JP2015211617A - 単相系統に接続される電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 単相系統に接続され、且つ仮想発電機制御により自立運転が可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、単相電力系統１００に接続される出力線５へ出力する電力変換器２と、電力変換器２が仮想発電機として動作するよう電力変換器２を制御する制御装置３とを備える。制御装置３は、単相電力系統１００の電圧である単相系統電圧Vaから、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いて系統電圧の角速度ω及び位相θを取得する電圧電流計測部２１と、有効電力P及び無効電力Qを取得する電力取得部２２と、位相差Δθを算出するガバナモデル部２３と、仮想発電機の誘起電圧の絶対値Efを算出するＡＶＲモデル部２４と、仮想発電機の電機子電流に相当する電流指令値Idq_refを算出する発電機モデル部２５と、ＰＷＭ信号PWMacを生成して電力変換器２に出力する電流制御部２６とを備える。【選択図】図２

Description

本発明は、単相系統に接続される電力変換装置に関し、特に、仮想発電機制御が可能な電力変換装置に関する。

近年、ガスエンジン発電機や燃料電池等の分散型電源を利用した電力供給システムに関心が高まっている。例えば、特定エリアにおいて、上記の分散型電源と呼ばれる発電装置を用い、この発電装置から複数の負荷へ電力供給を行うシステムが提案されている。マイクログリッドとも呼ばれるこのようなシステムは、その内部の電力系統に、上記の発電装置に加え、その発電装置の発電電力の変動や負荷変動を補償するために二次電池等を備えた電力貯蔵装置が接続されて構成されることが多い。また、電力系統が交流で発電装置が直流である場合がある。このような場合、電力を交流と直流との間で変換する電力変換装置が必要である。

ところで、このような分散型電源を利用したシステムでは、商用電力系統と連系して運用される連系運転が想定されている場合が多い（例えば、特許文献１乃至３参照）。

しかし、連系運転と、商用電力系統とは独立して運用される自立運転との双方が想定されている場合がある。このような場合、いずれの運転においても安定した電力供給を実現することが重要である。そして、電力変換装置にもこのような安定した電力供給を可能にする機能を備えることが要求される。

そこで、本件出願人は最近、系統連系する発電機相当の特性（発電機モデル）を有する電力変換装置の制御手法を開発し、連系運転時だけでなく、自立運転時でも安定した電力を供給するとともに、連系運転から自立運転への移行を、制御を切り替えることなく、実現する電力変換装置を提案した（特許文献４参照）。また、特許文献５に開示されたように、このような電力変換装置における自立運転を安定化させるための技術を提案している。

特開２０１３−１６９０５２号公報 特開２０１３−１６７５００号公報 特開２０１３−１０２６７０号公報 特開２００９−２２５５９９号公報 特開２０１２−１３０１４６号公報

ところで、分散型電源を利用したシステムには、連系運転と自立運転との双方が想定されている単相システム（単相電力系統）がある。このような単相システムにおいては、以下のよう課題があった。

すなわち、特許文献４及び５に記載の電力変換器では、系統の周波数（角速度及び位相）を検出するためにＰＬＬ回路（位相検出ループ）を備えているが、このＰＬＬ回路は、系統の周波数が変動しても対応可能なように独特な回路に構成されている。その理由は、第１に、電力変換器を用いた仮想発電機制御により系統の自立運転を行う場合には、系統の周波数が変動するからである。第２に、系統連系運転を前提とする場合のように、系統の周波数が一定であることを前提とした周波数（位相）検出回路が一般的である（特許文献１乃至３参照）ため、系統の周波数が変動することを前提とした周波数（位相）検出回路を構成するためには、独自に工夫することが必要であったからである。この独特な回路は、三相システムに特化されていて、三相の電圧が与えられなければならず、単相の場合、すなわち、三相のうちの１相が欠落した場合の動作が保証されない。

従って、特許文献４及び５に記載の電力変換器には、単相システムを仮想発電機制御によって自立運転することができないという課題があった。

本発明は以上のような課題を解決するためになされたものであり、単相系統に接続され、且つ仮想発電機制御により自立運転が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明のある態様に係る電力変換装置は、直流電力を単相交流電力に変換し、単相電力系統に接続される出力線へ出力するよう構成された電力変換器と、前記電力変換器が仮想発電機として動作するよう当該電力変換部を制御するように構成された制御器と、を備え、前記制御器は、前記単相電力系統の電圧である単相系統電圧を計測し、且つ計測された当該単相系統電圧から、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いて系統電圧の角速度及び位相を取得する電圧計測部と、前記単相電力系統の有効電力及び無効電力を取得する電力取得部と、有効電力指令値に対する前記電力取得部が取得した前記有効電力の偏差、前記仮想発電機のドループ特性、及び前記角速度に基づいて、位相差を算出するガバナモデル部と、無効電力指令値に対する前記電力取得部が取得した前記無効電力の偏差及び前記電圧計測部の計測に基づく系統電圧に基づいて、前記仮想発電機の誘起電圧の絶対値を算出するＡＶＲモデル部と、前記ガバナモデル部で算出された位相差、前記ＡＶＲモデルで算出された誘起電圧の絶対値、前記位相に対応する系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、並びに前記仮想発電機のインピーダンスに基づいて、前記仮想発電機の電機子電流に相当する電流指令値を算出する発電機モデル部と、前記発電機モデル部で算出された電流指令値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成して前記電力変換器に出力する電流制御部と、を備える。

上記構成により、電圧計測部は、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いるので、系統電圧の位相（系統周波数）が変化しても、系統電圧の角速度及び位相を当該推定演算を用いて取得することができ、且つ、単相電力変換装置は、この取得した系統電圧の角速度及び位相を用いて、単相電力系統を仮想発電機制御により自立運転することができる。これにより、単相電力変換器による単相電力系統の連系運転と自立運転との間における移行が制御を切り替えることなく可能となる。

