｉ_ｏｈを上回った場合（ステップＳＴ１０２；Ｙｅｓ）、制御手段４は、干渉抑制制御が必要であると判断して干渉抑制制御を実施し（ステップＳＴ１０３）、ステップＳＴ１０１の処理に戻り、ステップＳＴ１０１〜ステップＳＴ１０３の処理を繰り返し行う。

このように、負荷電流の高調波成分Ｉ_１ｏｈが高調波成分閾値Ｉ_ｏｈを上回った場合のみ、干渉抑制制御を実施するようにすれば、制御手段４による処理を軽減することができる。

なお、図８に示す例では、負荷５１に流れる負荷電流Ｉ_１ｏを用いて干渉抑制制御の要否判断を行う例を示したが、負荷５２に流れる負荷電流Ｉ_２ｏを用いて干渉抑制制御の要否判断を行う場合でも、同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、例えば、電源電流の脈動成分と誘導性負荷電流の脈動成分を抽出し、電源電流の脈動成分の二分の一と誘導性負荷電流の脈動成分との差分、もしくは、各装置１０，２０の誘導性負荷電流の脈動成分の差分に閾値を設定し、この閾値に基づいて干渉抑制制御の要否判断を実施することで、電源電圧の変動に対しては干渉抑制制御を実施しないように構成することも可能である。

なお、図１〜図８を参照して説明した例では、２つの装置１０，２０により２つの負荷５１，５２に直流電力を供給する例について説明したが、装置および負荷の数はこれに限らず、３つ以上の複数であってもよい。

以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、誘導性要素であるリアクトルと容量性要素であるコンデンサとを直列接続し、コンデンサと負荷とを並列接続して構成された装置を直流電源に複数並列接続して複数の負荷に直流電力を供給する場合に、各装置毎に、負荷に流れる負荷電流、リアクトルに流れるリアクトル電流、リアクトルに印加されるリアクトル電圧、コンデンサに印加されるコンデンサ電圧、あるいはコンデンサに流れるコンデンサ電流のうちのいずれか１つ以上を検出して、装置毎の検出値が略一致するように負荷を制御することにより、各装置間の干渉による誘導性電流成分が小さくなるように制御することができるので、複数の負荷に直流電力を供給する際に流れる誘導性の循環電流を抑制することができ、リアクトル電流の発振に起因する過電流によるシステムの停止や、コンデンサ電圧の発振に起因する過電圧によるシステムの停止を抑制することができ、継続して運転することが可能となる。

また、コンデンサ電圧の発振に起因する電圧不足によるシステムの停止を抑制することができ、継続して運転することが可能となる。

また、リアクトル電流の発振に起因する騒音を抑制することができ、静音性の高い直流電源装置を提供することができる。

さらに、コンデンサ電圧およびリアクトル電流の発振に起因する効率悪化を抑制することができ、より高効率な運転が可能となる。

さらにまた、コンデンサ電圧の発振に起因するコンデンサの充放電の繰り返しによるコンデンサの劣化を抑制することができる。

なお、上述した実施の形態１では、インバータにより電動機の回転角速度を制御する場合について説明したが、電動機の負荷が空調装置の圧縮機である場合、上記した式（２１）に示すように、冷凍サイクルの弁の開閉により負荷トルクを制御することで、負荷電流を用いて干渉抑制制御を実施することができ、同様の効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態２．
図９は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。実施の形態１において説明した図２に対して、各負荷電流検出手段６１，６２の出力にそれぞれフィルタ手段９１，９２を備えている点が異なっている。

各装置１０，２０のリアクトル２１，２２のインダクタンス値Ｌ、および各コンデンサ３１，３２のキャパシタンス値Ｃにより決まる共振周波数は、下記の式（２４）で表される。このリアクトル２１とコンデンサ３１とにより構成される共振回路の共振周波数成分、および、リアクトル２２とコンデンサ３２とにより構成される共振回路の共振周波数成分が、各装置の干渉による各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの脈動成分となる。

各フィルタ手段９１，９２は、この脈動成分を含む所定周波数帯域成分を通過させ、所定周波数帯域以外の周波数帯域を減衰するように設計されている。この各フィルタ９１，９２としては、例えば、バンドパスフィルタであってもよいし、ハイパスフィルタであってもよく、各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの各脈動成分Ｉ_１ｏｈ，Ｉ_２ｏｈを抽出して制御手段４に入力する。

本実施の形態では、各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの各脈動成分Ｉ_１ｏｈ，Ｉ_２ｏｈが略零となるように制御する。図１０は、実施の形態２にかかる直流電源装置の制御手段における制御ブロック例を示す図である。図１０に示すように、制御手段４は、各バンドパスフィルタ９１，９２により抽出された各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの各脈動成分Ｉ_１ｏｈ，Ｉ_２ｏｈと零信号との差分を算出する。そして、算出した差分をＰＩ制御器４１に入力し、その差分が略零となるような出力信号により、回転角速度制御手段４２で各電動機５１ｍ，５２ｍの回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御する。