前記電圧計測部は、計測された前記単相系統電圧から、ＤＤＳＲＦ演算により系統電圧の正相のｄ軸成分及びｑ軸成分（以下、単に系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分という）を抽出する電圧正相成分抽出部と、前記電圧正相成分抽出部が抽出した系統電圧のｑ軸成分を用いて前記系統電圧の角速度及び位相を取得する角速度位相取得部と、を備え、前記電圧計測部は、前記ＤＤＳＲＦ演算において前記角速度位相取得部で取得された前記位相を用いて前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分を抽出するよう構成されていてもよい。

上記構成により、電圧正相成分抽出部が、単相系統電圧からＤＤＳＲＦ演算により系統電圧の正相のｄ軸成分及びｑ軸成分を抽出する。そして、角速度位相取得部が、この系統電圧のｑ軸成分を用いて系統電圧の角速度及び位相を検出する。これにより、単相電力系統（単相システム）を仮想発電機制御により自立運転することができる。また、従来例のように、逆正接関数の演算を行う必要がないので、逆正接関数の演算を行う場合に比べて、演算を簡素化することができる。また、単相系統電圧に含まれる逆相電圧の影響を受けることなく、仮想発電機制御を安定且つ円滑に行うことができる。

前記ＡＶＲモデル部で用いられる、前記電圧計測部の計測に基づく系統電圧は、前記電圧正相成分抽出部が抽出した前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づく系統電圧でもよい。

上記構成により、系統電圧の逆相成分の影響が排除されるので、仮想発電機制御を安定且つ円滑に動作させることができる。

前記仮想発電機モデル部で用いられる、前記位相に対応する系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分は、前記電圧正相成分抽出部が抽出した前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分でもよい。

上記構成により、仮想発電機モデル部で用いられる系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分から、逆相電圧成分による擾乱が除去されるので、仮想発電機制御を安定且つ円滑に行うことができる。

前記制御器は、前記単相電力系統の電流である単相系統電流を計測し、且つ計測された前記単相系統電流から、ＤＤＳＲＦ演算により系統電流の正相のｄ軸成分及びｑ軸成分（以下、単に系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分という）を抽出する電流計測部を更に備え、前記電流制御部は、前記電流計測部が抽出した前記系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分をフィードバック電流値として、前記単相系統電流のフィードバック制御を行ってもよい。

上記構成により、単相系統電流を好適にフィードバック制御することが可能となる。

前記電流制御部は、フィーバック電流値と前記発電機モデル部で算出された電流指令値とに基づいて静止座標系のα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値を生成し、α軸電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するよう構成されており、前記電圧計測部は、前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分から前記位相を用いて静止座標変換を行ってβ軸電圧を算出する逆ｄｑ変換部と、前記逆ｄｑ変換部により算出された前記β軸電圧と前記電流制御部により生成されたβ軸電圧指令値とに基づいて、ＦＡＥ演算を行うことにより、β軸電流を算出するβ軸電流演算部と、前記単相電力系統の電流である単相系統電流を計測し、計測された前記単相系統電流であるα軸電流と前記β軸電流演算部が算出したβ軸電流と、を前記位相を用いて系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に変換し、この系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を前記フィーバック電流値として前記電流制御部に出力するｄｑ変換部と、を備えてもよい。

上記構成により、ＦＡＥ演算に基づいて得られた系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を用いて、好適に単相系統電流のフィードバック制御が可能となる。

前記角速度位相取得部は、前記系統電圧のｑ軸成分を、位相検出誤差（θ−φ）（θ：系統電圧の推定位相、φ：系統電圧の位相）として、前記電圧計測部を含む位相検出ループに入力する演算によって、前記系統電圧の角速度ω及び位相θを取得するよう構成されていてもよい。

上記構成により、系統電圧のｑ軸成分から系統電圧の角速度ω及び位相θを好適に取得することができる。

本発明によれば、単相系統に接続され、且つ仮想発電機制御により自立運転が可能な電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１の電力変換装置の制御装置の構成を示すブロック図である。 図２の電圧電流計測部の構成を示すブロック図である。 図３の電圧正相成分抽出部の具体的な回路構成を示すブロック図である。 図３の角速度位相取得部の具体的な回路構成を示すブロック図である。 図３の電流正相成分抽出部の具体的な回路構成を示すブロック図である。 図２の制御装置の仮想発電機制御部の構成を示すブロック図である。 図２の制御装置の仮想発電機モデル部の詳細を示すブロック図である。 図３の電流制御部の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態の電力変換装置のテストシステムの概略図である。 図１０のテストシステムで実施した検証実験の結果のグラフである。 図１０のテストシステムで実施した検証実験の瞬時応答波形のグラフである。 本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の電流フィードバック制御の構成を示すブロック図である。 図１３の電流推定部の構成を示す回路図である。

（本発明の契機となる知見）
従来、Double Decoupled Synchronous Reference Frame(以下、ＤＤＳＲＦという)を用いて、不平衡な三相システムにおいて、正相成分と逆相成分とを分離することが知られている（例えば「D. Siemaszko, A. C. Rufer, “Power Compensation Approach and Double Frame Control for Grid Connected Converters,” Proc. of IEEE Intrnl. Conf. of Power Electronics and Drive Systems, pp.1263-1268,2013.」を参照）。ここで、「成分」は、ｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分及びｑ軸成分である。また、ＤＤＳＲＦは、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算であるので、系統電圧の角速度の変動に対応することができる。さらに、単相システムは三相システムの特別な不平衡状態と見なすことができる。発明者等は、これらの点に着目し、単相インバータにおける、周波数変動に対応可能な位相検出回路に、ＤＤＳＲＦ技術を適用することを見出した。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しつつ説明する。全ての図面を通じて同一又は相当する要素には同じ符号を付して、重複する説明は省略する。また、図面中のｓの文字は一貫してラプラス演算子を表す。