このように制御することにより、実施の形態１と同様に、各装置１０，２０に流れる誘導性の循環電流を抑制することができる。

なお、上述した例では、各装置１０，２０毎にそれぞれ干渉抑制制御を実施する例について説明しているが、装置１０のみ、あるいは、装置２０のみに対して、干渉抑制制御を実施する構成であっても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、実施の形態１と同様に、負荷電流検出手段６１，６２に代えて、電気量検出手段としてリアクトル電流検出手段７１，７２を挿入して各リアクトル２１，２２に流れるリアクトル電流Ｉ_１，Ｉ_２を検出し、各リアクトル電流Ｉ_１，Ｉ_２の脈動成分を抽出してこれらの脈動成分が略零となるように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御したとしても、同様の効果が得られることは言うまでもない。また、各リアクトル２１，２２に印加される各リアクトル電圧を検出し、各リアクトル電圧の脈動成分を抽出してこれらの脈動成分が略零となるように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御した場合でも同様である。

また、実施の形態１と同様に、電気量検出手段として電圧検出手段８１，８２を用いて各コンデンサ３１，３２に印加されるコンデンサ電圧を検出し、各コンデンサ電圧の脈動成分を抽出してこれらの脈動成分が略零となるように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御したとしても、同様の効果が得られることは言うまでもない。また、各コンデンサ３１，３２に流れるコンデンサ電流を検出し、各コンデンサ電流の脈動成分を抽出してこれらの脈動成分が略零となるように回転角速度指令値ω^＊をそれぞれ制御した場合でも同様である。

なお、上述した干渉抑制制御を常時行うのではなく、実施の形態１と同様に、制御手段４に上述した電気量検出手段の検出値に対する脈動成分閾値を設定しておき、各フィルタ手段９１，９２の出力である電気量検出手段の検出値の脈動成分が脈動成分閾値を上回った場合に、干渉抑制制御を実施するようにしてもよい。なお、実施の形態２にかかる直流電源装置における干渉抑制制御の実施フローについては、実施の形態１において説明した図８と同様であるので、ここでは説明を省略する。

このように、検出値の脈動成分が脈動成分閾値を上回った場合のみ、干渉抑制制御を実施するようにすれば、実施の形態１と同様に、制御手段４による処理を軽減することができる。

なお、図８に示す例では、負荷５１に流れる負荷電流Ｉ_１ｏを用いて干渉抑制制御の要否判断を行う例を示したが、負荷５２に流れる負荷電流Ｉ_２ｏを用いて干渉抑制制御の要否判断を行う場合でも、同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、例えば、実施の形態１と同様に、電源電流の脈動成分と誘導性負荷電流の脈動成分を抽出し、電源電流の脈動成分の二分の一と誘導性負荷電流の脈動成分との差分、もしくは、各装置１０，２０の誘導性負荷電流の脈動成分の差分に閾値を設定し、この閾値に基づいて干渉抑制制御の要否判断を実施することで、電源電圧の変動に対しては干渉抑制制御を実施しないように構成することも可能である。

また、上述した例では、各フィルタ手段９１，９２をそれぞれ独立して設けた構成としているが、制御手段４あるいは各負荷電流検出手段等の電気量検出手段に各フィルタ手段９１，９２が含まれる構成であってもよく、同様の効果が得られることは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態２の直流電源装置によれば、誘導性要素であるリアクトルと容量性要素であるコンデンサとを直列接続し、コンデンサと負荷とを並列接続して構成された装置を直流電源に複数並列接続して複数の負荷に直流電力を供給する場合に、各装置毎に、負荷に流れる負荷電流、リアクトルに流れるリアクトル電流、リアクトルに印加されるリアクトル電圧、コンデンサに印加されるコンデンサ電圧、あるいはコンデンサに流れるコンデンサ電流のうちのいずれか１つ以上を検出して、装置毎の検出値の脈動成分が略零となるように負荷を制御することにより、実施の形態１と同様に、各装置間の干渉による誘導性電流成分が小さくなるように制御することができるので、複数の負荷に直流電力を供給する際に流れる誘導性の循環電流を抑制することができ、リアクトル電流の発振に起因する過電流によるシステムの停止や、コンデンサ電圧の発振に起因する過電圧によるシステムの停止を抑制することができ、継続して運転することが可能となる。