（実施の形態１）
［構成］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、電力変換装置１は、例えば、マイクログリッドである単相電力系統１００と、出力線５、出力リアクトル６、電流センサ７、フィルタコンデンサ８、変圧器９、及び電圧センサ１０を介して接続されている。本実施の形態では、単相電力系統１００の配電線１１は、２本の単相２線式配線（１００Ｖ）であるが、３本の単相３線式配線（１００Ｖ／２００Ｖ）でもよい。単相電力系統１００として、一戸建て住宅や集合住宅、事務所等の配電線、船舶の電力系統、離島の電力網、自家発電設備を備えた工場等の電力系統等が例示される。単相電力系統１００は、解列器（図示せず）によって商用電力網に対して接続及び切断される。単相電力系統１００が商用電力系統と接続された場合、電力変換装置１は単相電力系統１００を系統連系運転し、単相電力系統１００が商用電力系統と切断された場合、電力変換装置１は単相電力系統１００を自立運転する。

電力変換装置１は、電力変換器２に直流電力を供給する直流電源４と、直流電力を交流電力に変換し、単相電力系統１００に接続される出力線５へ出力するよう構成された電力変換器２と、電力変換器２が仮想発電機として動作するよう電力変換器２を制御するように構成される制御装置３とを備える。

直流電源４は、本実施の形態では、太陽光発電用のソーラーパネル等の直流発電体及びニッケル水素電池等の二次電池を備える。直流電源４は、その他の再生可能エネルギーを用いた分散型電源であってもよい。

電力変換器２は、特に限定されないが、本実施の形態では、それぞれ逆並列接続されたダイオードを備えた４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄから構成されている。スイッチング素子には例えばＩＧＢＴが用いられる。電力変換器２は、制御部３から各スイッチング素子２ａ〜２ｄの制御端子（例えばＩＧＢＴのゲート端子）に入力される制御信号PWM_acに基づいて、各スイッチング素子２ａ〜２ｄをオンオフ動作することにより、インバータとして機能する。

制御装置３は、電圧センサ１０で検出される単相電力系統１００の電圧である単相系統電圧V_aと電流センサ７で検出される単相電力系統１００の電流である単相系統電流I_aとに基づいて、制御信号PWM_acを生成し、この生成した制御信号PWM_acを電力変換器２に供給する。これにより、制御装置３は、電力変換器２が仮想発電機として動作するよう電力変換器２を制御する。

次に、制御装置３の構成について図２を用いて説明する。図２に示すように、制御装置３は、電圧電流計測部（電圧計測部及び電流計測部）２１と、電力取得部２２と、発電機制御部２０と、発電機モデル部２５と、電流制御部２６と、を備える。この制御部は、例えば、ＦＰＧＡ(field programmable gate array)、ＰＬＣ(programmable logic controller)、マイクロコントローラ等の演算装置で構成され、各部は、上記演算装置においてそれに内蔵されているプログラムが実行されることにより実現される機能ブロックである。

電圧電流計測部２１は、単相電力系統１００の電圧である単相系統電圧V_aを計測し、且つ計測された当該単相系統電圧V_aから、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いて系統電圧の角速度ω及び位相θを取得する。また、電圧電流計測部２１は、単相電力系統１００の電流である単相系統電流I_aを計測する。

電力取得部２２は、単相電力系統１００の有効電力P及び無効電力Qを取得する。本実施の形態では、電力取得部２２は、電圧電流計測部２１の計測に基づく系統電圧V_dq及び系統電流I_dqに基づいて、有効電力P及び無効電力Qを算出するように構成されている。

発電機制御部２０は、同期発電機の機能を所定の演算パラメータを用いてモデル化した演算ブロックである。本実施の形態では、発電機制御部２０は、同期発電機を制御するガバナ及びAVR( Automatic Voltage Regulator)をそれぞれモデル化した演算ブロックであるガバナモデル部２３及びＡＶＲモデル部２４を内部に備える。

ガバナモデル部２３は、有効電力指令値P_refに対する電力取得部２２が取得した有効電力Pの偏差、仮想発電機のドループ特性、及び角速度ωに基づいて、位相差Δθを算出する。

ＡＶＲモデル部２４は、無効電力指令値Q_refに対する電力取得部２２が算出した無効電力Qの偏差、電圧電流計測部２１の計測に基づく系統電圧V_dqに基づいて、仮想発電機の誘起電圧の絶対値を算出する。ガバナモデル部２３及びＡＶＲモデル部２４の具体的な構成については後述する。尚、誘起電圧の絶対値は、図面では次のようにベクトル表記しているが、本文中では単にEfと記述する。

発電機モデル部２５は、同期発電機本体をモデル化したものである。本実施の形態では、発電機モデル部２５は、ガバナモデル部２３で算出された位相差Δθ、ＡＶＲモデル部２４で算出された誘起電圧の絶対値Ef、位相θに対応する系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq、仮想発電機のインピーダンスに基づいて、仮想発電機の電機子電流に相当する電流指令値I_{dq_ref}を算出する。

電流制御部２６は、発電機モデル部２５で算出された電流指令値I_{dq_ref}に基づいて、ＰＷＭ信号PWM_acを生成して電力変換器２に出力する。

以下、制御装置３を構成する各部の詳細について説明する。図３は、電圧電流計測部２１の構成を示すブロック図である。図３に示すように、電圧電流計測部２１は、電圧正相成分抽出部３０と、角速度位相取得部３１と、電流正相成分抽出部３２を備える。

電圧正相成分抽出部３０において行われる一連の演算をＤＤＳＲＦ演算と称し、計測された単相系統電圧V_aから、ＤＤＳＲＦ演算により系統電圧の正相のｄ軸成分V_d ⁺及びｑ軸成分V_q ⁺（以下、単に系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分ともいう）を抽出する。このＤＤＳＲＦ演算においては、後述するようにして角速度位相取得部３１で取得された系統電圧の位相θを用いて、これらの系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分を抽出する。以下では、電圧又は電流のｄ軸成分及びｑ軸成分をまとめてV_dq(V_dq ⁺,V_dq ^- )又はI_dq（I_dq ⁺,I_dq ^-）と表記する場合がある。電圧又は電流のα軸成分及びβ軸成分も同様にV_αβ又はI_αβと表記する場合がある。ここで、一般には、三相系統相電圧V_a、V_b、V_cをクラーク変換した後の系統電圧をV_α，V_βに対してＤＤＳＲＦ演算を行う。これに対し、本実施の形態では、電圧正相成分抽出部３０にV_α＝V_a，V_β＝０を入力して、電圧に対するＤＤＳＲＦ演算を行う。つまり、本実施の形態では、単相システムを三相システムの特別な不平衡状態と見なすという新たな思想に基づいて、ＤＤＳＲＦを単相システムに適用している。

角速度位相取得部３１は、電圧正相成分抽出部３０が抽出した系統電圧のｑ軸成分V_q ⁺を用いて系統電圧の角速度ω及び位相θを取得する。この位相θは、上述のように電圧正相成分抽出部３０に入力され、上述の単相系統電圧V_aに対するDDSRF演算に用いられる。

電流正相成分抽出部３２は、角速度位相取得部３１が算出した系統電圧の位相θを用いて、計測された単相系統電流I_aから、DDSRF演算により系統電流の正相のｄ軸成分I_d ⁺及びｑ軸成分I_q ⁺（以下、単に系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分ともいう）抽出する。本実施の形態では、電流正相成分抽出部３２にI_α＝I_a，I_β＝０を入力して、電流に対するＤＤＳＲＦ演算を行う。

次に、電圧正相成分抽出部３０の具体的な回路構成について図４を用いて説明する。図４に示すように、電圧正相成分抽出部３０は、回転座標変換部３５、３６、３７，３８と、フィルタ部３９，４０と、加減算器４１、４２とを備える。

回転座標変換部３５及び３６は、角速度位相取得部３１で算出された系統電圧の位相θを用いて、入力された単相系統電圧V_α（V_β＝０）に座標変換を施してｄ軸成分及びｑ軸成分を算出し、これを加減算器４１に出力する。本実施の形態では、回転座標変換部３５及び３６は、次式（１）で与えられる回転行列により座標変換を行う。これらはαβ座標系の信号からｄｑ座標系の信号へ変換するものである。

フィルタ部３９は、電圧正相成分抽出部３０が抽出した系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ⁺にフィルタリング処理を施して、これを回転座標変換部３７に出力する。フィルタ部３９は、逆相成分を除去するための正相成分に使用されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。ＬＰＦの遮断周波数は系統の基本周波数の２倍以下の周波数に設定する。

回転座標変換部３７は、角速度位相取得部３１で取得された系統電圧の位相２θを用いて、フィルタリング処理された系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ⁺に座標変換を施して、これを加減算器４２に出力する。

フィルタ部４０は、電圧正相成分抽出部３０が抽出した系統電圧の逆相成分のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ^-にフィルタリング処理を施して、これを回転座標変換部３８に出力する。フィルタ部４０は、正相成分を除去するための逆相成分に使用されるＬＰＦである。ここでもＬＰＦの遮断周波数は系統の基本周波数の２倍以下の周波数に設定する。

回転座標変換部３８は、角速度位相取得部３１で取得された系統電圧の位相２θを用いて、フィルタリング処理された系統電圧の逆相成分のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ^-に座標変換を施して、これを加減算器４１に出力する。

本実施の形態では、回転座標変換部３７及び３８は、次式（２）で与えられる回転行列により座標変換を行う。

加減算器４１は、回転座標変換部３５から入力されるｄｑ変換後の単相系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分から、回転座標変換部３８から入力されるフィルタ処理及びｄｑ逆変換後の逆相成分のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ^-を減算して正相成分V_dq ⁺を算出し、これを出力する。ここで加減算器４１は、正相成分の電圧V_dq ⁺のｑ軸成分V_q ⁺を角速度位相取得部３１に出力する。

加減算器４２は、回転座標変換部３６から入力されるｄｑ逆変換後の単相系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分から、回転座標変換部３７から入力される正相成分のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ⁺を減算して逆相成分V_dq ^-を算出し、これを出力する。

このようにして、電圧正相成分抽出部３０は、ＤＤＳＲＦ演算により系統電圧を正相成分V_dq ⁺と逆相成分V_dq ⁺に分離して、系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ⁺を抽出する。

次に、角速度位相取得部３１の具体的な回路構成について図４及び図５を用いて説明する。

角速度位相取得部３１は、ＰＩ制御部４５と、積分器４６とを備える。

ＰＩ制御部４５は、電圧正相成分抽出部３０で抽出された系統電圧のｑ軸成分V_q ⁺に比例積分補償を施して系統電圧の角速度ωを算出し、これを積分器４６に出力する。ここで本実施の形態では、図５（ａ）に示すように、ＰＩ制御部４５は、比例制御部８２と、積分制御部８１と、加減算器８３とを備える。ここで系統電圧のｑ軸成分V_qと系統電圧V_gとの間には、次式（３）が成り立つ。
V_q = V_g sin（θ−φ）・・・（３）
ここでV_q：系統電圧のｑ軸成分、V_g：系統電圧、θ：系統電圧の推定位相、φ：系統電圧の位相である。図５（ｂ）は式（３）をベクトル図で示したものである。ここで位相推定誤差θ−φがゼロに近ければ、次式（４）は充足される。

よって、角速度位相取得部３１は、系統電圧のｑ軸成分を、位相検出誤差（θ−φ）として、電圧正相成分抽出部３０を含む位相検出ループに入力する演算によって、系統電圧の角速度ω及び位相θを取得するよう構成されている。本実施の形態では、系統電圧のｑ軸成分V_qが位相推定誤差θ−φとして比例制御部８２及び積分制御部８１に入力される。

加減算器８３は、比例制御部８２及び積分制御部８１の両者の演算結果を加算することにより、位相推定誤差θ−φに比例積分補償を施し、これを積分器４６に出力する。

積分器４６は、加減算器８３から入力された系統電圧の角速度推定値ωを積分して位相θを推定し、これを積分器４６及び電圧正相成分抽出部３０に出力する。そして、電圧正相成分抽出部３０は、この位相θを用いて、系統電圧のｑ軸成分を算出する。そして、この算出された系統電圧のｑ軸成分が角速度位相取得部３１に入力される。つまり、ＰＩ制御部４５、積分器４６、及び電圧正相成分抽出部３０が、位相検出ループを構成している。なお、ＰＩ制御部４５は、ＰＩ制御でなくてもよく、例えば位相補償器等によっても構成できる。