また、コンデンサ電圧の発振に起因する不足電圧によるシステムの停止を抑制することができ、継続して運転することが可能となる。

また、リアクトル電流の発振に起因する騒音を抑制することができ、静音性の高い直流電源装置を提供することができる。

さらに、コンデンサ電圧およびリアクトル電流の発振に起因する効率悪化を抑制することができ、より高効率な運転が可能となる。

さらにまた、コンデンサ電圧の発振に起因するコンデンサの充放電の繰り返しによるコンデンサの劣化を抑制することができる。

なお、上述した実施の形態２では、インバータにより電動機の回転角速度を制御する場合について説明したが、電動機の負荷が空調装置の圧縮機である場合、上記した式（２１）に示すように、冷凍サイクルの弁の開閉により負荷トルクを制御することで、負荷電流の脈動成分を用いて干渉抑制制御を実施することができ、同様の効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態３．
図１１は、実施の形態３にかかる直流電源装置における負荷の一構成例を示す図である。実施の形態１および２では、各装置１０，２０の負荷５１，５２としてインバータおよびインバータにより駆動される電動機を具備した構成例について説明したが、本実施の形態では、図１１に示すように、各負荷５１，５２としてそれぞれスイッチ５１ｃｈ，５２ｃｈおよびスイッチ５１ｃｈ，５２ｃｈにより通電するヒーター５１ｈ，５２ｈを接続した構成例について説明する。

図１２は、実施の形態３にかかる直流電源装置の制御手段におけるスイッチング制御の一例を示す図である。図１２（ａ）は、各スイッチ５１ｃｈ，５２ｃｈのスイッチングパルスのデューティＴｄが０．３である場合の例を示し、図１２（ｂ）は、各スイッチ５１ｃｈ，５２ｃｈのスイッチングパルスのデューティＴｄが０．７である場合の例を示している。

図１１に示す例では、図１２（ａ），（ｂ）に示すように、各スイッチ５１ｃｈ，５２ｃｈのスイッチングパルスのデューティＴｄ_１，Ｔｄ_２を制御することにより、ヒーター５１ｈ，５２ｈの入力電圧Ｖ_ｃ１（＝Ｅ_１ｓ），Ｖ_ｃ２（＝Ｅ_２ｓ）の印加時間を制御する。このとき、各ヒーター５１ｈ，５２ｈの平均電圧Ｖ_１ａｖｅ，Ｖ_２ａｖｅは、下記の式（２５），（２６）で表される。

このときの各ヒーター５１ｈ，５２ｈの出力Ｗ_１ｏ，Ｗ_２ｏは、オームの法則により下記の式（２７），（２８）で表される。

上記の式（２７），（２８）により、各ヒーター５１ｈ，５２ｈに流れる各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏは、下記の式（２９），（３０）で表される。

つまり、負荷５１（５２）がスイッチ５１ｃｈ（５２ｃｈ）およびヒーター５１ｈ（５２ｈ）により構成されている場合には、スイッチ５１ｃｈ（５２ｃｈ）のデューティＴｄ_１（Ｔｄ_２）を制御することにより負荷電流Ｉ_１ｏ（Ｉ_２ｏ）を制御することができる。

したがって、例えば、図５（ａ）に示す例において、回転角速度制御手段４２をデューティ制御手段に置き換え、各電流検出手段６１，６２により検出された各負荷５１，５２の負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏと負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊との差分を算出して、算出した差分をＰＩ制御器４１に入力し、その差分が略零となるような出力信号により、デューティ制御手段で各ヒーター５１ｈ，５２ｈに与えるスイッチングパルスのデューティＴｄ_１ ^＊，Ｔｄ_２ ^＊をそれぞれ制御する。

また、例えば、図５（ｂ）に示す例において、回転角速度制御手段４２をデューティ制御手段に置き換え、各負荷電流Ｉ_１ｏ，Ｉ_２ｏの平均値を負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊としても同様の効果が得られる。

さらに、例えば、図５（ｃ）に示す例において、回転角速度制御手段４２をデューティ制御手段に置き換え、装置２０における負荷電流Ｉ_２ｏを装置１０の負荷電流指令値Ｉ_ｏ ^＊として、装置１０の負荷５１のみ制御しても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、同様に、装置１０における負荷電流Ｉ_１ｏを装置２０の負荷電流指令値として、装置２０の負荷５２のみ制御しても同様の効果が得られる。

このように制御することにより、実施の形態１と同様に、各装置１０，２０に流れる誘導性の循環電流を抑制することができる。

以上説明したように、実施の形態３の直流電源装置によれば、各装置の負荷としてそれぞれスイッチおよびそのスイッチにより通電するヒーターを接続した構成例であっても、実施の形態１において説明した各効果が得ることができる。

実施の形態４．
本実施の形態では、上述した実施の形態１〜３において説明した直流電源装置を備えた空気調和機および直流給電システムについて説明する。図１３は、実施の形態４にかかる空気調和機の一例を示す図である。図１３に示すように、実施の形態４にかかる空気調和機は、室外機１０１、冷媒圧縮機１０２、送風機１０３、および室内機１０４を備えている。