図６は、電流正相成分抽出部３２の具体的な回路構成を示すブロック図である。図６に示すように、電流正相成分抽出部３２は、回転座標変換部３５、３６、３７，３８と、フィルタ部３９，４０と、加減算器４１、４２とを備える。電流正相成分抽出部３２は、入力された単相信号I_α＝I_a，I_β＝０に対し、電圧正相成分抽出部３０と同様なＤＤＳＲＦ演算を電流に対して行う。つまり、電圧電流計測部２１において、電流正相成分抽出部３２は、ＤＤＳＲＦ演算により系統電圧を正相成分I_dq ⁺と逆相成分I_dq ⁺に分離して、系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分I_dq ⁺を抽出する。

次に、仮想発電機制御部２０を構成するガバナモデル部２３及びＡＶＲモデル部２４の具体的な構成について図７を用いて説明する。図７に示すように、ガバナモデル部２３には、外部（ここでは例えばマイクログリッド制御装置）から有効電力指令値P_ref、角速度基準値ω_refとが入力される。更に、電力取得部２２から有効電力Ｐが入力され、且つ電圧電流計測部２１から角速度ωが入力される。ここでガバナモデル部２３に入力される有効電力指令値P_refは発電機のトルクに相当し、発電機を電力系統に同期させる周波数を設定する。

具体的には、ガバナモデル部２３は、加減算器５１と、ドループブロック５２と、加減算器５３と、積分器５４とを備える。加減算器５１は、有効電力指令値P_refから有効電力Ｐを減算した値をドループブロック５２へ出力する。ドループブロック５２は、加減算器５１の出力に対しガバナの垂下特性に応じて所定の演算が施された値（例えば実定数のゲインＫ_ｇｄを掛けたもの）を加減算器５３へ出力する。加減算器５３は、角速度基準値ω_ref及びドループブロック５２の出力値を加算した値から角速度ωを減算した値を、積分器５４へ出力する。積分器５４は、加減算器５３から入力された角速度の偏差を積分して位相差Δθを算出し、これを発電機モデル部２５へ出力する。

また、ＡＶＲモデル部２４には、外部（ここでは例えばマイクログリッド制御装置）から無効電力指令値Q_refが入力される。ここでＡＶＲモデル部２４に入力される無効電力指令値Q_refは発電機の界磁に相当し、誘起電圧を調整する。更に、ＡＶＲモデル部２４には、電力取得部２２から無効電力Qが入力され、且つ電圧電流計測部２１の計測に基づく系統電圧V_gが入力される。系統電圧V_gは、電圧正相成分抽出部３０が抽出した系統電圧のｄ軸成分V_d ⁺及びｑ軸成分V_q ⁺に基づく系統電圧である。系統電圧V_gは、次式（５）を用いて算出される。

具体的には、ＡＶＲモデル部２４は、加減算器５５と、ドループブロック５６と、加減算器５７と、ＰＩ制御ブロック５８とを備える。

加減算器５５は、無効電力指令値Q_refから無効電力Qを減算した値（無効電力偏差）をドループブロック５６へ出力する。ドループブロック５６は、加減算器５５の出力に対しＡＶＲの垂下特性に応じて所定の演算を施した値（例えば実定数のゲインＫ_ａｄを掛けたもの）に一次遅れを付与して、これを加減算器５７へ出力する。加減算器５７は、ブロック５６の出力から、系統電圧V_gを減算した値を、ＰＩ制御ブロック５８へ出力する。ＰＩ制御ブロック５８は、加減算器５７の出力に比例積分補償を行って誘起電圧の絶対値Efを算出し、これを発電機モデル部２５へ出力する。

このように、ガバナモデル部２３とＡＶＲモデル部２４のそれぞれは、仮想発電機にドループ特性を持たせるための１次遅れ関数を備える。ガバナモデル部２３で演算される仮想発電機の位相差Δθと、ＡＶＲモデル部２４で演算される誘起電圧の絶対値Efは、仮想発電機モデル部２５に入力される。

図８は、仮想発電機モデル部２５の詳細を示している。仮想発電機は、仮想発電機の界磁による誘起電圧の絶対値Efと、仮想発電機の位相差Δθと、仮想発電機の仮想的な電機子の巻線リアクタンスx及び巻線抵抗rによる仮想発電機のインピーダンスと、仮想発電機が出力する電圧、すなわち系統電圧（複素電圧ベクトル）及び電流（複素電流ベクトル）と、を用いてモデル化される。図８は、仮想発電機モデル部２５における各ベクトルのフェーザ図である。尚、図面では、系統電圧の複素電圧ベクトル及び電流の複素電流ベクトルを次のようにベクトル表記している。数５で示されるV_gは数６に示される系統電圧の複素電圧ベクトルの絶対値である。

数６の複素電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分であるI_{d_ref}，I_{q_ref}は、次式（６）、（７）により計算される。

ここで、式（６）における系統電圧のｄ軸成分V_d及びｑ軸成分V_qは、電圧正相成分抽出部３０が抽出した系統電圧のｄ軸成分V_d ⁺及びｑ軸成分V_q ⁺を用いる。

本実施の形態では、電流制御部２６は、発電機モデル部２５で算出されたｄ軸成分及びｑ軸成分のI_{d_ref}及びI_{q_ref}を電流指令値とし、電圧電流計測部２１が抽出した系統電流のｄ軸成分I_d及びｑ軸成分I_qをフィードバック電流値として、単相系統電流のフィードバック制御を行う。

図９は、電流制御部２６の構成を示すブロック図である。図９に示すように、電流制御部２６は、加減算器６１、６２と、ＰＩ制御ブロック６３、６４と、加減算器６５，６６と、回転座標変換部３６、３７と、乗算器６７、６８と、ＰＷＭ信号算出部６９とを備える。

加減算器６１は、仮想発電機モデル部２５から入力されたｄ軸電流指令値I_{d_ref}から、電圧電流計測部２１から入力された系統電流のｄ軸成分I_d（正確には正相成分I_d ⁺）を減算し、その値をＰＩ制御ブロック６３へ出力する。ＰＩ制御ブロック６３は、加減算器６１の出力に対して、比例積分補償を行って正相成分のｄ軸電圧指令値PWM_d ⁺を算出し、これを加減算器６５に出力する。ここでＰＩ制御ブロック６３から出力されるｄ軸電圧指令値は正相成分PWM_d ⁺のみであるが、単相では、逆相成分PWM_d ^-は、正相成分PWM_d ⁺と同一であるので、そのまま逆相成分PWM_d ^-として回転座標変換部３７に出力する。

加減算器６２は、仮想発電機モデル部２５から入力されたｑ軸電流指令値I_{q_ref}から、電圧電流計測部２１から入力された系統電流のｑ軸成分I_q（正確には正相成分I_q ⁺）を減算し、その値をＰＩ制御ブロック６４へ出力する。ＰＩ制御ブロック６４は、加減算器６２の出力に対して、比例積分補償を行って正相成分のｑ軸電圧指令値PWM_q ⁺を算出し、これを加減算器６６に出力する。ここでＰＩ制御ブロック６４から出力されるｑ軸電圧指令値は正相成分PWM_q ⁺のみであるが、単相では逆相成分PWM_q ^-は正相成分PWM_q ⁺と符号が異なるので乗算器６８により正相成分PWM_q ⁺を−１倍したものを逆相成分PWM_q ^-として回転座標変換部３７に出力する。

回転座標変換部３７は、角速度位相取得部３１で取得された系統電圧の位相２θを用いて、ｄ軸成分及びｑ軸成分の電圧指令値の逆相成分PWM_d ^-及びPWM_q ^-に座標変換を施して、これらを加減算器６５及び６６に出力する。

加減算器６５は、ＰＩ制御ブロック６３から入力された正相成分のｄ軸電圧指令値PWM_d ⁺に、回転座標変換部３７から入力された座標変換後のｄ軸電圧指令値の逆相成分を加算してｄ軸電圧指令値V_{d_ref}を算出し、これを回転座標変換部３６に出力する。

加減算器６６は、ＰＩ制御ブロック６４から入力された正相成分のｑ軸電圧指令値PWM_q ⁺に、回転座標変換部３７から入力された座標変換後のｑ軸電圧指令値の逆相成分を加算してｑ軸電圧指令値V_{q_ref}を算出し、これを回転座標変換部３６に出力する。

回転座標変換部３６は、角速度位相取得部３１で取得された系統電圧の位相θを用いて、ｄ軸成分及びｑ軸成分の電圧指令値のV_{d_ref}及びV_{q_ref}に座標変換を施してα軸成分及びβ軸成分の電圧指令値のV_{α_ref}及びV_{β_ref}を算出し、これらをＰＷＭ信号算出部６９に出力する。

ＰＷＭ信号算出部６９は、回転座標変換部３６から入力されたα軸成分及びβ軸成分の電圧指令値のV_{α_ref}及びV_{β_ref}に基づいてＰＷＭ信号PWM_acを算出し、これを電力変換器２に出力する。

［作用効果］
以上のような構成の電力変換装置１によれば、電圧電流計測部２１が系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いることにより、変化を伴う系統電圧の位相（系統周波数ω）に対して、系統電圧の角速度ω及び位相θを当該推定演算を用いて取得し、また、電圧正相成分抽出部３０が、単相系統電圧からＤＤＳＲＦ演算により系統電圧の正相のｄ軸成分V_d ⁺及びｑ軸成分V_q ⁺を抽出することにより、単相電力系統１００においても仮想発電機制御を実現することができる。これらにより、位相差や誘起電圧を状況に応じて変化させて、系統の周波数や負荷の変動に追従しながら電力制御を実現するという仮想発電機制御の特性を生かして、電力変換装置１による単相電力系統１００の連系運転と自立運転との間における移行が制御を切り替えることなく可能となる。

また、上述の推定演算において、角速度位相取得部３１が、系統電圧のｑ軸成分V_q ⁺を用いて系統電圧の角速度ω及び位相θを検出するので、従来例のように、逆正接関数の演算を行う必要がなく、逆正接関数の演算を行う場合に比べて、演算を簡素化することができる。

また、ＡＶＲモデル部２４及び発電機モデル２５では、電圧正相成分抽出部３０において逆相成分が完全に除去された系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づく系統電圧を用いるので、単相系統電圧波形のゼロクロスやピーク値、実効値等から直接位相と振幅を計算してｄ軸成分及びｑ軸成分を取得する場合に比べて、逆相電圧が混入する余地がなく、逆相電圧による擾乱が排除されるため、仮想発電機制御を安定且つ円滑に動作させることができる。

また、制御装置３は、単相電力系統１００の電流である単相系統電流を計測し、且つ計測された単相系統電流から、ＤＤＳＲＦ演算により系統電流の正相のｄ軸成分及びｑ軸成を抽出する電圧電流計測部２１を備え、電流制御部２６は、電圧電流計測部２１が抽出した系統電流のｄ軸成分I_d及びｑ軸成分I_qをフィードバック電流値として、単相系統電流のフィードバック制御を行うことにより、単相系統電流を好適にフィードバック制御することが可能となる。

また、角速度位相取得部３１は、系統電圧のｑ軸成分について、V_q = V_g sin（θ−φ）（V_q：系統電圧のｑ軸成分、V_g：系統電圧、θ：系統電圧の推定位相、φ：系統電圧の位相）の式を用いて（θ−φ）を算出し、これを位相検出誤差（θ−φ）として位相検出ループに入力する演算によって、系統電圧の角速度ω及び位相θを取得するよう構成されているので、系統電圧のｑ軸成分V_qから系統電圧の角速度ω及び位相θを好適に取得することができる。