このように構成される空気調和機では、例えば、冷媒圧縮機１０２を駆動するモータや、送風機１０３のファン駆動用のモータを実施の形態１〜３にかかる直流電源装置の負荷とすることにより、実施の形態１〜３において説明した各効果を得ることができる。

また、図１４は、実施の形態４にかかる直流給電システムの概念図である。図１４に示す直流給電システムの例では、例えば、中央システムに実施の形態１〜３にかかる直流電源装置を備え、空気調和機、冷蔵庫、洗濯乾燥機、掃除機等の各構成部に直流電力を供給するようにシステムを構成することにより、実施の形態１〜３において説明した各効果を得ることが可能な直流給電システムを構築することができる。

以上説明したように、実施の形態４の空気調和機および直流給電システムによれば、実施の形態１〜３において説明した直流電源装置を備えることにより、実施の形態１〜３において説明した各効果を得ることが可能となる。

なお、上述した実施の形態では、直流電源装置に具備された制御手段が各負荷を制御する構成について説明したが、負荷の制御手段はこれに限らず、各負荷毎に制御手段を有する構成とし、各負荷の制御手段間で相互通信を行うように構成することも可能である。この場合には、上位コントローラとなる制御手段から、各負荷の制御手段に対して制御指令を送信するように構成すればよい。

また、例えば、上述した直流給電システムでは、中央システムから直流電力が供給される各装置（空気調和機、冷蔵庫、洗濯乾燥機、掃除機等）に各負荷の制御手段を具備して各装置間で相互通信するように構成し、中央システムを上位コントローラとして、各負荷の制御手段に対し、中央システムから制御指令を送信する態様であってもよい。

また、上述した実施の形態では、直流電源から給電する構成について説明したが、この直流電源として、例えば、リチウム電池のような二次電池や、太陽電池から直接給電するように構成することも可能であることは言うまでもない。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

１ 直流電源
１０，２０ 装置
２１，２２ リアクトル（誘導性要素）
３１，３２ コンデンサ（容量性要素）
４ 制御手段
４１ ＰＩ制御器
４２ 回転角速度制御手段
５１，５２ 負荷
５１ｉｎｖ，５２ｉｎｖ インバータ
５１ｍ，５２ｍ 電動機
５１ｃｈ，５２ｃｈ スイッチ
５１ｈ，５２ｈ ヒーター
６１，６２ 負荷電流検出手段
７１，７２ リアクトル電流検出手段
８１，８２ 電圧検出手段
９１，９２ フィルタ手段
１０１ 室外機
１０２ 冷媒圧縮機
１０３ 送風機
１０４ 室内機

Claims (13)

1. 誘導性要素と容量性要素とを直列接続し、前記容量性要素と負荷とを並列接続して構成された装置を直流電源に複数並列接続して構成された直流電源装置であって、
   前記各装置毎に、前記負荷に流れる負荷電流、前記誘導性要素に流れる電流、前記誘導性要素に印加される電圧、前記容量性要素に印加される電圧、および前記容量性要素に流れる電流のうちのいずれか１つ以上を検出する電気量検出手段と、
   前記電気量検出手段の出力に基づいて、前記各装置間の干渉による誘導性電流成分が小さくなるように、前記各負荷を制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記制御手段は、前記各装置における前記電気量検出手段の出力が略一致するように前記負荷を制御することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記制御手段は、前記各装置毎に、前記電気量検出手段の出力と出力指令値との差分が略零となるように前記負荷を制御することを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記制御手段は、前記各装置毎に、前記電気量検出手段の出力と前記各装置における前記電気量検出手段の出力の平均値との差分が略零となるように前記負荷を制御することを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
5. 前記制御手段は、前記各装置毎に、前記電気量検出手段の出力と前記各装置のうちのいずれか１つの前記電気量検出手段の出力との差分が略零となるように前記負荷を制御することを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
6. 前記各電気量検出手段の出力の所定周波数帯域成分を抽出するフィルタ手段をさらに備え、
   前記制御手段は、前記フィルタ手段の出力が略零となるように前記負荷を制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の直流電源装置。
7. 前記所定周波数帯域成分は、前記誘導性要素と前記容量性要素とにより構成される共振回路の共振周波数成分を含むことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
8. 前記フィルタ手段は、前記制御手段に具備されたことを特徴とする請求項６または７に記載の直流電源装置。
9. 前記フィルタ手段は、前記電気量検出手段に具備されたことを特徴とする請求項６または７に記載の直流電源装置。
10. 前記フィルタ手段は、バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の直流電源装置。
11. 前記フィルタ手段は、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の直流電源装置。
12. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする空気調和機。
13. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする直流給電システム。

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