［検証実験］
本発明者等は、本実施の形態の電力変換装置１による効果を検証するために所定の条件下において実験を行った。図１０は、電力変換装置１のテストシステムの概略図である。図１０に示すように、テストシステムは、商用単相電力系統１０１と、単相商用電力系統１０１に接続された電力変換装置１と、マイクログリッドを模擬した単相電力系統１００’と、スイッチＭＣ１〜ＭＣ４と、電力変換装置１に有効電力指令値P_ref及び無効電力指令値Q_refを供給する監視装置２００と、を含む。単相電力系統１００’、は電力変換装置１の負荷１２ａ〜１２ｄのみを含む。

商用単相電力系統１０１及び単相電力系統１００’の基本周波数は６０Ｈｚである。電力変換装置１の定格容量は５０kVAである。負荷１２ａ〜１２ｃはそれぞれ１０ｋＷであり、負荷１２ｄは７．７５ｋＷである。スイッチＭＣ１〜ＭＣ４は、マグネットコンタクタであり、オンオフの切り替えは手動で操作する。

実験では、まず、監視装置２００により電力変換装置１へ有効電力指令値P_ref及び無効電力指令値Q_refを供給して系統連系運転させる。その後スイッチを適宜切り替えて電力変換装置１の負荷１２を変動させ、更に電力変換装置１を商用単相電力系統１０１から解列させて自立運転に移行させる。また、負荷の追加に伴い、有効電力指令値を増加させる。なお、本検証実験においては、無効電力指令値Q_refは常にゼロに設定されている。表１に実験における運転状態の推移を示す。

実験開始時には、ＭＣ１は閉じており、ＭＣ２〜ＭＣ４は開いている。この場合、電力変換装置１は負荷１２ａのみに接続された状態であるので、テストシステムの全負荷は１０ｋＷである。また、有効電力指令値P_refを０ｋＷに設定する。

開始から５秒間を経過した後に、有効電力指令値P_refを１０ｋＷに増加する。開始から９秒間を経過した後にＭＣ２を閉じて、電力変換装置１に負荷１２ｂを追加する。この場合、電力変換装置１は負荷１２ａ及び１２ｂに接続された状態であるので、全負荷は２０ｋＷである。

次に、開始から１０秒間を経過した後に、有効電力指令値P_refを２０ｋＷに増加する。開始から１４秒間を経過した後にＭＣ３を閉じて、電力変換装置１に負荷１２ｃを追加する。この場合、電力変換装置１は負荷１２ａ、１２ｂ及び１２ｃに接続された状態であるので、テストシステムの全負荷は３０ｋＷである。

次に、開始から１５秒間を経過した後に、有効電力指令値P_refを３０ｋＷに増加する。

次に、開始から２０秒間を経過した後に、商用単相電力系統１０１で発生した事故を模擬する。ＭＣ１を開いて単相電力系統１０１’を商用単相電力系統１００から解列させる。この場合、電力変換装置１は負荷１２ａ、１２ｂ及び１２ｃに接続された状態で、系統連系運転から自立運転に移行する。

次に、開始から２６秒間を経過した後に、更にＭＣ４を閉じて、テストシステムに負荷１２ｄを増加する。この場合、電力変換装置１は全ての負荷１２ａ〜１２ｄに接続された状態であるので、テストシステムの全負荷は３７．５ｋＷである。

図１１は検証実験の結果のグラフである。上段の図１１（ａ）は出力電力の応答波形を示している。グラフ中の実線は無効電力(kVar)を示し、一点鎖線は有効電力(kW)を示している。中段の図１１（ｂ）は出力電圧（p.u.）の応答波形を示している。下段の図１１（ｃ）は周波数（Ｈｚ）の応答波形を示している。図１１（ａ）〜（ｃ）の時間軸はいずれも一致している。

図１１より、系統連系中は負荷の変化によらず、電力変換装置１の出力は有効電力基準値P_refに追従し、負荷の変化分は系統が担っている。また、解列して自立運転中は有効電力基準値P_refにかかわらず、負荷に応じた電力を電力変換装置１が出力している。

図１２は検証実験の瞬時応答波形のグラフである。電力変換装置１の解列前後（開始から２０秒後）の出力電流及び出力電圧の波形を示している。解列前後で電流及び電圧が変動することはない。これらにより、連系運転中の系統との負荷分担、連系運転から自立運転への移行、及びその後の自立運転の継続が良好に行えていることが示された。また、連系運転と自立運転との間で電力変換装置１の制御を切り替える必要が無いことが示された。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図１３及び図１４を用いて説明する。尚、実施の形態１と共通する構成の説明は省略し、相違する構成についてのみ説明する。

本実施の形態は、実施の形態１と比較すると、ＦＡＥ（Fictive Axis Emulation）演算に基づいて得られた系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を用いて、単相系統電流のフィードバック制御を行う点が相違する。

図１３は、本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の電流フィードバック制御の構成を示すブロック図である。図１３に示すように、電流制御部２６ａは、フィーバック電流値I_dqと発電機モデル部２５で算出された電流指令値I_{dq_ref}とに基づいて静止座標系のα軸電圧指令値V_{α_ref}及びβ軸電圧指令値V_{β_ref}を生成し、α軸電圧指令値V_{α_ref}に基づいてＰＷＭ信号PWM_acを生成するよう構成されている。

また、本実施の形態の電圧電流計測部２１ａは、回転座標変換部（逆ｄｑ変換部ともいう）３６と、β軸電流演算部７０と、回転座標変換部（ｄｑ変換部ともいう）３７とを備えている。逆ｄｑ変換部３６は、系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分V_dq ⁺から位相θを用いて静止座標変換を行ってβ軸電圧V_β ⁺を算出する。β軸電流演算部７０は、逆ｄｑ変換部３６により算出されたβ軸電圧V_β ⁺と電流制御部２６ａにより生成されたβ軸電圧指令値V_{β_ref}とに基づいて、ＦＡＥ演算を行うことにより、β軸電流I_βを算出する。ｄｑ変換部３７は、単相系統電流であるα軸電流I_α（＝I_a）とβ軸電流演算部７０が算出したβ軸電流I_βとを位相θを用いて系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分I_dqに変換し、この系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分I_dqをフィーバック電流値として電流制御部２６ａに出力する。

図１４は、図１３のβ軸電流演算部７０の構成を示す回路図である。図１４に示すように、β軸電流演算部７０は、加減算器７２、７３と、演算ブロック７４と、フィードバックブロック７５とを備える。ブロック７４のＬ及びブロック７５のＲは、それぞれ電力変換器２から見た系統のインダクタンス成分及び抵抗成分である。単相の系統に対して、このように仮想的に直交する軸を想定して、その応答を求める演算をＦＡＥ演算と称する。このような構成によれば、ＦＡＥ演算に基づいて得られた系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を用いて、好適に単相系統電流のフィードバック制御が可能となる。またＦＡＥ演算として、ＤＤＳＲＦにより求めた系統の正相成分のβ軸の電圧V_β ⁺と電流制御系から得られるβ軸電圧指令値V_{β_ref}からβ軸電流I_βを推定するものであれば、図１４の構成に限定されるものではない。

（その他の実施の形態）
実施の形態１及び２では、ＤＤＳＲＦ演算を用いた位相（角速度）検出回路を採用しているが、位相（角速度）検出回路はこれには限定されない。位相（角速度）検出回路は、単相系統電圧から、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いて系統電圧の角速度及び位相を取得するものであればよい。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び機能の少なくとも一方の詳細を実質的に変更できる。

本発明の電力変換装置は、電力系統と連系して運転する連系運転機能を有する電力変換装置に用いることができる。

１ 電力変換装置
２ 電力変換器
３ 制御装置
４ 直流電源
５ 出力線
６ 出力リアクトル
７ 電流センサ
８ フィルタコンデンサ
９ 変圧器
１０ 電圧センサ
１１ 単相電力系統の配電線
１２ 負荷
２０ 発電機制御部
２１ 電圧電流計測部
２２ 電力取得部
２３ ガバナモデル部
２４ ＡＶＲモデル部
２５ 発電機モデル部
２６ 電流制御部
３０ 電圧正相成分抽出部
３１ 角速度位相取得部
３２ 電流正相成分抽出部
６７ ＰＷＭ信号算出部
７０ 電流推定部（ＦＡＥ）
７１ 電流電圧変換部
１００ 単相電力系統
２００ 監視装置

Claims (7)

1. 直流電力を単相交流電力に変換し、単相電力系統に接続される出力線へ出力するよう構成された電力変換器と、
   前記電力変換器が仮想発電機として動作するよう当該電力変換部を制御するように構成された制御器と、を備え、
   前記制御器は、
   前記単相電力系統の電圧である単相系統電圧を計測し、且つ計測された当該単相系統電圧から、系統電圧の位相を変数として扱う推定演算を用いて系統電圧の角速度及び位相を取得する電圧計測部と、
   前記単相電力系統の有効電力及び無効電力を取得する電力取得部と、
   有効電力指令値に対する前記電力取得部が取得した前記有効電力の偏差、前記仮想発電機のドループ特性、及び前記角速度に基づいて、位相差を算出するガバナモデル部と、
   無効電力指令値に対する前記電力取得部が取得した前記無効電力の偏差及び前記電圧計測部の計測に基づく系統電圧に基づいて、前記仮想発電機の誘起電圧の絶対値を算出するＡＶＲモデル部と、
   前記ガバナモデル部で算出された位相差、前記ＡＶＲモデルで算出された誘起電圧の絶対値、前記位相に対応する系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、並びに前記仮想発電機のインピーダンスに基づいて、前記仮想発電機の電機子電流に相当する電流指令値を算出する発電機モデル部と、
   前記発電機モデル部で算出された電流指令値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成して前記電力変換器に出力する電流制御部と、
   を備える、電力変換装置。
2. 前記電圧計測部は、計測された前記単相系統電圧から、ＤＤＳＲＦ演算により系統電圧の正相のｄ軸成分及びｑ軸成分（以下、単に系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分という）を抽出する電圧正相成分抽出部と、前記電圧正相成分抽出部が抽出した系統電圧のｑ軸成分を用いて前記系統電圧の角速度及び位相を取得する角速度位相取得部と、備え、前記電圧計測部は、前記ＤＤＳＲＦ演算において前記角速度位相取得部で取得された前記位相を用いて前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分を抽出するよう構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ＡＶＲモデル部で用いられる、前記電圧計測部の計測に基づく系統電圧は、前記電圧正相成分抽出部が抽出した前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分に基づく系統電圧である、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記仮想発電機モデル部で用いられる、前記位相に対応する系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分は、前記電圧正相成分抽出部が抽出した前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分である、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御器は、前記単相電力系統の電流である単相系統電流を計測し、且つ計測された前記単相系統電流から、ＤＤＳＲＦ演算により系統電流の正相のｄ軸成分及びｑ軸成分（以下、単に系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分という）を抽出する電流計測部を更に備え、
   前記電流制御部は、前記電流計測部が抽出した前記系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分をフィードバック電流値として、前記単相系統電流のフィードバック制御を行う、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記電流制御部は、フィーバック電流値と前記発電機モデル部で算出された電流指令値とに基づいて静止座標系のα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値を生成し、α軸電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するよう構成されており、
   前記電圧計測部は、
   前記系統電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分から前記位相を用いて静止座標変換を行ってβ軸電圧を算出する逆ｄｑ変換部と、
   前記逆ｄｑ変換部により算出された前記β軸電圧と前記電流制御部により生成されたβ軸電圧指令値とに基づいて、ＦＡＥ演算を行うことにより、β軸電流を算出するβ軸電流演算部と、
   前記単相電力系統の電流である単相系統電流を計測し、計測された前記単相系統電流であるα軸電流と前記β軸電流演算部が算出したβ軸電流と、を前記位相を用いて系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分に変換し、この系統電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を前記フィーバック電流値として前記電流制御部に出力するｄｑ変換部と、を備える電圧電流計測部である、請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記角速度位相取得部は、前記系統電圧のｑ軸成分を、位相検出誤差（θ−φ）（θ：系統電圧の推定位相、φ：系統電圧）として、前記電圧計測部を含む位相検出ループに入力する演算によって、前記系統電圧の角速度ω及び位相θを取得するよう構成されている、請求項２乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。

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